JP2010532609A

JP2010532609A - ワイヤレス通信システムにおける送信処理

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Publication number: JP2010532609A
Application number: JP2010513868A
Authority: JP
Inventors: エドワード・アンドリュース; カーロ・ルスチ; ジョナサン・ウォリントン
Original assignee: イセラ・インコーポレーテッド
Priority date: 2007-06-29
Filing date: 2008-06-20
Publication date: 2010-10-07
Anticipated expiration: 2028-06-20
Also published as: CN101743712A; US8654894B2; US20100254445A1; EP2151081A2; WO2009003859A3; TW200908621A; JP5190113B2; EP2151081B9; GB0712701D0; WO2009003859A2; CN101743712B; EP2151081B1

Abstract

送信ユニットが送信データを含むかどうかを検出するためにワイヤレス通信システムにおいて送信を処理するための方法および装置。この方法は、送信ユニットの複数のサンプルを受信するステップと、複数のサンプルの平均信号対妨害比を決定するステップと、送信ビットが1か0かの確率に関係する少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定するステップと、複数の受信サンプルからビット信頼性インジケータの平均関数を生成するステップと、送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、ln cosh(・)の平均を平均信号対妨害比に比例するファクタと比較する検定を適用するステップとを含む。

Description

本発明は、ワイヤレス通信システムにおける、特に、受信機が送信フォーマットについての情報をもたないワイヤレス通信システムにおける送信処理に関する。

第3世代パートナシッププロジェクト(3GPP: 3rd Generation Partnership Project)広帯域符号分割多元接続(WCDMA: Wideband Code Division Multiple Access)順方向リンクでは、多数の専用チャネル(DCH: Dedicated Channel)が、別々に符号化およびパンクチャされ、その後、同じ専用物理チャネル(DPCH: Dedicated Physical Channel)を介して送信するために多重化されることが可能である(3GPP TS 25.212、「Technical Specification Group Radio Access Network; Multiplexing and Channel Coding (FDD)」、2005年6月、Section 4)。DCHトランスポートチャネルごとに、様々な数の情報データブロックを符号化して、DPCH上で同時に送信することができる。送信ごとに特定のフォーマットは、通常、トランスポートフォーマット組合せインジケータ(TFCI: Transport Format Combination Indicator)によって移動局またはユーザ機器(UE: User Equipment)に通知され、TFCIは、DCHトランスポートチャネルごとに、トランスポートブロックサイズ(すなわち各トランスポートブロックに含まれるビットの数)と、送信されるトランスポートブロックの数と(さらにはパンクチャリングおよびチャネル符号化に関する追加パラメータ)を指定する(3GPP TS 25.302、「Technical Specification Group Radio Access Network; Services Provided by the Physical Layer」、2005年9月)。しかし、WCDMA規格は、ある状況のもとでは、トランスポートフォーマット組合せインジケータTFCIの明示的な通知がなくとも、UEが送信用に使用されるトランスポートフォーマットを推測できることを求める。この場合、ユーザ機器UEは、ブラインドトランスポートフォーマット検出(blind transport format detection)のために、特別の受信機信号処理機能に依存すべきである。各トランスポートチャネルについて、可能なトランスポートフォーマットの組が、1つ以上のトランスポートブロックを有するトランスポートフォーマットを1つだけ含む場合、ユーザ機器は、単一トランスポートフォーマット検出(single transport format detection)と呼ばれる特別な処理機能を実行すべきであり(3GPP TS 25.212、「Technical Specification Group Radio Access Network; Multiplexing and Channel Coding (FDD)」、2005年6月、Section 4.3.1a)、その場合、ユーザ機器は、DCH送信が0個のトランスポートブロックを含む場合と1個のトランスポートブロックを含む場合(ゼロに等しいデータレートとフルレートに等しいデータレート)とを区別しさえすればよい。

WCDMAシステムでは、送信は、10msの無線フレーム1個または複数個分の持続時間をもつ送信時間間隔(TTI: Transmission Time Interval)において行われる。各10msの無線フレームは、さらに15個のタイムスロットに細分され、各タイムスロットは、2560個のチップを含む。1つのTTIの間にDPCH上で送信されるDCHデータは、1個のトランスポートブロックまたは複数個のブロックを含むことができる。

ブラインド単一トランスポートフォーマット検出のための方法が、3GPP TS 25.212、「Technical Specification Group Radio Access Network; Multiplexing and Channel Coding (FDD)」、2005年6月、Annex A (Informative): Blind Transport Format Detection、Section A.1.1において提案されている。この方法は、専用物理データチャネル(dedicated physical data channel)DPDCHのビット当たりの電力P_DPDCHの推定値に基づいており、この値は、専用物理制御チャネル(dedicated physical control channel)DPCCHのビット当たりの電力P_DPCCHの推定値と比較される。両方の電力推定値は、スロット当たりで計算され、10msのフレーム1個において平均される。比P_DPDCH/P_DPCCHが何らかの閾値Tを超えた場合、フルレートのトランスポートフォーマットが検出されたことが宣言され、さもなければ、ゼロレートのトランスポートフォーマットが検出されたことが宣言される。

上記の手法は、異なるDCHトランスポートチャネルの符号ブロックが多重化され、同じDPCHチャネル上で送信される場合、異なるトランスポートチャネルに対応するDPCHスロットデータの識別を必要とする。

本発明の一態様は、送信ユニットが送信データを含むかどうかを検出するためにワイヤレス通信システムにおいて送信を処理する方法を提供し、この方法は、送信ユニットの複数のサンプルを受信するステップと、複数のサンプルの平均信号対妨害比(signal-to-disturbance ratio)を決定するステップと、送信ビットが1か0かの確率に関係する1つまたは複数のビット信頼性インジケータ(bit reliability indicator)をサンプルごとに決定するステップと、複数の受信サンプルから信頼性インジケータの平均関数を生成するステップと、送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、信頼性インジケータの平均関数と平均信号対妨害比とを使用する検定を適用するステップとを含む。

本発明の別の態様は、送信ユニットが送信データを含むかどうかを検出するためにデジタル通信システムにおいて送信を処理するためのシステムを提供し、このシステムは、送信ユニットの複数のサンプルを受信する手段と、複数のサンプルにおける平均信号対妨害比を決定する手段と、送信ビットが1か0かの確率に関係する1つまたは複数のビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定する手段と、複数の受信サンプルからビット信頼性の平均関数を生成する手段と、送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、信頼性インジケータの平均関数と平均信号対妨害比とを使用する検定を適用する手段とを含む。

好ましい実施形態では、適用される検定は、ベイズ検定(Bayes test)に基づいて定式化される。上で説明された従来技術のブラインド単一トランスポートフォーマット検出技法と異なり、以下の実施形態で説明される方法は、DPCHタイムスロットの異なる部分の電力推定値の比較に依存しない。1組の受信サンプルの観測から指定された特性をもつ送信信号の存在を検出する問題は、検出理論の古典的な問題であり、この問題は、雑音内の信号の検出と仮説検定(hypothesis testing)という文脈で広く研究されてきた(例えば、H.L. Van Trees、「Detection, Estimation, and modulation Theory」、John Wiley & Sons.、1968年、A. Papoulis、「Probability, Random Variables and Stochastic Processes」、McGray-Hill、1991年、およびそれらの中の参考文献を参照されたい)。提案される方法は、古典的な検出理論で説明されたのと同じ原理から導き出される尤度比検定(likelihood ratio test)に基づいているが、古典的な解法とは異なっており、指定された誤り性能限界(error performance limit)を考慮して選択された閾値を超える、信号対雑音比のより広い範囲にわたって信号検出を可能にするという特有の利点を有する。この方法は、多方面で使用できるが、特に3GPP WCDMA受信機における単一トランスポートフォーマット検出において用途を見出す。

本発明をよりよく理解するため、また本発明がどのように実施できるかを示すため、今から添付の図面が例として参照される。

本発明の一実施形態によるシステムの概略ブロック図である。最適検出技法の概略ブロック図である。近似検出技法の概略ブロック図である。本発明の一代替実施形態の概略ブロック図である。本明細書で説明される検出技法の性能を示すグラフである。本明細書で説明される検出技法の性能を示すグラフである。本明細書で説明される検出技法の性能を示すグラフである。本明細書で説明される検出技法の性能を示すグラフである。本明細書で説明される検出技法の性能を示すグラフである。

本発明の一実施形態によるWCDMA受信機の主要機能を含むブロック図が、図1に示されている。図1では、参照番号2は、アンテナを表し、アンテナは、ワイヤレス送信を受信し、それを当技術分野で知られたRFおよびIFステージ4にアナログ形式で供給する。受信機フロントエンド6は、アナログ/デジタル変換の機能を含み、平方根二乗余弦フィルタリング(root-raised cosine filtering)を受け取り、一般にはレイク受信機(rake receiver)によって実施される信号検出器8は、関連するダウンリンク符号を逆スクランブルし、逆拡散する。タイムスロットごとに、DPCHは、専用物理データチャネル(DPDCH)と、専用物理制御チャネル(DPCCH)とによって構成される。DPCHスロットのDPDCHフィールドは、異なるDCHトランスポートチャネルの符号ブロックから取り出されたデータシンボル(ユーザデータ)を含み、一方、DPCCHフィールドは、(パイロットシンボルを含む)制御情報を含み、制御情報は常に、ユーザデータの存在とは独立に送信される。パイロットフィールドに対応する受信サンプルは、電力推定ブロック10に供給され、データフィールドに対応する受信サンプルは、LLR計算ブロック12に供給される。信号検出の後には、ブロック12のビット対数尤度比(LLR: log-likelihood ratio)の計算が続き、LLR計算は、軟入力チャネル復号(soft-input channel decoding)についての信頼性情報を提供する。受信機は、デインタリービングおよび逆多重化機能14も含む。デインタリービング/逆多重化の後、各トランスポートチャネルには、デパンクチャおよびチャネル復号機能16と、CRC(巡回冗長検査(cyclic redundancy check))機能18とが施される。

受信機は、ブラインドトランスポートフォーマット検出機能20をさらに含む。検出機能20は、電力推定ブロック10から信号電力推定値E_sおよび妨害推定値N₀を、加えて、LLR計算ブロック12からLLR L(y_k)を受け取る。本明細書でより十分に説明される方式で、ブラインドトランスポートフォーマット検出機能は、ゼロトランスポートブロック(ゼロに等しいデータレート)と、非ゼロトランスポートブロック(フルレートデータ)とを区別する。デインタリービング、デパンクチャリング、チャネル復号、およびCRC検査の動作は、検出アルゴリズムが非ゼロサイズのトランスポートブロックの送信を識別した場合に限って、実行する必要がある。

今から図2および図3を参照しながら、2つの異なる検出プロセスについて説明する。一方は最適検出プロセス(optimum detection process)(図2)と呼ばれ、他方は、近似検出プロセス(approximate detection process)(図3)と呼ばれる。これらの検出プロセスの一方または両方を、ブラインドTF検出ブロック20において実施することができる。どちらの検出プロセスを実施するかの選択、また両方を実施するのであれば、任意の特定の状況でどちらのプロセスを使用すべきかの選択が、以下でより十分に説明される。両方のプロセスは、今から説明される検出アルゴリズムから導出される。

単一トランスポートフォーマット検出アルゴリズムは、雑音内の送信信号の検出のための(尤度比検定として知られる)最適ベイズ検定の近似に基づいている。以下の導出は、3GPP WCDMAのDPCHチャネルに関係する四位相偏移変調(QPSK: Quadrature Phase Shift Keying)変調信号の場合に当てはまるが、簡単な変更によって異なる信号変調フォーマット向けにアルゴリズムを拡張できることが理解されよう。

送信信号の仮説のもとで、独立同一分布(i.i.d: independent identically distributed)同相および直交シンボル

を有するQPSKデータ系列を仮定する。y_kによって第kの同相または直交受信信号サンプルを表すと、目的は、2つの仮説

を区別することであり、ここで、E_s ^(k)は、第kの受信シンボルエネルギーを表し、n_kは、平均がゼロで、分散がσ²=N₀/2である、加法性白色ガウス雑音(additive white Gaussian noise)過程である。仮説H₀およびH₁は同じ先験確率(a priori probability)P_r(H₀)=P_r(H₁)=1/2を有すると仮定される。

Λ(y_k)が、量

を表すとする。観測y_kに基づいたベイズ検定は、Λ(y_k)>0の場合、仮説H₁を選択し、Λ(y_k)<0の場合、仮説H₀を選択する。式(1)におけるH₀およびH₁を、それぞれ、事象{a_k=0}および

としてモデル化すると、式(2)は、

のように書き直すことができる。その場合、

を仮定し、ベイズのルール(Bayes' rule)

を適用すると、尤度比検定

を得る。

観測集合y={y₀, y₁,…, y_N-1}に基づいてベイズ検定を導き出すため、式(2)の代わりに、

を定義する。この場合、式(4)は、

となる。

として実施することができ、ここで、

であり、または等価的に、

とすると、

である。

各雑音サンプルn_kが、平均がゼロで、分散がσ² _n(k)=N₀ ^(k)/2である、ガウス確率変数(Gaussian random variable)としてモデル化される場合(非定常雑音過程(non-stationary noise process))、式(9)の量E_s/N₀およびL(y_k)は、

として再定義されるべきであることに留意されたい。

式(9)のプロセスは、図2に示される最適プロセスである。最適検定(9)を実施するため、受信機は、除算関数30を含み、除算関数30は、各受信サンプルの受信シンボルエネルギーE_s ^(k)の値と、推定雑音N₀ ^(k)の値とを電力推定ブロック10から受け取る。関数30は、サンプルごとにこれらの値の比をとり、それらを推定ブロック32に供給し、推定ブロック32は、N個のサンプル(観測間隔)における平均比E_s/N₀を提供する。このようにして、除算関数30と平均ブロック32は、観測間隔NにおけるパラメータE_s/N₀の推定値を導き出す。(雑音が定常である場合(すなわち、N₀ ^(k)=N₀である場合)、受信シンボルエネルギーE_s ^(k)が、平均ブロック32の入力に与えられる。その後、ブロック32の出力と推定平均雑音N₀が、関数30に入力され、関数30は、最終的に平均比E_s/N₀を提供する)。LLR計算ブロック10は、同じ観測間隔からのサンプル{y₀, y₁,…, y_N-1}から対数尤度比L(y_k)を計算する。LLR値L(y_k)は、非線形関数ln cosh(・) 38に渡され、これは、参照表を用いて実施することができる。その後、式(9)の左辺の検出メトリックは、ブロック40において、非線形関数の出力を観測集合において平均することによって得ることができる。

式9の右辺のメトリックは、乗算器34を使用して、合計比E_s/N₀を固定値1/2で乗算することによって決定することができる。その後、ブロック36において、不等号を決定することができ、それによって、仮説H₀またはH₁が選択される。

中位から高位の信号対雑音比の場合、式(7)から、

とも書け、最適検定の式(9)は、

として近似される。

より一般的には、近似検定は、

のように書き表すことができ、ここで、ηは定数である。図3は、式12の近似検定を示している。図3の同じ番号は、図2における同じ部分を表している。関数ln cosh(・) 38の代わりに、絶対値関数42が、LLR L(y_k)に適用される。合計ブロック40は、LLRの絶対値を合計して観測間隔Nで割り、結果の値を選択ブロック36に供給する。

値(1/2)E_s/N₀を選択ブロック36に直接供給する代わりに、この値は、加算器44において、値ηと合算される。E_s/N₀の中位から高位の値については、量|L(y_k)|+ln(1/2)は、ln cosh[L(y_k)]の良好な近似となる。しかし、低いE_s/N₀では、|L(y_k)|+ln(1/2)は、ln cosh[L(y_k)]よりも小さくなる。E_s/N₀の所与の値未満では、たとえ送信信号が存在しても、関数

が(1/2)E_s/N₀よりも常に小さくなるということを理解することができる。この挙動は、近似検定(式11)を使用して検出を実行することが可能な信号対雑音比の範囲を縮小する。3GPP WCDMAシステムでは、これは、低い信号対雑音比において受信機の誤り性能を低下させることがあり、CPCHダウンリンク高速電力制御の正しい動作に影響することがある。WCDMAダウンリンク電力制御は、アウターループ(outer loop)電力制御アルゴリズムに基づいており、このアルゴリズムは、符号化の前に各データブロックに追加されるパリティビットに依存する、巡回冗長検査(CRC)の合格または不合格によって決定される、復号に成功したDCHデータブロックの数と、復号に成功しなかったDCHデータブロックの数についての情報を使用する。アウターループ電力制御アルゴリズムでは、ネットワークによって設定されたDCH品質(ブロック誤り率(block-error rate))目標に従って、目標信号対干渉比(SIR: signal-to-interference ratio)を制御するために、CRCの合格/不合格が利用される。その後、このSIR目標は、ダウンリンクDPCH電力の増加または低下を要求する、アップリンクにおいて送信される電力制御コマンドを導出するために、インナーループ(inner loop)電力制御アルゴリズムによって使用される。CRCの失敗は、SIR目標を押し上げ、その結果、ユーザ機器は、目標ブロック誤り率に近づくように誤り性能を改善することを目指して、送信電力の増加を要求する。このアルゴリズムを正しく機能させるには、送信ブロックは、その後で復号に成功できるかどうか(CRC合格/不合格)にかかわらず、検出されなければならない。E_s/N₀の値が低い場合、近似検定の式(11)の使用は、ブロック検出において一貫した失敗をもたらし、それが、復号の不成功(CRC不合格)を識別する可能性を妨げる。結果として、アウターループ電力制御は、UEに送信されるDPCHのダウンリンク電力を押し上げることができないだろう。この異常状況を回避するため、検出範囲を低い信号対雑音比にまで拡張できるように、選択ブロック46を使用して、式(12)の適切な定数ηを選択することができる。

必要とされる検出範囲に基づいて選択されるηの値は、より高い信号対雑音比において誤警報(false alarm)の確率を低下させることがあることは注目に値する。この問題を回避するため、ηは、測定されたE_s/N₀の関数とすることができ、例えば、E_s/N₀の異なる間隔ごとにηを異なる定数値に設定することができる。この場合、η=η(E_s/N₀)は、測定されたE_s/N₀の値が適切な閾値よりも大きい場合、-ln(1/2)に等しくなるように選択することができる。

WCDMA受信機では、量E_s/N₀は、各ダウンリンクDPCHスロット上で送信されるDPCCH専用パイロットシンボルから得られたN₀ ^(k)およびE_s ^(k)の推定値から得ることができる。図1に示されるように、LLR L(y_k)の組は、DPDCH信号サンプルの組{y₀, y₁,…, y_N-1}と、各DPDCHシンボルが受信されるスロットのN₀ ^(k)およびE_s ^(k)の推定値とから計算することができる。その後、トランスポートフォーマット検出アルゴリズムは、L(y_k)の組を使用して、式(12)の検出メトリック

を導き出す。

一旦、E_s ^(k)、N₀ ^(k)、およびL(y_k)が計算されると、実際に受信されたDPCHサンプルは、アルゴリズムのためにもはや必要とされない。

WCDMA受信機では、図1に示される手法を用いて、異なる符号ブロックが多重化され、同じDPCH物理チャネル上で送信される場合、トランスポートフォーマット検出のために使用されるLLR L(y_k)は、デインタリービングおよび符号ブロック逆多重化の前に、スロットごとに収集される。これは、異なる符号ブロックに対応する、DPCHスロットの値y_kの識別を必要とする。この点で、図4に示されるように、デインタリービングおよび符号ブロック逆多重化の後に、トランスポートフォーマット検出のためのLLRを収集するのが有利なことがある。この理由は、LLRが、送信状態によって影響される信号品質を表すことである。したがって、(異なるチャネルから多重化された)隣接サンプルからなる特定のサブセットが、同様のLLRを有しながらも、そのLLRが後のサンプルを代表していない公算が非常に高い。LLR値をとる前にチャネルをデインタリーブすることによって、これは、サンプルの最初の数個(例えば32個)の平均をそのブロックの代表と見なせるように、LLRがランダムに分布されることを保証する。

図4の実施のさらなる利点は、与えられた符号ブロックのN個のLLR値のうちのサブセットN'において式(12)の検出メトリックを推定することによって、複雑さを低下させる簡単な方法を可能にすることである。実際、LLRはデインタリーブ後に収集されるので、

を計算することができ、N'≪Nは、必要とされる検出性能に大きく影響しないように選択することができる。

近似検定の式(12)の性能は、検出の確率P_Dと誤警報の確率P_Fによって定量化することができる。近似検出測定

と、検出閾値θ=(1/2)E_s/N₀+ηとを使用することによって、

と書ける。

観測の数Nは通常は相対的に大きいので、関数γは、ガウス確率変数としてモデル化することができる。この仮定のもと、d₁=E{γ|H₁}および

とすると、

が得られ、d₀=E{γ|H₀}およびσ² ₀=E{(γ-E{γ|H₀})²|H₀}とすると、

を得る。

式(15)および式(16)を使用して計算された近似検定の式(12)の性能の一例が、図5および図6に示されている。図は、E_s/N₀の異なる値について、式(12)の定数ηの関数としての検出の確率P_Dと誤警報の確率P_Fとを与える。図5の曲線は、N=10、E_s/N₀の値を-3dBから3dBとして、式(15)および式(16)を計算することで得られたものであり、その一方で図6は、N=20、E_s/N₀を-9dBから-6dBと仮定している。図5の結果から、修正アルゴリズムの式(12)は、E_s/N₀≧0dBの場合、たかだかN=10の観測サンプルを使用して、2・10^-4よりも小さい1-P_DおよびP_Fの値を与える。図6に示されるように、観測の数をN=20に増やすと、E_s/N₀≧-9dBの場合に、2・10^-4よりも小さい確率1-P_DおよびP_Fを得る。

最適検出アルゴリズムの式(9)と近似検出アルゴリズムの式(12)の挙動が、図7〜図9において比較されている。曲線は、雑音電力をN₀/2=1/2とし、平均シンボルエネルギーE_sの異なる値について、仮説H₀およびH₁のもとで信号サンプルy_kを生成することによって得られた。式(9)、式(11)、および式(12)の検出メトリックは、サンプルy_kごとに計算され、結果は、N=1000の観測において平均された。

図7では、仮説H₀およびH₁のもとでの最適検出測定が、閾値(1/2)E_s/N₀と比較され、図8および図9では、測定

が、それぞれ閾値(1/2)E_s/N₀-ln(1/2)および(1/2)E_s/N₀+0.5と比較されている。図8に示されるように、選択可能な定数ηをもたない、式(11)の修正された検定は、E_s/N₀<0dBの場合の信号検出が可能でなく、一方、図9から、式(12)において定数η=0.5を使用すると、E_s/N₀<-2dBの場合に限って、信号検出が可能でなく、したがって、アウターループ電力制御が正しく動作できる信号対雑音比のより広い範囲を与える。

本発明が上で参照された実施形態の文脈で説明されたが、代替形態が可能であり、本発明の範囲は添付の特許請求の範囲によってのみ限定されることが理解されよう。

2 アンテナ
4 RFおよびIFステージ
6 受信機フロントエンド
8 信号検出器
10 電力推定
12 LLR計算
14 デインタリービングおよび逆多重化
16 デパンクチャおよびチャネル復号
18 CRC
20 ブラインドトランスポートフォーマット検出
30 除算関数
32 平均ブロック
34 乗算器
36 不等号選択ブロック
38 ln cosh(・)関数
40 平均ブロック
42 絶対値関数
44 加算器
46 定数η選択ブロック

Claims

送信ユニットが送信データを含むかどうかを検出するためにワイヤレス通信システムにおいて送信を処理する方法であって、
送信ユニットの複数のサンプルを受信するステップと、
前記複数のサンプルの平均信号対妨害比を決定するステップと、
送信ビットが1か0かの確率に関係する少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定するステップと、
前記複数の受信サンプルから前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成するステップと、
前記送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、前記信頼性インジケータに関するln cosh(・)(双曲線余弦の自然対数)値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと比較する検定を適用するステップと
を含む方法。
前記検定が、

を使用して実施され、ここで、Nはサンプルの数、L(y_k)は第kのサンプルのビット信頼性インジケータ、E_s/N₀は前記平均信号対雑音比である、請求項1に記載の方法。
送信ユニットが送信データを含むかどうかを検出するためにワイヤレス通信システムにおいて送信を処理する方法であって、
送信ユニットの複数のサンプルを受信するステップと、
前記複数のサンプルの平均信号対妨害比を決定するステップと、
送信ビットが1か0かの確率を表す少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定するステップと、
前記複数の受信サンプルから前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成するステップと、
前記信頼性インジケータの絶対値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと選択可能な定数との和である値と比較する検定を適用するステップと
を含む方法。
適用される前記検定が、

であり、ここで、Nはサンプルの数、L(y_k)は第kのサンプルのビット信頼性インジケータ、E_s/N₀は前記平均信号対雑音比、ηは前記選択可能な定数である、請求項3に記載の方法。
前記定数(η)が、前記平均信号対妨害比に基づいて選択される、請求項3または4に記載の方法。
複数のチャネルが、前記送信において多重化され、前記信頼性インジケータの前記平均関数を生成する前記ステップが、前記多重化された送信に対して実行される、請求項1に記載の方法。
複数のチャネルが、各送信において多重化される方法であって、前記信頼性インジケータの平均関数を生成する前記ステップの前に、前記チャネルを逆多重化するステップを含み、前記平均関数が、チャネルごとに生成される、請求項1に記載の方法。
送信ユニットが送信データを含むかどうかを検出するためにデジタル通信システムにおいて送信を処理するためのシステムであって、
送信ユニットの複数のサンプルを受信する手段と、
前記複数のサンプルにおける平均信号対妨害比を決定する手段と、
送信ビットが1か0かの確率に関係する少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定する手段と、
前記複数の受信サンプルから前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成する手段と、
送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、前記信頼性インジケータに関するln cosh(・)(双曲線余弦の自然対数)値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと比較する検定を適用する手段と
を含むシステム。
送信ユニットが送信データを含むかどうかを検出するためにデジタル通信システムにおいて送信を処理するためのシステムであって、
送信ユニットの複数のサンプルを受信する手段と、
前記複数のサンプルにおける平均信号対妨害比を決定する手段と、
送信ビットが1か0かの確率に関係する少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定する手段と、
前記複数の受信サンプルから前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成する手段と、
前記信頼性インジケータの絶対値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと選択可能な定数との和である値と比較する検定を適用する手段と
を含むシステム。
複数のサンプルを受信する前記手段が、アナログワイヤレス信号を受信し、前記アナログワイヤレス信号を前記複数のサンプルに変換するように構成される無線周波受信機を含む、請求項8または9に記載のシステム。
複数のサンプルを受信する前記手段が、複数のチャネルが多重化された送信から複数のチャネルを逆多重化し、デインタリーブする手段を含み、前記信頼性インジケータの平均関数を生成するステップの前に、前記複数のサンプルが、前記チャネルの各々から取り出される、請求項10に記載のシステム。
前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成する前記手段が、複数のチャネルが多重化された送信に対して作用する、請求項10に記載のシステム。
広帯域符号分割多元接続システムである、請求項8または9に記載のシステム。
パイロットシンボルから信号推定値と妨害推定値とを生成する手段を含む、請求項8または9に記載のシステム。
前記平均信号対妨害比に基づいて前記選択可能な定数を選択する手段を含む、請求項9に記載のシステム。
ワイヤレス通信システムにおいて送信を処理するための受信機であって、
送信ユニットの複数のサンプルを受信する手段と、
前記複数のサンプルの平均信号対妨害比を決定する手段と、
送信ビットが1か0かの確率に関係する少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定する手段と、
前記複数の受信サンプルから前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成する手段と、
前記送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、前記信頼性インジケータに関するln cosh(・)(双曲線余弦の自然対数)値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと比較する検定を適用する手段と
を含む受信機。
ワイヤレス通信システムにおいて送信を処理するための受信機であって、
送信ユニットの複数のサンプルを受信する手段と、
前記複数のサンプルの平均信号対妨害比を決定する手段と、
送信ビットが1か0かの確率に関係する少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定する手段と、
前記複数の受信サンプルから前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成する手段と、
前記送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、前記信頼性インジケータの絶対値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと選択可能な定数との和である値と比較する検定を適用する手段と
を含む受信機。
請求項16または17に記載の受信機を含むモバイル端末。
コンピュータによって実行されたときにワイヤレス通信システムにおいて送信を処理する方法を実施する一連の命令を有するコンピュータプログラムを含むコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、前記方法が、
送信ユニットの複数のサンプルを受信するステップと、
前記複数のサンプルの平均信号対妨害比を決定するステップと、
送信ビットが1か0かの確率に関係する少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定するステップと、
前記複数の受信サンプルから前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成するステップと、
前記送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、前記信頼性インジケータに関するln cosh(・)(双曲線余弦の自然対数)値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと比較する検定を適用するステップと
を含む、コンピュータ読み取り可能な記録媒体。
コンピュータによって実行されたときにワイヤレス通信システムにおいて送信を処理する方法を実施する一連の命令を有するコンピュータプログラムを含むコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、前記方法が、
送信ユニットの複数のサンプルを受信するステップと、
前記複数のサンプルの平均信号対妨害比を決定するステップと、
送信ビットが1か0かの確率に関係する少なくとも1つのビット信頼性インジケータをサンプルごとに決定するステップと、
前記複数の受信サンプルから前記ビット信頼性インジケータの平均関数を生成するステップと、
前記送信ユニットが送信データを含むかどうかを決定するために、前記信頼性インジケータに関するln cosh(・)(双曲線余弦の自然対数)値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと比較する検定を適用するステップと、
前記信頼性インジケータの絶対値の平均を前記平均信号対妨害比に比例するファクタと選択可能な定数との和である値と比較する検定を適用するステップと
を含む、コンピュータ読み取り可能な記録媒体。