JP2010518776A - 単一キャリアｆｄｍａシステムにおける制御情報の送受信方法及び装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、移動通信システムにおける多くの量の制御情報の送信方法及び装置を提供する。端末（ＵＥ）は、送信されるアップリンクデータが存在せず、上記制御情報の情報量が事前に定義されたしきい値以下である場合に、第２の制御情報を上記第２の制御情報を送信するのに使用される少なくとも１つの時間間隔をそれぞれ示すリソースブロック（ＬＢ）に従って循環シフトされたＺＣシーケンスを用いて拡散する。送信されるアップリンクデータが存在する場合に、端末は、第３の制御情報とアップリンクデータの時分割多重化（ＴＤＭ）を実行する。送信されるアップリンクデータが存在せず、制御情報の情報量が事前に定義されたしきい値を超過する場合に、又は上記第１の制御情報が様々な種類の情報を含む場合に、端末は、上記第１の制御情報を直交符号により時間領域で拡散する。

Description

本発明は、移動通信システムに関し、特に、制御情報の送受信方法及び装置に関する。

移動通信技術の分野において、直交周波数分割多重接続（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：以下、“ＯＦＤＭＡ”と称する。）方式、又はＯＦＤＭＡ方式に類似した単一キャリア周波数分割多重接続（Single Carrier-Frequency division Multiple Access：以下、“ＳＣ-ＦＤＭＡ”と称する。）方式が無線チャネルを介して高速データの送信に有用な方式として活発に研究されている。非同期セルラー移動通信標準の団体である第３世代パートナーシッププロジェクト（3-rd Generation Partnership Project：以下、“３ＧＰＰ”と称する。）は、次世代移動通信システムであるロングタームエボルーション（Long Term Evolution：以下、“ＬＴＥ”と称する。）システムを多重接続方式の基盤として研究している。

ＬＴＥシステムにおいて、アップリンク制御情報の送信フォーマットは、データ送信が存在するか否かに従って区分される。アップリンク制御情報は、ダウンリンクデータ送信に対する応答であるアクノリッジメント（Acknowledgement：ＡＣＫ）／ネガティブアクノリッジメント（Negative ACK：ＮＡＣＫ）情報と、ダウンリンクチャネル状態をフィードバックするためのチャネル品質指示（Channel Quality Indication：以下、“ＣＱＩ”と称する。）情報と、多重送受信アンテナの動作に必要な多入力多出力（Multiple Input Multiple Output：以下、“ＭＩＭＯ”と称する。）情報とを含む。

データ及び制御情報がアップリンクで同時に送信される又はデータだけが送信される場合には、このデータ及び制御情報を時分割多重化（Time Division Multiplexing：以下、“ＴＤＭ”と称する。）し送信する。一方、データなしに制御情報だけを送信する場合には、割り当てられた特定の周波数帯域が、制御情報を送信するのに使用される。

図１は、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおける制御情報だけがアップリックで送信される際の制御情報の構成を示す図である。図１において、横軸は、時間領域を示し、縦軸は、周波数領域を示す。時間領域は、１つのサブフレーム１０２の範囲を有し、周波数領域は、送信帯域幅１１４の範囲を有する。

図１を参照すると、アップリンクの基本送信単位であるサブフレーム１０２は、１ｍｓの長さを有し、各サブフレームは、０．５ｍｓの長さを有する２つのスロット１０４及び１０６を含む。各スロット１０４及び１０６は、ロングＳＣ-ＦＤＭＡシンボルとも呼ばれる複数のロングブロック（Long Block：以下、“ＬＢ”と称する。）１０８をそれぞれ含む。図１に示すスロットの各々は、７つのＬＢ１０８を含む。

周波数領域において、もっとも小さな送信単位は、サブキャリアであり、リソース割当ての基本単位は、リソースユニット（Resource Unit：以下、“ＲＵ”と称する。）１１０又は１１２である。ＲＵ１１０又は１１２は、複数のサブキャリア及び複数のＬＢを含む。図１に示す構成において、１つのＲＵは、１２個のサブキャリアと１４個のＬＢとを含む。このような構成において、１つのＲＵは、連続的な複数のサブキャリアだけでなく、これら間の一定の間隔を有する不連続的な複数のサブキャリアも含むことにより、周波数ダイバーシティを得ることができる。

１つのサブフレーム１０２内において、制御情報は、１番目、２番目、３番目、５番目、６番目、７番目、８番目、９番目、１０番目、１２番目、１３番目 、及び１４番目のＬＢで送信される一方、基準信号（Reference signal：以下、“ＲＳ”と称する。）とも呼ばれるパイロットは、４番目及び１１番目のＬＢの各々で送信される。このパイロットは、予め約束されたシーケンスを含むため、受信側でコヒーレント復調のためのチャネル推定に使用される。

ＬＴＥシステムにおいて、制御情報だけがアップリンクで送信される場合に、この制御情報は、事前に定義された制御情報用周波数帯域を介して送信される。本明細書において、このようなタイプの送信方式を、“タイプＡ”送信方式と呼ぶ。“タイプＡ”送信方式において、制御情報用周波数帯域に含まれている制御情報の送信のためのＬＢの個数と、ＲＳの送信のためのＬＢの個数とは、場合に従って変更され得る。図１を参照すると、この制御情報用周波数帯域は、システム送信帯域１１４の両端に位置するＲＵ１１０及び１１２に対応する。

一般的に、制御情報を送信するための周波数帯域は、ＲＵ単位で構成され、複数のＲＵは、多重化される端末（ＵＥ）の個数に従って制御情報の送信に使用される。また、１つのサブフレームの間に周波数ダイバーシティを増加させるために周波数ホッピングを適用することができ、この際に、この周波数ホッピングは、スロットごとに実行することができる。

図１を参照すると、制御情報＃１は、第１のスロット１０４で事前に割り当てられた周波数帯域１１０を介して送信され、第２のスロット１０６で周波数ホッピングされた後に、事前に割り当てられた他の周波数帯域１１２を介して送信される。図示していないが、制御情報＃２は、第１のスロット１０４で周波数帯域１１２を介して送信され、第２のスロット１０６で周波数ホッピングされた後に、周波数帯域１１０を介して送信される。

符号分割多重化（Code Division Multiplex：以下、“ＣＤＭ”と称する。）方式は、相互に異なるユーザー間でＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報、ＣＱＩ情報、及びＭＩＭＯ情報などを含むアップリンク制御情報を多重化するために使用することができる。このＣＤＭ方式は、周波数分割多重化（Frequency Division Multiplex：以下、“ＦＤＭ”と称する。）方式に比べて干渉信号に対してさらに強固である。

Ｚａｄｏｆｆ-Ｃｈｕ（ＺＣ）シーケンスは、制御情報のＣＤＭ方式に使用されるシーケンスとして論議されている。Ｚａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスが時間及び周波数領域で一定の信号レベルを有するため、Ｚａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスは、良好な最大電力対平均電力比（Peak to Average Power Ratio：以下、“ＰＡＰＲ”と称する。）を有し、周波数領域でも良好なチャネル推定性能を示す。

Ｚａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスは、ノンゼロ（Non-zero）シフトに対するゼロ循環自動相関（zero circular autocorrelation）を有する。したがって、制御情報の送信のための同一のＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスを使用する端末（User Equipment：以下、“ＵＥ”と称する。）は、ＵＥ間の識別のために、Ｚａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスの相互に異なる時間領域循環シフト値が与えられることができる。この循環シフト値は、無線送信経路の最大送信遅延値より大きい条件を満足するようにユーザーに従って異なって設定されることにより、各ユーザー間の直交性を保持する。したがって、多重アクセスが可能なユーザーの数は、Ｚａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスの長さ及び循環シフト値により決定される。

以下、“タイプＡ”送信方式において、制御情報信号及びＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスのマッピング及び送信について図１を参照して説明する。ＵＥｉに割り当てられた長さＮを有するＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスは、ｇ_{（ｎ＋Δｉ）ｍｏｄ Ｎ}（ｎ＝０，．．．，Ｎ−１、Δ_ｉは、ＵＥｉに対する時間領域循環シフト値を示し、ｉは、ＵＥを識別するためのＵＥインデックスを示す）により定義され、ＵＥｉが送信する制御情報信号は、ｍ_ｉ，ｋ（ｋ＝０，．．．，Ｎ_ＬＢ、ここで、Ｎ_ＬＢは、サブフレーム内のＬＢの個数を意味する）で示されると、各ＬＢにマッピングされた信号Ｃ_{ｉ，ｋ，ｎ}（ＵＥｉのｋ番目のＬＢのｎ番目のサンプル）は、次の式（１）で定義される。

上述した式（１）において、ｋ＝０，．．．，Ｎ_ＬＢ、ｎ＝０，．．．，Ｎ-１であり、Δｉは、ＵＥｉに対するＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスの時間領域循環シフト値を示す。

図１に示す構成において、１つのサブフレーム内でのＬＢ個数を示すＮ_ＬＢは、１２であり、Ｚａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスの長さＮは、１つのＲＵに含まれているサブキャリアの個数と同一の１２である。図１において、ＵＥインデックスｉは省略される。１つのＵＥの観点から見ると、時間領域循環シフトされたＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスは、ＬＢごとに適用され、送信される制御情報信号は、ＬＢごとに１つの変調シンボルが時間領域循環シフトされたＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスと乗じられることにより構成される。したがって、サブフレーム当たり最大Ｎ_ＬＢ個の制御情報変調シンボルを送信することができる。すなわち、図１に示す１つのサブフレームの間に最大１２個の制御情報変調シンボルを送信することができる。

制御情報及びデータのすべてが送信される場合には、このデータ及びこの制御情報が時分割多重化（ＴＤＭ）され、このデータ送信のために割り当てられた時間-周波数リソースにマッピングされた後に送信される。本明細書において、このようなタイプの送信方式を“タイプＢ”送信方式と呼ぶ。一般的に、基地局（Ｎｏｄｅ Ｂ）は、この時間-周波数リソースをＲＵ単位でスケジューリングする。図２は、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおいて、“タイプＢ”送信方式に従って送信された制御情報の構成を示す。システム送信帯域幅２０８に対して、１つのサブフレーム２０２は、１ｍｓの長さを有し、０．５ｍｓの長さをそれぞれ有する２つのスロット２０４及び２０６を含む。各スロットは、７個のＬＢ２１８を含む。

図２を参照すると、１つのサブフレーム２０２内で、制御情報及びデータは、時分割多重化され、１番目、２番目、３番目、５番目、６番目、７番目、８番目、９番目、１０番目、１２番目、１３番目、及び１４番目のＬＢで送信され、他方、ＲＳは、４番目及び１１番目のＬＢの各々で送信される。また、送信帯域幅２０８内で、周波数帯域２１４及び２１６は、“タイプＡ”制御情報の送信のために割り当てられている。したがって、周波数帯域２１４及び２１６以外の周波数帯域では、制御情報の送信のために“タイプＢ”方式を使用することができる。ＵＥ＃１は、周波数帯域２１０で制御情報及びデータを時分割多重化して送信し、ＵＥ＃２は、周波数帯域２１２で制御情報及びデータを時分割多重化して送信する。

上述したように、アップリンク制御情報を送信するにあたり、ＵＥは、このアップリンク制御情報とともに送信されるアップリンクデータがあるか否かに従って“タイプＢ”方式又は”タイプＡ”方式を適用する。しかしながら、送信される制御情報の情報量が多い場合に、時間領域、周波数領域、及び符号領域に対するリソースが不足する問題が発生し得る。

上述したように、アップリンク制御情報を送信するにあたり、ＵＥは、このアップリンク制御情報とともに送信されるアップリンクデータがあるか否かに従って“タイプＢ”方式又は”タイプＡ”方式を適用する。しかしながら、送信される制御情報の情報量が多い場合に、時間領域、周波数領域、及び符号領域に対するリソースが不足な問題が発生し得る。

制御情報の情報量は、送信される制御情報のタイプに従って可変する。ダウンリンクチャネル状態をフィードバックするためのＣＱＩ情報を、例を挙げて説明する。ＣＱＩ情報は、全システム送信帯域のチャネル状態を示す広帯域ＣＱＩと、特定の周波数帯域のチャネル状態を示すサブ帯域ＣＱＩとを含む。基地局は、ＵＥからフィードバックされたＣＱＩ情報に基づいてＵＥに割り当てられるリソースを決定するためのスケジューリング動作を実行する。周波数選択性スケジューリングは、サブ帯域ＣＱＩを必要とする。システム送信帯域は、複数のサブ帯域を含み、このサブ帯域の各々は、基地局スケジューリングの最小単位であるＲＵの倍数に対応するサイズを有する。

１０ＭＨｚ送信帯域を考慮すると、ＬＴＥシステムは、各々１２個のサブキャリアで構成される合計５０個のＲＵを使用することができる。各サブ帯域が２個のＲＵを含むと、ＬＴＥシステムは、合計２５個のサブ帯域を含むため、ＵＥは、２５個のサブ帯域ＣＱＩをフィードバックする。一般的に、シグナリングオーバーヘッドを考慮する際に、全サブ帯域の中で最もチャネル状態がよい一部のサブ帯域に関するＣＱＩ情報をフィードバックすることが好ましい。例えば、サブ帯域ＣＱＩがこの２５個のサブ帯域の中でチャネル状態がもっともよい３個のサブ帯域に対してフィードバックされ、各サブ帯域ＣＱＩが５ビットで示されると仮定すると、全サブ帯域ＣＱＩ情報をフィードバックするのに必要な全シグナリングビットの数は、次のように計算される。すなわち、どのサブ帯域に関するＣＱＩ情報であるかを示すための１２ビット（＝ｃｅｉｌ｛ｌｏｇ_２（_２５Ｃ_３）｝）及び各サブ帯域のチャネル状態を示すための１５ビット（＝５＊３）を含む合計２７ビットが全サブ帯域ＣＱＩ情報をフィードバックするために必要である。ここで、ｃｅｉｌ｛｝は、シーリング関数を意味する。

スケジューリングの観点において、できるだけ送信遅延なしに最小送信時間単位でサブ帯域ＣＱＩ情報を送信することが好ましい。符号化率１／３を有し、８個のテールビットを適用する畳込み符号化を実行すると、１０５ビット（＝（２７＋８）×３ビット）を含む符号化されたストリームを生成する。その後に、この符号化されたストリームに対して四位相偏移変調（Quadrature Phase Shift Keying：ＱＰＳＫ）変調を行うと、５２．５変調シンボル（＝１０５／２個の変調シンボル）を生成する。

図１に示す例の場合、最大１２個の変調シンボルが１つのサブフレーム内で“タイプＡ”方式に従って送信することができることを考慮すると、送信される情報量（５２．５個の変調シンボル）が送信可能な情報の量（１２個の変調シンボル）より大きい場合の送信方式を定義する必要がある。

したがって、本発明は、上述した従来技術の問題点を解決するために提案するものであり、その目的は、移動通信システムにおいて多大な情報量の制御情報を送信する方法及び装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、多量の制御情報の送信のために個別の周波数帯域を割り当て、時間領域でこの制御情報を拡散することにより送信ビットレートを高める方法及び装置を提供することにある。

上記のような目的を達成するために、本発明の実施形態の一態様によれば、単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムにおける制御情報の送信方法を提供する。上記方法は、送信される第１の制御情報を生成するステップと、上記第１の制御情報を含む制御情報シンボルを、基地局により端末（ＵＥ）別に割り当てられた異なるインデックスを有し、上記第１の制御情報の情報量に従う拡散指数を有する直交符号により拡散するステップと、上記拡散された信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行し、上記離散フーリエ変換された信号を上記第１の制御情報の送信のために割り当てられた第１の周波数領域にマッピングすることにより、周波数領域信号を生成するステップと、上記周波数領域信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を介して単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）シンボルにマッピングするステップと、シンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を上記ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルに付加した後に、サイクリックプレフィックスが付加された信号を上記基地局に送信するステップと、を含むことを特徴とする。

本発明の実施形態の他の態様によれば、単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムにおける制御情報を送信する端末（ＵＥ）装置を提供する。上記装置は、送信される第１の制御情報を含む制御情報シンボルを、基地局により端末別に割り当てられた異なるインデックスを有し、上記第１の制御情報の情報量に従う拡散指数を有する直交符号により拡散する制御信号生成器と、上記拡散された信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行する離散フーリエ変換ブロックと、上記離散フーリエ変換された信号を上記第１の制御情報の送信のために割り当てられた第１の周波数領域にマッピングすることにより周波数領域信号を生成するマッピング装置と、上記周波数領域信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を介して単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）シンボルにマッピングする逆高速フーリエ変換ブロックと、シンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を上記ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルに付加した後に、サイクリックプレフィックスが付加された信号を上記基地局に送信するサイクリックプレフィックス挿入器と、を含むことを特徴とする。

本発明の実施形態のさらに他の態様によれば、単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムにおける制御情報の受信方法を提供する。上記方法は、受信された信号からシンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去することによりＳＣ-ＦＤＭＡシンボルを抽出するステップと、上記ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うステップと、上記高速フーリエ変換された信号から第１の制御情報の送信のために割り当てられた第１の周波数領域にマッピングされた信号をデマッピングするステップと、上記デマッピングされた信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を介して時間領域信号に変換するステップと、上記時間領域信号を逆多重化することにより制御チャネル信号を抽出するステップと、上記制御チャネル信号を、基地局により端末別に割り当てられた異なるインデックスを有し、上記第１の制御情報の情報量に従う拡散指数を有する直交符号により逆拡散することにより上記第１の制御情報を取得するステップと、を含むことを特徴とする。

本発明の実施形態のさらなる他の態様によれば、単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムにおける制御情報を受信する基地局装置を提供する。上記装置は、シンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去することによりＳＣ-ＦＤＭＡシンボルを受信された信号から抽出するサイクリックプレフィックス除去器と、上記ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する高速フーリエ変換ブロックと、上記高速フーリエ変換された信号から、第１の制御情報の送信のために割り当てられた第１の周波数領域にマッピングされた信号をデマッピングするデマッピング装置と、上記デマッピングされた信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を介して時間領域信号に変換する逆高速フーリエ変換ブロックと、上記時間領域信号を逆多重化することにより制御チャネル信号を抽出する逆多重化器と、上記制御チャネル信号を、基地局により端末別に割り当てられた異なるインデックスを有し、上記第１の制御情報の情報量に従う拡散指数を有する直交符号により逆拡散することにより上記第１の制御情報を取得する制御チャネル信号受信器と、を含むことを特徴とする。

本発明は、次世代移動通信システムにおけるアップリンク制御情報を送信する方法及び装置を提供する。具体的に、制御情報の情報量が多い場合に、この制御情報を時間領域で直交符号で拡散することにより送信ビットレートを増加させ、ユーザー間の識別を可能にすることができる。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおける制御情報だけがアップリックで送信される際の制御情報の構成を示す図である。 ３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおける“タイプＢ”送信方式に従って送信される制御情報の構成を示す図である。 本発明の好ましい実施形態による、制御情報の送信構成を示す図である。 本発明の好ましい実施形態による、“タイプＣ”方式により制御情報を生成する動作過程を示すフローチャートである。 本発明の好ましい実施形態による、ＵＥが制御情報を送信する過程を示すフローチャートである。 本発明の好ましい実施形態による、“タイプＣ”方式により制御情報を送信するＵＥの送信装置を示すブロック図である。 本発明の好ましい実施形態による、“タイプＣ”方式により制御情報を送信するＵＥの送信装置を示すブロック図である。 本発明の好ましい実施形態による、各ユーザー別制御情報を生成する動作過程を示すフロー図である。 本発明の好ましい実施形態による、“タイプＣ”方式により制御情報を受信する基地局の受信装置を示すブロック図である。 本発明の好ましい実施形態による、“タイプＣ”方式により制御情報を受信する基地局の受信装置を示すブロック図である。

以下、本発明の好適な一実施形態を添付図面を参照しながら詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能または構成に関する具体的な説明は省略する。また、本発明の詳細な構成および要素のような本発明の詳細な説明で定義される特徴は、本発明の実施形態の包括的な理解を助けるために提供される。したがって、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく、ここに説明された実施形態の様々な変更及び変形が可能であるということは、当業者には明らかである。

本明細書では、具体的にＳＣ-ＦＤＭＡ基盤セルラー通信システムにおいて、アップリンク制御情報がシステム帯域の特定の周波数領域を介して送信される場合に本発明に従うＵＥ及び基地局の送受信動作を説明する。

送信される制御情報の情報量が多く存在する場合に、アップリンクの事前に定義された制御情報用周波数帯域を介して、データなしに制御情報だけを送信する“タイプＡ”方式だけでは、所定の時間内にこの制御情報を送信することができない場合が発生し得る。この制御情報は、ダウンリンクデータに対する応答であるＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報、ダウンリンクチャネル状態をフィードバックするＣＱＩ情報、及び多重送受信アンテナの動作に必要な多入力多出力（Multiple Input Multiple Output：以下、“ＭＩＭＯ”と称する。）情報を含む。本明細書において、説明の便宜上、本発明で提案する制御情報の送信方式を“タイプＣ”方式と呼ぶ。

図３は、本発明の好ましい実施形態による制御情報の送信構成を示す図である。システム送信帯域幅３０８に対して、１つのサブフレーム３０２は、１ｍｓの長さを有し、それぞれ０．５ｍｓの長さを有する２個のスロット３０４及び３０６を含む。各スロット３０４及び３０６は、７個のロングブロック（Long Block：以下、“ＬＢ”と称する。）を含む。

以下、本発明の好ましい実施形態による“タイプＣ”制御情報送信方式を図３を参照して説明する。“タイプＣ”方式に従う周波数領域は、“タイプＡ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１０及び３１２と“タイプＢ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１４と個別に動作される。“タイプＣ”方式の周波数領域において、送信帯域の基本単位はＲＵであり、複数のＲＵは、“タイプＣ”方式に従う制御情報の送信のために使用することができる。

“タイプＡ”又は“タイプＣ”方式に従う制御情報の送信において、周波数ホッピングは、周波数ダイバーシティ利得を増加させるために１つのサブフレーム内でスロット単位で遂行され得る。このスロット単位周波数ホッピングは、同一のタイプの周波数帯域間で実行されてもよく、又は相互に異なるタイプの周波数帯域間で実行されてもよい。このスロット単位周波数ホッピングは、システム動作のために予め定義され、これにより、シグナリング又はシステム設定を介してＵＥ及び基地局のすべてにより共通して認識することができる。

図３に示すような“タイプＣ”方式のために割り当てられた周波数領域３１６及び３１８の送信構成に従うと、１つのサブフレーム３０２内で、制御情報は、１番目、２番目、３番目、５番目、６番目、７番目、８番目、９番目、１０番目、１２番目、１３番目、及び１４番目のＬＢで送信され、他方、ＲＳは、４番目及び１１番目のＬＢで送信される。制御情報を送信するためのＬＢの個数及びＲＳを送信するためのＬＢの個数は、各場合に従って変更され得る。図３を参照すると、“タイプＡ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１０及び３１２は、システム送信帯域３０８の最外側に位置し、“タイプＣ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１６及び３１８は、“タイプＡ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１０及び３１２の内側に位置する。しかしながら、これらの位置は、単なる一例であり、システム動作の間に調整することができる。

例えば、“タイプＣ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１６及び３１８は、システム送信帯域３０８の最外側に位置し、“タイプＡ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１０及び３１２は、“タイプＣ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１６及び３１８の内側に位置する。他の例の場合では、“タイプＢ”方式及び”タイプＣ”方式の制御情報だけが“タイプＡ”方式を使用せず送信可能である。この場合に、“タイプＣ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１６及び３１８は、システム送信帯域３０８の最外側に位置し、“タイプＢ”方式のために割り当てられた周波数帯域３１４は、システム送信帯域３０８の他の位置に位置する。

“タイプＡ”方式において、１つのサブフレーム内で送信可能な制御情報の量が小さな値を有するように制限するために、ＺＣシーケンスに基づくＣＤＭ方式を使用することにより、１つの変調シンボルは、各ＬＢにマッピングされる。“タイプＣ”方式において、ＺＣシーケンスは使用されず、送信される制御情報は、ウォルシュ符号又は直交可変拡散率（Orthogonal Variable Spreading Factor：以下、“ＯＶＳＦ”と称する。）符号のような直交符号で拡散された後に、ＬＢにマッピングされることにより、１つのサブフレーム内で送信可能な制御情報の量を増加させる。

例えば、１２個のサブキャリアを含む１つのＲＵは、“タイプＣ”方式の周波数領域３１６及び３１８に割り当てられ、拡散指数（Spreading Factor：以下、“ＳＦ”と称する。）４を有する直交符号を使用することにより、３（すなわち、１２／４）個の制御情報変調シンボルは、１つのサブフレームの間に送信されることができる。この制御情報がＱＰＳＫ方式に従って変調され、符号化率１／３を有するエラー訂正符号で符号化されると、３６個の変調シンボルは、２４（すなわち、３６×２／３）個の情報ビットに変換される。同一の条件で、１２個の変調シンボルは、“タイプＡ”方式に従って１つのサブフレームの間に送信することができる。したがって、“タイプＣ”方式は、“タイプＡ”方式により送信可能な制御情報よりも３（すなわち、３６／１２）倍だけ多い量の制御情報を送信することができる。

この制御情報の各変調シンボルをｍ_ｉ（ここで、ｉは、ＬＢインデックスを示し、ｉ＝１，．．．，Ｎ_ＬＢであり、Ｎ_ＬＢは、１つのサブフレーム内で制御情報の送信に使用されるＬＢの個数を意味する）とし、この制御情報の送信に使用された拡散指数（ＳＦ）に従うと、各ＬＢにより送信される制御情報変調シンボルは、次のように定義される。
１番目のＬＢ：ｍ_１，．．．，ｍ_{ＮＬＢ／ＳＦ}
２番目のＬＢ：ｍ_{ＮＬＢ／ＳＦ＋１}，．．．，ｍ_{２＊ＮＬＢ／ＳＦ}
．．．
ｋ番目のＬＢ：ｍ_{（ｋ−１）＊ＮＬＢ／ＳＦ＋１}，．．．，ｍ_{ｋ＊ＮＬＢ／ＳＦ}
．．．
Ｎ_ＬＢ番目のＬＢ：ｍ_{（ＮＬＢ−１）＊ＮＬＢ／ＳＦ＋１}，．．．，ｍ_{ＮＬＢ＊ＮＬＢ／ＳＦ}

直交符号の特性により、最大ＳＦ個のＵＥの制御信号を同一の時間-周波数リソースを使用して多重化することができる。各ＵＥのチャネル推定のために必要なＲＳ信号に対してはＺＣシーケンスを使用し、各ＵＥに対してはＺＣシーケンスの相互に異なる時間領域循環シフト値を適用することにより各ＵＥのＲＳ信号を識別することができる。

本明細書では、“タイプＡ”送信構成のための制御情報用周波数帯域及び“タイプＣ”送信構成のための制御情報用周波数帯域を個別に動作させることを説明する。しかし、変形された実施形態では、この制御情報用周波数帯域に対して“タイプＡ”又は”タイプＣ”送信構成を選択的に使用する、又はこの制御情報用周波数帯域に対して“タイプＣ”送信構成だけを使用しつつ、１つの制御情報用周波数帯域だけを使用することもできる。前者の場合において、“タイプＡ”と“タイプＣ”間の選択は、後述するように送信される制御情報の量に基づいてなすことができる。

図４は、本発明の好ましい実施形態による“タイプＣ”方式により制御情報を生成する動作過程を示すフロー図である。

図４に示す動作過程は、合計１２個のＬＢが１つのサブフレームの間に制御情報を送信するのに使用され、１２個のサブキャリアを含む１つのＲＵが周波数領域で使用され、ＳＦ＝４を有する直交符号（ｏ_４，ｊ、ここで、ｊ＝１、２、３、又は４であり、ｊは、ＳＦ＝４を有する各直交符号のインデックスを意味し、異なる直交符号インデックスｊは、相互に異なるＵＥに割り当てられる）が使用されるという仮定に基づいて、１つのＬＢにマッピングされる制御チャネル信号を生成する過程に対応する。

ＵＥは、ステップ４０２で、送信される制御情報のエラー訂正符号化及び変調を実行することにより変調シンボル（ｍ_１、ｍ_２、ｍ_３、．．．を含む）を生成する。ＳＦ＝４であるので、各変調シンボルは、４個のチップに拡散される。したがって、３個の変調シンボルは、ステップ４０４で、ＳＦ＝４を有する直交符号により拡散されることにより、合計１２個のチップ（ｍ_１・ｏ_４，ｊ（１）、ｍ_１・ｏ_４，ｊ（２）、ｍ_１・ｏ_４，ｊ（３）、ｍ_１・ｏ_４，ｊ（４）、ｍ_２・ｏ_４，ｊ（１）、ｍ_２・ｏ_４，ｊ（２）、ｍ_２・ｏ_４，ｊ（３）、ｍ_２・ｏ_４，ｊ（４）、ｍ_３・ｏ_４，ｊ（１）、ｍ_３・ｏ_４，ｊ（２）、ｍ_３・ｏ_４，ｊ（３）、及びｍ_３・ｏ_４，ｊ（４））が生成される。ここで、ｏ_４，ｊ（ｉ）は、ＳＦ＝４を有する直交符号の中でｊ番目の符号のｉ番目のチップを示す。

セル間干渉をランダム化するために、この１２個のチップを含む拡散された信号は、ステップ４０６で、セル別に相互に異なるスクランブリングシーケンスに従ってスクランブリングすることができる。スクランブリングシーケンスをｓ_ｋ，ｎと定義する。ここで、ｋは、スクランブリングシーケンスの長さを示し、ｎは、スクランブリングシーケンスのチップインデックスを示す。このスクランブリングシーケンスは、この拡散された信号によりチップ単位で乗じられる。この際に、このスクランブリングシーケンスの長さは、サブフレームの長さと同一であってもよく、又は１０ｍｓのフレーム長さと同一であってもよい。

上述したように拡散されスクランブリングされた信号は、各ＬＢ別に合計１２個のサンプルを含み、ステップ４０８で、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：以下、“ＤＦＴ”と称する。）を介して１２個のサンプルを含む周波数領域信号に変換された後に、ステップ４１０で、サブキャリアマッパーにより“タイプＣ”方式の制御情報送信用に予め割り当てられた周波数領域にマッピングされる。その後に、ステップ４１２で、この周波数領域信号は、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：以下、“ＩＦＦＴ”と称する。）を介して時間領域信号に変換される。シンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix：以下、“ＣＰ”と称する。）が時間領域信号４１４に付加された後に、ＣＰが付加された信号は、ＣＰが付加された信号の無線周波数（Radio Frequency：以下、“ＲＦ”と称する。）処理を行った後に送信される。

上述したような“タイプＣ”方式の制御情報の送信を可能にするために、基地局は、“タイプＣ”方式の制御情報の送信用に割り当てられた周波数領域に関する情報、各ＵＥが使用する直交符号情報、及び“タイプＣ”方式の制御情報の送信周期などをＵＥに通知する。例えば、ＵＥがサブフレームごとにサブ帯域ＣＱＩ情報を送信すると、オーバーヘッドに対する負担が大きすぎる。したがって、ＵＥは、一定の周期でサブ帯域ＣＱＩ情報を疎らに送信することができる。その結果、基地局は、この送信周期及び各ＵＥ別送信タイミングを調節することにより、複数のＵＥが制限された時間-周波数-コードリソースを共有して使用するようにすることができる。この情報は、上位レイヤーシグナリングを介して基地局によりＵＥに通知されてもよく、又は、物理レイヤーシグナリングを介して動的に通知されてもよい。

図５は、本発明の好ましい実施形態によるＵＥが制御情報を送信する過程を示すフロー図である。

図５を参照すると、ステップ５０２で、ＵＥは、制御情報の送信を開始する前に、アップリンク制御情報に関連した各種事前情報を基地局から受信し、送信される制御情報の発生を示す適切な信号の生成を準備する。この事前情報は、“タイプＡ”方式の制御情報を送信するための周波数領域情報、ＺＣシーケンス情報、ＵＥ別ＺＣシーケンスの循環シフト値、“タイプＣ”方式の制御情報を送信するための周波数領域情報、制御情報の種類別送信周期及び送信タイミング、及びＵＥ別直交符号情報などを含むことができる。

ステップ５０４で、ＵＥは、この制御情報の送信方式を判定する。この判定基準の例は、次の通りである。送信されるアップリンクデータがなく、この制御情報の情報量が事前に定義されたしきい値以下である場合に、ＵＥは、“タイプＡ”方式を選択する。送信されるこの制御情報及びデータがアップリンクに存在する場合に、ＵＥは、“タイプＢ”方式を選択する。最後に、送信されるアップリンクデータがなく、この制御情報の情報量がこの事前に定義されたしきい値を超過する場合又は各種制御情報が同時に送信される場合に、ＵＥは、“タイプＣ”方式を選択する。

ステップ５０４で判定の結果、ＵＥが“タイプＡ”方式を選択する場合に、ＵＥは、ステップ５０６で、この制御情報を生成し、この制御情報のチャネル符号化、レートマッチング、及び変調を順次に実行することにより、制御情報変調シンボルを生成する。このレートマッチングは、符号化されたビットの数が物理チャネルを介して送信可能なビットの数と一致するように符号化されたビットのパンクチャーリング又は反復を意味する。その後に、ステップ５０８で、ＵＥは、循環シフトを基地局により事前に割り当てられたＺＣシーケンスに適用し、この制御情報変調シンボルにこの循環シフトされたＺＣシーケンスをＬＢ別に乗算した後に、この乗算の積を対応するＬＢにマッピングすることにより、制御チャネル信号を生成する。

ステップ５１８で、セル間干渉をランダム化するために、この生成された制御チャネル信号がスクランブリングされることにより、スクランブリングされた時間領域信号を生成する。ステップ５２０で、ＵＥは、このスクランブリングされた時間領域信号のＤＦＴを実行し、サブキャリアは、このスクランブリングされた時間領域信号を事前に割り当てられた周波数領域にマッピングすることにより、周波数領域信号を生成する。ステップ５２２で、ＵＥは、この周波数領域信号をＩＦＦＴを介して時間領域信号に変換した後に、ＣＰをこの時間領域信号に付加することにより、ＳＣ-ＦＤＭＡ信号を生成する。その後に、ＳＣ-ＦＤＭＡ信号は、ＲＦ信号処理を経た後に、基地局に送信される。

ステップ５０４でこの判定の結果、ＵＥが“タイプＢ”方式を選択する場合に、ＵＥは、ステップ５１０で、この制御情報を生成し、この制御情報のチャネル符号化、レートマッチング、及び変調を順次に実行することにより、制御情報変調シンボルを生成する。ステップ５１２で、ＵＥは、この生成された制御情報変調シンボルを送信されるデータ変調シンボルと多重化する。その後に、この多重化された信号は、ステップ５１８乃至ステップ５２２を介して処理された後に基地局に送信される。“タイプＢ”方式に従って多重化されたデータ及び制御情報を含むこの多重化された信号は、ＤＦＴ及びＩＦＦＴを経た後に、基地局によりスケジューリングされた時間-周波数リソースにマッピングされる。

ステップ５０４でこの判定の結果、ＵＥが“タイプＣ”方式を選択する場合に、ＵＥは、ステップ５１４で、この制御情報を生成し、この制御情報のチャネル符号化、レートマッチング、及び変調を順次に実行することにより、制御情報変調シンボルを生成する。ステップ５１６で、ＵＥは、割り当てられた直交符号を使用してこの生成された制御情報変調シンボルを拡散することにより制御チャネル信号を生成する。この後に、この拡散された制御情報変調シンボルから生成された制御チャネル信号は、ステップ５１８乃至ステップ５２２を介して処理された後に基地局に送信される。この際に、“タイプＣ”方式により生成されたこの制御チャネル信号は、“タイプＣ”方式のために割り当てられた周波数帯域にマッピングされる。

一方、ステップ５１８でのスクランブリング動作は、ステップ５０６、ステップ５１０、及びステップ５１４の各々でレートマッチングされた信号に対して変調がなされる前に行われてもよい。上述したように、変調前のスクランブリング動作は、セル間干渉をランダム化することもできる。これは、下記の実施形態でも同様に適用される。

以下、具体的な実施形態を参照して本発明の主な動作原理について説明する。

第１の実施形態
図６Ａ及び図６Ｂは、本発明の好ましい実施形態による“タイプＣ”方式により制御情報を送信するＵＥの送信装置を示すブロック図である。

図６Ａを参照すると、送信装置は、制御部６１０、ダウンリンク制御情報受信部６１１、ＲＳ生成装置６１２、制御信号生成装置６１４、多重化器６１７、直列／並列変換器（Ｓ／Ｐ）６１８、ＤＦＴブロック６１９、マッピング装置６２０、ＩＦＦＴブロック６２２、並列／直列変換器（Ｐ／Ｓ）６２４、ＣＰ挿入器６３０、及びアンテナ６３２を含む。図６Ａにおいて、アップリンクデータの送信に関連したエレメントは省略する。

ＵＥは、ダウンリンク制御情報受信部６１１を介してアップリンク制御情報の送信に関連した事前情報を基地局から受信し、送信される制御情報が発生することを示す適切な信号を生成するようにこの事前情報を制御部６１０に印加する。この事前情報は、この制御情報の送信のための周波数領域情報と、ＲＳの送信のためのＺＣシーケンス情報と、ＵＥ別ＺＣシーケンスの循環シフト値と、制御情報種類別送信周期及び送信タイミングと、ＵＥ別直交符号情報などとを含む。

制御部６１０は、送信装置の全体の動作を制御し、多重化器６１７、ＤＦＴブロック６１９、マッピング装置６２０、ＲＳ生成装置６１２、及び制御信号生成装置６１４のような主要ブロックにより必要とされる事前情報を送信する。ＲＳ生成装置６１２に入力された事前情報は、ＵＥに割り当てられたＺＣシーケンス情報及び時間領域循環シフト情報を含む。アップリンク制御情報の送信に関連した制御信号生成装置６１４に入力された事前情報は、この制御情報の送信のための周波数領域情報と、ＲＳの送信のためのＺＣシーケンス情報と、ＵＥ別ＺＣシーケンスの循環シフト値と、制御情報種類別送信周期及び送信タイミングと、各ＵＥ別直交符号情報となどを含む。

多重化器６１７は、制御情報に関するタイミング情報及び制御部６１０からのＲＳを受信し、ＲＳ生成装置６１２及び制御信号生成装置６１４で事前に定義されたＬＢ位置で生成されたＲＳ信号及び制御信号を各々選択し出力する。このために、この信号を実際の周波数リソースにマッピングするためのマッピング装置６２０は、周波数割当て情報を制御器６１０から受信する。

多重化器６１７の出力信号は、Ｓ／Ｐ変換器６１８により並列信号に変換された後に、この変換された並列信号は、ＤＦＴブロック６１９に入力される。ＤＦＴブロック６１９の入出力サイズは、制御器６１０から入力された制御情報の量に従って可変であり、ＤＦＴブロック６１９の出力は、マッピング装置６２０に入力された後に、この制御情報用周波数領域の周波数リソースにマッピングされる。マッピング装置６２０の出力は、ＩＦＦＴブロック６２２により時間領域信号に変換された後に、Ｐ／Ｓ変換器６２４により直列信号に変換される。その後に、シンボル間干渉を防止するためのＣＰは、ＣＰ挿入器６３０によりこの直列信号に付加された後に、アンテナ６３２を介して送信される。

図６Ｂは、本発明の好ましい実施形態による制御信号生成装置６１４をより詳細に示すブロック図である。

図６Ｂを参照すると、制御情報は、制御情報生成装置６４０により送信される制御情報のフォーマットに従って生成される。例えば、サブ帯域ＣＱＩ情報が送信される場合には、このサブ帯域ＣＱＩ情報を示す制御情報は、全サブ帯域の中で任意のサブ帯域に関するＣＱＩ情報をどのように送信するかについて予め定義されたフォーマットに従って構成される。符号化器６４２は、この制御情報をチャネル符号化することによりエラー訂正能力を提供する。チャネル符号化方式又は符号化率は、この制御情報の種類に従って決定される。レートマッチングブロック６４４は、物理チャネルビット数に従ってこのチャネル符号化されたビット列のパンクチャーリング又は反復を行う。変調器６４６は、レートマッチングブロック６４４の出力ビット列を変調することにより変調シンボルを生成する。この生成された変調シンボルは、基地局により割り当てられた拡散指数を有する直交符号との演算を介して拡散器６４８により拡散される。この拡散された信号は、セル間干渉量をランダム化するために、スクランブラー６５０により追加でスクランブリングすることができる。上述したように、スクランブラー６５０は、変調器６４６の前端に位置することができる。

この拡散動作を介して、各ＵＥの制御情報を識別することができる。また、この直交符号のＳＦを変更することにより、この制御情報の送信ビットレートを調節することができる。例えば、１つのＲＵがこの制御情報の送信のために割り当てられ、ＲＵが１２個のサブキャリアを含む場合に、ＳＦ＝４を有する直交符号を用いて１つのＬＢで３（すなわち、１２／４）個の変調シンボルを送信することができる。この制御情報が１つのサブフレームの間に１２個のＬＢを介して送信される場合に、合計３６個の制御情報変調シンボルを送信することができ、これは、３６ｋｂｐｓのシンボルレート（秒当たりのシンボル）に対応する。したがって、上述したように、送信される制御情報の量がこの制御情報のタイプに従って変わる場合に、ＳＦを調節することにより送信されるこの制御情報の送信レートを調節することができる。

図７は、本発明の好ましい実施形態による各ユーザー別制御情報を生成する動作過程を示すフロー図である。

図７を参照すると、ＵＥ＃１ ７００及びＵＥ＃２ ７０１は、“タイプＣ”方式に従って制御情報を送信するにあたり、同一の時間-周波数リソースに対応する１つのＲＵを使用する。また、送信される制御情報の情報量が相対的に少ないＵＥ＃１ ７００は、ＳＦ＝４である直交符号ｏ_４，１を使用し、送信される制御情報の情報量が相対的に多いＵＥ＃２ ７０１は、ＳＦ＝２である直交符号ｏ_２，２を使用する。ここで、ｏ_ｉ，ｊは、ｉの長さを有する直交符号の中でｊ番目の直交符号を意味し、各直交符号は、ｍ個のチップを含む。この直交符号の代表的な例は、広帯域符号分割多重接続（Wideband Code Division Multiple Access：以下、“ＷＣＤＭＡ”と称する。）システムで使用されるＯＶＳＦ符号を含む。

ＵＥ＃１ ７００及びＵＥ＃２ ７０１がすべて各ＬＢ当たり１２個のサブキャリアを使用するので、１つのＬＢ当たり最大にマッピング可能な制御情報のサンプル（又はチップ）の個数は、１２個となる。

ＵＥ＃１ ７００の場合において、各変調シンボルは、ＳＦ＝４を有する直交符号により４個のチップに拡散される。１つのＬＢが最大１２個のチップを含むので、ＬＢ当たり最大３（すなわち、１２／４）個の変調シンボルをマッピングすることができる。すなわち、ＵＥ＃１ ７００の場合において、ステップ７０２で、制御情報変調シンボルは、３個のシンボル単位で各ＬＢにマッピングされる。その後に、ステップ７０４で、各変調シンボル（ｍ_１、ｍ_２、ｍ_３、．．．を含む）は、ＳＦ＝４を有する直交符号により拡散されることにより、合計１２個のチップ（ｍ_１・ｏ_４，１（１）、ｍ_１・ｏ_４，１（２）、ｍ_１・ｏ_４，１（３）、ｍ_１・ｏ_４，１（４）、ｍ_２・ｏ_４，１（１）、ｍ_２・ｏ_４，１（２）、ｍ_２・ｏ_４，１（３）、ｍ_２・ｏ_４，１（４）、ｍ_３・ｏ_４，１（１）、ｍ_３・ｏ_４，１（２）、ｍ_３・ｏ_４，１（３）、及びｍ_３・ｏ_４，１（４））が生成される。ここで、ｏ_４，１（ｉ）は、ＳＦ＝４を有する直交符号の中で１番目の符号のｉ番目のチップを示す。

セル間干渉をランダム化するために、１２個のチップを含むこの拡散された信号は、ステップ７０６で、セル別に相互に異なるスクランブリングシーケンスに従ってスクランブリングすることができる。スクランブリングシーケンスをｓ_ｋ，ｎで定義する。ここで、ｋは、スクランブリングシーケンスの長さを示し、ｎは、スクランブリングシーケンスのチップインデックスを示す。このスクランブリングシーケンスは、この拡散された信号によりチップ単位で乗じられる。この際に、このスクランブリングシーケンスの長さは、サブフレームの長さと同一であってもよく、又は１０ｍｓのフレーム長さと同一であってもよい。上述したように生成されたスクランブリングされた制御チャネル信号は、ＤＦＴブロックに印加された後に、ＳＣ-ＦＤＭＡ信号に変換される。

ＵＥ＃２ ７０１の場合において、各変調シンボルは、ＳＦ＝２を有する直交符号により２個のチップに拡散される。１つのＬＢが最大１２個のチップを含むので、ＬＢ当たり最大６（すなわち、１２／２）個の変調シンボルがマッピングすることができる。すなわち、ＵＥ＃２ ７０１の場合において、ステップ７０８で、制御情報変調シンボルは、６個のシンボル単位で各ＬＢにマッピングされる。その後に、ステップ７１０で、各変調シンボル（ｍ_１、ｍ_２、ｍ_３、ｍ_４、ｍ_５、ｍ_６、．．．を含む）は、ＳＦ＝２を有する直交符号により拡散されるにより、合計１２個のチップ（ｍ_１・ｏ_２，２（１）、ｍ_１・ｏ_２，２（２）、ｍ_２・ｏ_２，２（１）、ｍ_２・ｏ_２，２（２）、ｍ_３・ｏ_２，２（１）、ｍ_３・ｏ_２，２（２）、ｍ_４・ｏ_２，２（１）、ｍ_４・ｏ_２，２（２）、ｍ_５・ｏ_２，２（１）、ｍ_５・ｏ_２，２（２）、ｍ_６・ｏ_２，２（１）、及びｍ_６・ｏ_２，２（２））が生成される。

ＵＥ＃１ ７００におけるように、セル間干渉をランダム化するために、１２個のチップを含むこの拡散された信号は、ステップ７１２で、セル別に相互に異なるスクランブリングシーケンスによりスクランブリングすることができる。このスクランブリングシーケンスをｓ_ｋ，ｎで定義する。ここで、ｋは、スクランブリングシーケンスの長さを示し、ｎは、スクランブリングシーケンスのチップインデックスを示す。このスクランブリングシーケンスは、この拡散された信号によりチップ単位で乗じられる。上述したように生成されスクランブリングされた制御チャネル信号は、ＤＦＴブロックに印加された後に、ＳＣ-ＦＤＭＡ信号に変換される。

図８Ａ及び図８Ｂは、本発明の好ましい実施形態による“タイプＣ”方式により制御情報を受信する基地局の受信装置を示すブロック図である。

図８Ａを参照すると、受信装置は、アンテナ８１０、ＣＰ除去器８１２、Ｓ／Ｐ変換器８１４、ＦＦＴブロック８１６、デマッピング装置８１８、ＩＦＦＴブロック８１０、Ｐ／Ｓ変換器８２２、逆多重化器８２４、制御部８２６、制御信号受信器８２８、及びチャネル推定器８３０を含む。図８において、アップリンクデータの送受信に関連したエレメントは省略する。

制御部８２６は、受信装置の全体の動作を制御し、逆多重化器８２４、ＩＦＦＴブロック８２０、デマッピング装置８１８、制御信号受信器８２８、及びチャネル推定器８３０のような主要ブロックにより必要とされる事前情報を提供する。制御信号受信器８２８に入力されるアップリンク制御情報に関連した各種事前情報は、各ＵＥ別制御情報をデコーディングするのに必要な各種パラメーター及び各ＵＥ別直交符号情報を含む。チャネル推定器８３０に入力される事前情報は、受信されるＵＥに割り当てられたＺＣシーケンス情報及び時間領域循環シフト情報を含むことができる。

制御信号受信器８２８及びチャネル推定器８３０に入力される制御チャネル信号及びＲＳ信号などを分類するために、逆多重化器８２４は、制御チャネル信号及びＲＳ信号に関するタイミング情報を制御部８２６から受信する。この際に、この信号を実際の周波数リソースから抽出するデマッピング装置８１８は、周波数割当て情報などを制御部８２６から受信する。

基地局は、アップリンク制御情報を含む無線信号をアンテナ８１０を介してＵＥから受信する。その後に、ＣＰ除去器８１２は、ＣＰをこの無線信号から除去し、Ｓ／Ｐ変換器８１４は、ＣＰが除去された信号を並列信号に変換し、この並列信号をＦＦＴブロック８１６に入力する。その後に、ＦＦＴブロック８１６から出力されＦＦＴされた信号は、デマッピング装置８１８によりデマッピングされ、ＩＦＦＴブロック８２０により時間領域信号に変換される。ＩＦＦＴブロック８２０の入出力サイズは、制御部８２６から入力された制御情報の量に従って可変する。ＩＦＦＴブロック８２０の出力は、Ｐ／Ｓ変換器８２２により直列信号に変換され、逆多重化器８２４により制御チャネル信号及びＲＳ信号に分けられる。この制御チャネル信号及びＲＳ信号は、制御信号受信器８２８及びチャネル推定器８３０にそれぞれ入力される。チャネル推定器８３０は、チャネル推定値をＲＳ信号から取得し、この取得された値を制御チャネル信号のチャネル補償のために制御信号受信器８２８に提供する。制御信号受信器８２８は、このチャネル推定値を用いてこの制御チャネル信号のチャネル補償を行った後に、ＵＥが送信した制御情報をこのチャネル補償された制御信号から取得する。

図８Ｂは、本発明による制御信号受信器８２８をより具体的に示すブロック図である。

図８Ｂを参照すると、デスクランブラー８３１は、ＵＥと基地局との間で予め約束されているスクランブリングコードを使用して逆多重化器８２４により提供された制御信号のデスクランブリング動作を実行する。逆拡散器８３２は、この制御情報の取得を必要とするＵＥに割り当てられた拡散指数を有する直交符号を使用してこのデスクランブリングされた信号を逆拡散することにより、他のＵＥの信号を除去し、取得すべき制御情報を含む信号を抽出する。復調器８３４は、逆拡散器８３２の出力を復調し、デレートマッチングブロック８３６は、復調器８３４の出力の反復又はパンクチャーリングを実行することにより完全に符号化されたビット列を生成する。また、復号器８３８は、この符号化されたビット列のチャネルデコーディングを実行する。制御情報解析器８４０は、この制御情報の意味をこのデコーディングされたビット列から解析する。例えば、この制御情報がＣＱＩ情報である場合に、制御情報解析器８４０は、どんなサブ帯域がこの制御情報及びサブ帯域のチャネル状態に関連するかを認識することができる。

以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく様々な変更が可能であるということは、当業者には明らかであり、本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で定められるべきである。

３０２ サブフレーム
３０４ スロット、
３０８ 送信帯域幅
３１０、３１２ タイプＡのための逆方向リソース
３１４ タイプＢのための逆方向リソース
３１６、３１８ タイプＣのための逆方向リソース

Claims (24)

1. 単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムにおける制御情報の送信方法であって、
   送信される第１の制御情報を生成するステップと、
   前記第１の制御情報を含む制御情報シンボルを、基地局により端末（ＵＥ）別に割り当てられた異なるインデックスを有し、前記第１の制御情報の情報量に従う拡散指数を有する直交符号により拡散するステップと、
   前記拡散された信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行し、前記離散フーリエ変換された信号を前記第１の制御情報の送信のために割り当てられた第１の周波数領域にマッピングすることにより、周波数領域信号を生成するステップと、
   前記周波数領域信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を介して単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）シンボルにマッピングするステップと、
   シンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を前記ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルに付加した後に、サイクリックプレフィックスが付加された信号を前記基地局に送信するステップと、
   を含むことを特徴とする制御情報の送信方法。
2. 前記直交符号は、直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）符号又はウォルシュ符号のうち１つを含むことを特徴とする請求項１に記載の制御情報の送信方法。
3. 前記拡散された信号をセル別に異なるスクランブルコードを用いて前記離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行する前にスクランブリングするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の制御情報の送信方法。
4. 送信されるアップリンクデータが存在せず、前記第１の制御情報の情報量が予め定義されたしきい値を超過する場合、又は前記第１の制御情報が様々な種類の情報を含む場合に、前記第１の制御情報は、前記直交符号により時間領域で拡散されることを特徴とする請求項１に記載の制御情報の送信方法。
5. 送信されるアップリンクデータが存在しない場合に、前記予め定義されたしきい値より小さい又は同一の情報量を有する第２の制御情報を、前記第２の制御情報を送信するのに使用される少なくとも１つの時間間隔をそれぞれ示すリソースブロック（ＬＢ）に従って循環シフトされたＺＣシーケンスを用いて拡散した後に、前記拡散された第２の制御情報を前記第１の周波数領域と異なる第２の周波数領域を介して送信するステップをさらに含むことを特徴とする請求項４に記載の制御情報の送信方法。
6. 送信されるアップリンクデータが存在する場合に、第３の制御情報と前記アップリンクデータの時分割多重化（ＴＤＭ）を実行した後に、前記時分割多重化されたデータ及び前記第３の制御情報を前記第１の周波数領域及び前記第２の周波数領域と異なる第３の周波数領域を介して送信するステップをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の制御情報の送信方法。
7. 単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムにおける制御情報を送信する端末（ＵＥ）装置であって、
   送信される第１の制御情報を含む制御情報シンボルを、基地局により端末別に割り当てられた異なるインデックスを有し、前記第１の制御情報の情報量に従う拡散指数を有する直交符号により拡散する制御信号生成器と、
   前記拡散された信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行する離散フーリエ変換ブロックと、
   前記離散フーリエ変換された信号を前記第１の制御情報の送信のために割り当てられた第１の周波数領域にマッピングすることにより周波数領域信号を生成するマッピング装置と、
   前記周波数領域信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を介して単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）シンボルにマッピングする逆高速フーリエ変換ブロックと、
   シンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を前記ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルに付加した後に、サイクリックプレフィックスが付加された信号を前記基地局に送信するサイクリックプレフィックス挿入器と、
   を含むことを特徴とする端末装置。
8. 前記直交符号は、直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）符号又はウォルシュ符号のうち１つを含むことを特徴とする請求項７に記載の端末装置。
9. 前記制御チャネル信号生成器は、前記拡散された信号をセル別に異なるスクランブルコードを用いて前記離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行する前にスクランブリングすることを特徴とする請求項７に記載の端末装置。
10. 送信されるアップリンクデータが存在せず、前記第１の制御情報の情報量が予め定義されたしきい値を超過する場合、又は前記第１の制御情報が様々な種類の情報を含む場合に、前記第１の制御情報は、前記直交符号により時間領域で拡散されることを特徴とする請求項７に記載の端末装置。
11. 送信されるアップリンクデータが存在しない場合に、前記制御チャネル信号生成器は、前記予め定義されたしきい値より小さい又は同一の情報量を有する第２の制御情報を、前記第２の制御情報を送信するのに使用される少なくとも１つの時間間隔をそれぞれ示すリソースブロック（ＬＢ）に従って循環シフトされたＺＣシーケンスを用いて拡散することにより制御チャネル信号を生成し、
    前記離散フーリエ変換ブロックは、前記制御チャネル信号の離散フーリエ変換を実行し、
    前記マッピング装置は、前記離散フーリエ変換された制御チャネル信号を前記第１の周波数領域と異なる第２の周波数領域にマッピングすることを特徴とする請求項１０に記載の端末装置。
12. 送信されるアップリンクデータが存在する場合に、第３の制御情報と前記アップリンクデータの時分割多重化（ＴＤＭ）を実行する多重化器をさらに含み、
    前記離散フーリエ変換ブロックは、前記制御チャネル信号の離散フーリエ変換を実行し、
    前記マッピング装置は、前記多重化され、離散フーリエ変換された制御チャネル信号を前記第１の周波数領域及び前記第２の周波数領域と異なる第３の周波数領域にマッピングすることを特徴とする請求項１１に記載の端末装置。
13. 単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムにおける制御情報の受信方法であって、
    受信された信号からシンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去することによりＳＣ-ＦＤＭＡシンボルを抽出するステップと、
    前記ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うステップと、
    前記高速フーリエ変換された信号から第１の制御情報の送信のために割り当てられた第１の周波数領域にマッピングされた信号をデマッピングするステップと、
    前記デマッピングされた信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を介して時間領域信号に変換するステップと、
    前記時間領域信号を逆多重化することにより制御チャネル信号を抽出するステップと、
    前記制御チャネル信号を、基地局により端末別に割り当てられた異なるインデックスを有し、前記第１の制御情報の情報量に従う拡散指数を有する直交符号により逆拡散することにより前記第１の制御情報を取得するステップと、
    を含むことを特徴とする制御情報の受信方法。
14. 前記直交符号は、直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）符号又はウォルシュ符号のうち１つを含むことを特徴とする請求項１３に記載の制御情報の受信方法。
15. 前記制御チャネル信号を前記直交符号により逆拡散する前に、セル別に異なるスクランブルコードを用いて前記制御チャネル信号をデスクランブリングするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１３に記載の制御情報の受信方法。
16. 受信されたアップリンクデータが存在せず、前記制御情報の情報量が予め定義されたしきい値を超過する場合、又は前記第１の制御情報が様々な種類の情報を含む場合に、前記第１の制御情報は、前記制御チャネル信号を前記直交符号により拡散することにより取得されることを特徴とする請求項１３に記載の制御情報の受信方法。
17. 受信されたアップリンクデータが存在しない場合に、前記第１の周波数領域と異なる第２の周波数領域にマッピングされた信号をＺＣシーケンスを用いて逆拡散することにより、前記予め定義されたしきい値より小さい又は同一の情報量を有する第２の制御情報を取得するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１６に記載の制御情報の受信方法。
18. 受信されたアップリンクデータが存在する場合に、前記第１の周波数領域及び前記第２の周波数領域と異なる第３の周波数領域にマッピングされた信号の時分割多重化（ＴＤＭ）を実行することにより、第３の制御情報を抽出するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載の制御情報の受信方法。
19. 単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムにおける制御情報を受信する基地局装置であって、
    シンボル間干渉を防止するためのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去することによりＳＣ-ＦＤＭＡシンボルを受信された信号から抽出するサイクリックプレフィックス除去器と、
    前記ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する高速フーリエ変換ブロックと、
    前記高速フーリエ変換された信号から、第１の制御情報の送信のために割り当てられた第１の周波数領域にマッピングされた信号をデマッピングするデマッピング装置と、
    前記デマッピングされた信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を介して時間領域信号に変換する逆高速フーリエ変換ブロックと、
    前記時間領域信号を逆多重化することにより制御チャネル信号を抽出する逆多重化器と、
    前記制御チャネル信号を、基地局により端末別に割り当てられた異なるインデックスを有し、前記第１の制御情報の情報量に従う拡散指数を有する直交符号により逆拡散することにより前記第１の制御情報を取得する制御チャネル信号受信器と、
    を含むことを特徴とする基地局装置。
20. 前記直交符号は、直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）符号又はウォルシュ符号のうち１つを含むことを特徴とする請求項１９に記載の基地局装置。
21. 前記制御チャネル信号受信器は、前記制御チャネル信号を前記直交符号により逆拡散する前に、セル別に異なるスクランブルコードを用いて前記制御チャネル信号をデスクランブリングすることを特徴とする請求項１９に記載の基地局装置。
22. 受信されたアップリンクデータが存在せず、前記制御情報の情報量が予め定義されたしきい値を超過する場合、又は前記第１の制御情報が様々な種類の情報を含む場合に、前記第１の制御情報は、前記制御チャネル信号を前記直交符号により逆拡散することにより取得されることを特徴とする請求項１９に記載の基地局装置。
23. 受信されたアップリンクデータが存在しない場合に、前記デマッピング装置は、前記第１の周波数領域と異なる第２の周波数領域にマッピングされた信号をデマッピングし、
    前記制御チャネル信号受信器は、前記第２の周波数領域にマッピングされた信号をＺＣシーケンスを用いて逆拡散することにより、前記あらかじめ定義されたしきい値より小さい又は同一の情報量を有する第２の制御情報を取得することを特徴とする請求項２２に記載の基地局装置。
24. 受信されたアップリンクデータが存在する場合に、前記デマッピング装置は、前記第１の周波数領域及び前記第２の周波数領域と異なる第３の周波数領域にマッピングされた信号をデマッピングし、
    前記逆多重化器は、前記第３の周波数領域にマッピングされた信号の時分割多重化（ＴＤＭ）を実行することにより、第３の制御情報を抽出することを特徴とする請求項２３に記載の基地局装置。