JP2010284000A - Drive circuit of dc brushless motor - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a drive circuit of a DC brushless motor, capable of changing output of a motor with a simple circuit configuration. <P>SOLUTION: A control circuit 5 supplies an AC current to an armature winding 1 by alternately turning on/off FETs 2a 3b and FETs 2b and 3a positioned in diagonal relationship. Between gate-source electrodes of the FET 3a among two FETs 3a and 3b on low potential side, a serial circuit comprising a capacitor C2 and a switch element SW1 and a capacitor C1 are connected, respectively. Between the gate-source electrodes of the FET 3b, a serial circuit comprising a capacitor C4 and a switch element SW2 and a capacitor C3 are connected, respectively. At a motor output adjusting circuit 7, the switch elements SW1 and SW2 are tuned on/off according to the command signal from a motor output command circuit 6, and thereby the capacitance value of the capacitor connected between the gate-source electrodes of the FETs 3a and 3b is changed to change motor output. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、ＤＣブラシレスモータの駆動回路に関するものである。   The present invention relates to a drive circuit for a DC brushless motor.

従来、複数の磁極を備え回転自在に支持されたマグネットロータと、マグネットロータに対向して配置されたステータコアと、ステータコアに配置された電機子巻線とを有するＤＣブラシレスモータの駆動回路が提供されている。   2. Description of the Related Art Conventionally, a DC brushless motor drive circuit having a magnet rotor having a plurality of magnetic poles and rotatably supported, a stator core disposed facing the magnet rotor, and an armature winding disposed on the stator core is provided. ing.

この種の駆動回路は、例えば単相全波ＤＣブラシレスモータの場合、ＦＥＴやバイポーラトランジスタからなり、Ｈブリッジ回路を構成する４個のスイッチング素子と、ロータの磁極位置を検出するホールセンサと、ホールセンサの検出出力に基づいてスイッチング素子をオン／オフさせるモータ駆動用ＩＣとを備える。モータ駆動用ＩＣは、ロータの磁極位置に応じて、対角に位置するスイッチング素子のペアを交互にオン／オフさせることで、電機子巻線に交番電流を流し、ＤＣブラシレスモータを回転させている（例えば、特許文献１参照）。   For example, in the case of a single-phase full-wave DC brushless motor, this type of drive circuit is composed of FETs and bipolar transistors, and includes four switching elements that form an H-bridge circuit, a Hall sensor that detects the magnetic pole position of the rotor, And a motor driving IC for turning on / off the switching element based on the detection output of the sensor. The motor drive IC allows alternating current to flow in the armature winding by rotating a pair of switching elements located diagonally according to the magnetic pole position of the rotor, and rotates the DC brushless motor. (For example, refer to Patent Document 1).

ここで、ＤＣブラシレスモータの出力を変化させる場合、モータ駆動用ＩＣがＰＷＭ制御を行い、Ｈブリッジ回路を構成する４個のスイッチング素子のうち、高電位側の２個のスイッチング素子、又は、低電位側の２個のスイッチング素子のオンデューティを変化させることで、電機子巻線への通電時間を変化させて、ＤＣブラシレスモータの出力を変化させている。   Here, when changing the output of the DC brushless motor, the motor driving IC performs PWM control, and among the four switching elements constituting the H bridge circuit, two switching elements on the high potential side or low By changing the on-duty of the two switching elements on the potential side, the energization time to the armature winding is changed, and the output of the DC brushless motor is changed.

特開２００１−２０４１８１号公報JP 2001-204181 A

上述した従来の駆動回路では、モータの出力を変化させるためにＰＷＭ制御を行っているので、ＰＷＭ信号を発生させるために回路構成が複雑化してコストアップを招くという問題があった。   In the conventional drive circuit described above, PWM control is performed in order to change the output of the motor. Therefore, there is a problem in that the circuit configuration becomes complicated to generate a PWM signal, resulting in an increase in cost.

本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、簡単な回路構成でモータの出力を変化させることができるＤＣブラシレスモータの駆動回路を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a DC brushless motor drive circuit capable of changing the output of the motor with a simple circuit configuration.

請求項１の発明は、複数の磁極を具備して回転自在に支持されたマグネットロータと、マグネットロータに対向して配置されたステータコアと、ステータコアに配置された電機子巻線とを有するＤＣブラシレスモータの駆動回路であって、電機子巻線に接続された複数のスイッチング素子と、複数のスイッチング素子をオン／オフさせることによって電機子巻線に流れる電流を制御する制御回路とを備え、複数のスイッチング素子の少なくとも一つが電界効果トランジスタからなり、当該電界効果トランジスタは、制御回路によって充放電されるコンデンサがゲート−ソース電極間に接続され、当該コンデンサの充放電に応じて変化するコンデンサの両端電圧とスレショルド電圧との高低に応じてオン／オフが反転し、コンデンサの静電容量値を変化させることによってモータ出力を変化させるモータ出力調整回路を備えたことを特徴とする。   The invention of claim 1 is a DC brushless comprising a magnet rotor having a plurality of magnetic poles and rotatably supported, a stator core disposed opposite to the magnet rotor, and an armature winding disposed on the stator core. A drive circuit for a motor, comprising a plurality of switching elements connected to the armature winding, and a control circuit for controlling a current flowing in the armature winding by turning on / off the plurality of switching elements, At least one of the switching elements comprises a field effect transistor, and the field effect transistor is configured such that a capacitor charged and discharged by a control circuit is connected between a gate and a source electrode, and both ends of the capacitor change according to charging and discharging of the capacitor. The capacitance of the capacitor is reversed depending on whether the voltage and threshold voltage are high or low. Characterized by comprising a motor output adjusting circuit for changing the motor output by varying the.

請求項２の発明は、請求項１の発明において、コンデンサは、電界効果トランジスタのゲート−ソース電極間にスイッチ要素を介して接続され、モータ出力調整回路は、スイッチ要素をオン又はオフすることで静電容量値を変化させることを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the capacitor is connected between the gate and source electrodes of the field effect transistor via a switch element, and the motor output adjusting circuit turns the switch element on or off. The capacitance value is changed.

請求項３の発明は、請求項２の発明において、モータ出力を指示する指令信号を発生するモータ出力指示回路を備え、モータ出力調整回路は、モータ出力指示回路からの指令信号に基づいて、スイッチ要素をオン又はオフすることを特徴とする。   According to a third aspect of the invention, there is provided a motor output instruction circuit for generating a command signal for instructing a motor output according to the invention of the second aspect, and the motor output adjustment circuit is switched on the basis of the command signal from the motor output instruction circuit. It is characterized by turning elements on or off.

請求項４の発明は、請求項２又は３の何れか１つの発明において、別々の電界効果トランジスタのゲート−ソース電極間にそれぞれ挿入されるコンデンサが、共通のスイッチ要素を介して、対応する電界効果トランジスタのゲート−ソース電極間に接続されたことを特徴とする。   According to a fourth aspect of the present invention, in any one of the second or third aspects, the capacitor inserted between the gate and source electrodes of the separate field effect transistors has a corresponding electric field via a common switch element. The transistor is connected between the gate and source electrodes of the effect transistor.

請求項５の発明は、請求項１乃至４の何れか１つの発明において、モータ駆動用電源の両端間に、一対のスイッチング素子の直列回路が、２組並列に接続されるとともに、各組のスイッチング素子の接続点の間に電機子巻線が接続され、高電位側の２個のスイッチング素子、又は、低電位側の２個のスイッチング素子のうち、何れか２個のスイッチング素子が電界効果トランジスタで構成されたことを特徴とする。   According to a fifth aspect of the present invention, in any one of the first to fourth aspects of the present invention, two sets of a series circuit of a pair of switching elements are connected in parallel between both ends of the motor driving power source. An armature winding is connected between the connection points of the switching elements, and any two switching elements among the two switching elements on the high potential side or the two switching elements on the low potential side have a field effect. It is characterized by comprising a transistor.

請求項１の発明によれば、モータ出力調整回路がコンデンサの静電容量値を変化させることで電界効果トランジスタの入力容量値を変化させることができ、コンデンサが充電された際に当該コンデンサの両端電圧がスレショルド電圧に達するまでの時間が変化するので、スイッチング素子のオン時間、すなわちオンデューティを変化させることができる。したがって、ＰＷＭ制御回路のような複雑な回路構成の制御回路を用いることなく、簡単な回路構成で、電界効果トランジスタのオンデューティを変化させて、モータ出力を変化させることができるＤＣブラシレスモータの駆動回路を実現することができる。   According to the first aspect of the invention, the motor output adjustment circuit can change the input capacitance value of the field effect transistor by changing the capacitance value of the capacitor, and both ends of the capacitor are charged when the capacitor is charged. Since the time until the voltage reaches the threshold voltage changes, the on-time of the switching element, that is, the on-duty can be changed. Therefore, it is possible to drive a DC brushless motor capable of changing the motor output by changing the on-duty of the field effect transistor with a simple circuit configuration without using a control circuit having a complicated circuit configuration such as a PWM control circuit. A circuit can be realized.

請求項２の発明によれば、モータ出力調整回路がスイッチ要素をオン／オフさせることによって、電界効果トランジスタの入力容量値を変化させることができるので、簡単な回路構成でモータ出力を変化させることができるＤＣブラシレスモータの駆動回路を実現することができる。   According to the invention of claim 2, since the motor output adjustment circuit can change the input capacitance value of the field effect transistor by turning on / off the switch element, the motor output can be changed with a simple circuit configuration. It is possible to realize a DC brushless motor driving circuit capable of

請求項３の発明によれば、モータ出力指示回路からの指令信号に応じてモータ出力調整回路がスイッチ要素をオン／オフさせることで、モータ出力を変化させることができる。   According to the invention of claim 3, the motor output can be changed by the motor output adjustment circuit turning on / off the switch element in accordance with the command signal from the motor output instruction circuit.

請求項４の発明によれば、別々の電界効果トランジスタのゲート−ソース間に挿入されるコンデンサが共通のスイッチ要素に接続されているので、複数のコンデンサの間でスイッチ要素を共用することができ、スイッチ要素の数を減らして更なるコストダウンを図ることができる。   According to the invention of claim 4, since the capacitor inserted between the gate and the source of different field effect transistors is connected to the common switch element, the switch element can be shared among the plurality of capacitors. Further, the cost can be further reduced by reducing the number of switch elements.

請求項５の発明によれば、高電位側の２個のスイッチング素子、又は、低電位側の２個のスイッチング素子のうち、何れか２個のスイッチング素子が電界効果トランジスタで構成されているので、電機子巻線に交番電流を流す際に、何れの方向の電流についてもオンデューティを制御することができるという効果がある。また、残りの２個のスイッチング素子には電界効果トランジスタ以外の素子を自由に選択することができるという効果もある。   According to the invention of claim 5, since any two of the two switching elements on the high potential side or the two switching elements on the low potential side are configured by field effect transistors. When the alternating current is supplied to the armature winding, the on-duty can be controlled for the current in any direction. Further, the remaining two switching elements have an effect that elements other than the field effect transistor can be freely selected.

実施形態１の回路図である。1 is a circuit diagram of Embodiment 1. FIG. 同上の各部の波形図である。It is a wave form diagram of each part same as the above. 実施形態２の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a second embodiment.

以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

（実施形態１）
本発明の実施形態１を図１及び図２に基づいて説明する。 (Embodiment 1)
A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 and 2.

本実施形態の駆動回路が駆動対象とする単相ＤＣブラシレスモータは、複数の磁極が回転方向において配置されて回転自在に支持されたマグネットロータ（図示せず）と、マグネットロータの磁極面に対向して配置されたステータコア（図示せず）と、ステータコアに配置された電機子巻線１とを備えている。尚、駆動対象であるＤＣブラシレスモータは従来周知の構造を有するものを用いればよく、詳細な説明については省略する。   The single-phase DC brushless motor to be driven by the drive circuit of the present embodiment has a magnet rotor (not shown) in which a plurality of magnetic poles are arranged in the rotation direction and is rotatably supported, and faces the magnetic pole surface of the magnet rotor. And a stator core (not shown) arranged on the stator core and an armature winding 1 arranged on the stator core. Note that a DC brushless motor to be driven may be one having a conventionally known structure, and detailed description thereof is omitted.

図１は本実施形態の回路図であり、モータ駆動用電源の正電位ＶＤＤにＰチャネル型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと略称す。）２ａ，２ｂのソース電極が接続されるとともに、各ＦＥＴ２ａ，２ｂのドレイン電極に、それぞれ、Ｎチャネル型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと略称す。）３ａ，３ｂのドレイン電極が接続され、さらに各ＦＥＴ３ａ，３ｂのソース電極はモータ駆動用電源の負電位ＧＮＤに接続されている。すなわち、モータ駆動用電源の両端間に、一対のＦＥＴ２ａ，３ａの直列回路と、一対のＦＥＴ２ｂ，３ｂの直列回路とが並列に接続されて、Ｈブリッジ回路４を構成している。そして、ＦＥＴ２ａ，３ａの接続点とＦＥＴ２ｂ，３ｂの接続点との間にはＤＣブラシレスモータの電機子巻線１が接続されている。 FIG. 1 is a circuit diagram of the present embodiment, in which source electrodes of P-channel field effect transistors (hereinafter abbreviated as FETs) 2a and 2b are connected to a positive potential V DD of a motor driving power source, The drain electrodes of N-channel field effect transistors (hereinafter abbreviated as FETs) 3a and 3b are connected to the drain electrodes of the FETs 2a and 2b, respectively, and the source electrodes of the FETs 3a and 3b are motor drive power supplies. Is connected to the negative potential GND. That is, between the both ends of the motor driving power source, a series circuit of a pair of FETs 2a and 3a and a series circuit of a pair of FETs 2b and 3b are connected in parallel to constitute the H bridge circuit 4. The armature winding 1 of the DC brushless motor is connected between the connection point of the FETs 2a and 3a and the connection point of the FETs 2b and 3b.

各ＦＥＴ２ａ，２ｂ，３ａ，３ｂのゲート電極にはそれぞれ制御回路５の出力端子ａ〜ｄが接続されている。また低電位側の２個のＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート電極は、それぞれ、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して制御電源の正電位ＶＣＣに接続されている。そして、ＦＥＴ３ａのゲート−ソース電極間には、コンデンサＣ１が接続されるとともに、スイッチ要素ＳＷ１を介してコンデンサＣ２が接続される。またＦＥＴ３ｂのゲート−ソース電極間には、コンデンサＣ３が接続されるとともに、スイッチ要素ＳＷ２を介してコンデンサＣ４が接続されている。ここにおいて、コンデンサＣ２，Ｃ４およびスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２などから、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量値を変化させるモータ出力調整回路７が構成される。 Output terminals a to d of the control circuit 5 are connected to the gate electrodes of the FETs 2a, 2b, 3a and 3b, respectively. The gate electrodes of the two FETs 3a and 3b on the low potential side are connected to the positive potential VCC of the control power supply via resistors R1 and R2, respectively. A capacitor C1 is connected between the gate and source electrodes of the FET 3a, and a capacitor C2 is connected via the switch element SW1. A capacitor C3 is connected between the gate and source electrodes of the FET 3b, and a capacitor C4 is connected via the switch element SW2. Here, the motor output adjustment circuit 7 that changes the capacitance value of the capacitor connected between the gate and source electrodes of the FETs 3a and 3b is constituted by the capacitors C2 and C4 and the switch elements SW1 and SW2.

制御回路５では、出力端子ａ〜ｄの出力状態を変化させることで、対角の位置に配置されたＦＥＴ２ａ，３ｂの組と、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組とを交互にオン／オフさせている。またスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２は、ＤＣブラシレスモータのモータ出力を指示するモータ出力指示回路６から出力される指令信号によってオン／オフが切り替えられる。すなわち、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフに応じて、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されるコンデンサの静電容量値が２段階に切り替えられることになり、コンデンサＣ１〜Ｃ４およびスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２からモータ出力調整回路７が構成される。   In the control circuit 5, by changing the output states of the output terminals a to d, the set of FETs 2a and 3b and the set of FETs 2b and 3a arranged at diagonal positions are alternately turned on / off. The switch elements SW1 and SW2 are switched on / off by a command signal output from the motor output instruction circuit 6 that instructs the motor output of the DC brushless motor. That is, the capacitance value of the capacitor connected between the gate and source electrodes of the FETs 3a and 3b is switched in two stages according to the on / off of the switch elements SW1 and SW2, and the capacitors C1 to C4 and the switch A motor output adjustment circuit 7 is composed of the elements SW1 and SW2.

本実施形態の駆動回路は以上のような構成を有しており、この駆動回路の動作について図２を参照して説明する。   The drive circuit of the present embodiment has the above configuration, and the operation of this drive circuit will be described with reference to FIG.

先ず、モータ出力指示回路６がスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２をオフさせ、ＦＥＴ３ａのゲート−ソース電極間にコンデンサＣ１のみが接続され、ＦＥＴ３ｂのゲート−ソース電極間にコンデンサＣ３のみが接続されている場合について図２（ａ）〜（ｉ）を参照して説明する。   First, the motor output instruction circuit 6 turns off the switch elements SW1 and SW2, only the capacitor C1 is connected between the gate and source electrodes of the FET 3a, and only the capacitor C3 is connected between the gate and source electrodes of the FET 3b. This will be described with reference to FIGS.

ＦＥＴ２ａ，３ｂがオフ、ＦＥＴ２ｂ，３ａがオンとなっている時刻ｔ１において、制御回路５が、ＦＥＴ２ａのゲート電極にロー（Ｌ）レベルの信号を出力するとともに、ＦＥＴ２ｂのゲート電極にハイ（Ｈ）レベルの信号を出力すると、ＦＥＴ２ａがオン、ＦＥＴ２ｂがオフに切り替わる。また時刻ｔ１において、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがローインピーダンス状態からハイインピーダンス状態に切り替わると、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ３とＦＥＴ３ｂの入力容量とで決まる時定数によりコンデンサＣ３の両端電圧が徐々に上昇する。そして、時刻ｔ２においてコンデンサＣ３の両端電圧、すなわちＦＥＴ３ｂのゲート電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超えると、ＦＥＴ３ｂがオンになる。また時刻ｔ１において、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、コンデンサＣ１に蓄積されていた電荷が放電されて、ＦＥＴ３ａのゲート電圧が短時間でスレショルド電圧Ｖｔｈよりも低下するので、ＦＥＴ３ａがオフになる。而して、時刻ｔ２ではＦＥＴ２ａ，３ｂの組がオン、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組がオフになるので、モータ駆動用電源からＦＥＴ２ａ→電機子巻線１→ＦＥＴ３ｂの経路で電機子巻線１に電流Ｉ１が流れる。 At time t1 when the FETs 2a and 3b are off and the FETs 2b and 3a are on, the control circuit 5 outputs a low (L) level signal to the gate electrode of the FET 2a and high (H) to the gate electrode of the FET 2b. When a level signal is output, the FET 2a is turned on and the FET 2b is turned off. At time t1, when the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is switched from the low impedance state to the high impedance state, a charging current flows to the capacitor C3 via the resistor R2, and the resistor R2 and the capacitor C3 And the voltage across the capacitor C3 gradually increases according to a time constant determined by the input capacitance of the FET 3b. When the voltage across the capacitor C3, that is, the gate voltage of the FET 3b exceeds the threshold voltage Vth at time t2, the FET 3b is turned on. At time t1, when the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is switched from the high impedance state to the low impedance state, the charge accumulated in the capacitor C1 is discharged, and the gate voltage of the FET 3a is changed. Since the voltage drops below the threshold voltage Vth in a short time, the FET 3a is turned off. Thus, at time t2, the set of FETs 2a and 3b is turned on and the set of FETs 2b and 3a is turned off, so that the current from the motor driving power source to the armature winding 1 through the path FET2a → armature winding 1 → FET3b. I1 flows.

その後、時刻ｔ３において、制御回路５が、ＦＥＴ２ａのゲート電極にＨレベルの信号を出力するとともに、ＦＥＴ２ｂのゲート電極にＬレベルの信号を出力すると、ＦＥＴ２ａがオフ、ＦＥＴ２ｂがオンに切り替わる。また時刻ｔ３において、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがローインピーダンス状態からハイインピーダンス状態に切り替わると、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１に充電電流が流れ、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１とＦＥＴ３ａの入力容量とで決まる時定数によりコンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する。そして、時刻ｔ４においてコンデンサＣ１の両端電圧、すなわちＦＥＴ３ａのゲート電圧のスレショルド電圧Ｖｔｈを超えると、ＦＥＴ３ａがオンになる。また時刻ｔ３において、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、コンデンサＣ３に蓄積されていた電荷が放電されて、ＦＥＴ３ｂのゲート電圧が短時間でスレショルド電圧Ｖｔｈよりも低下し、ＦＥＴ３ｂがオフになる。而して、時刻ｔ４ではＦＥＴ２ａ，３ｂの組がオフ、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組がオンになるので、モータ駆動用電源からＦＥＴ２ｂ→電機子巻線１→ＦＥＴ３ａの経路で電機子巻線１に逆向きの電流Ｉ１が流れることになる。 Thereafter, at time t3, when the control circuit 5 outputs an H level signal to the gate electrode of the FET 2a and outputs an L level signal to the gate electrode of the FET 2b, the FET 2a is turned off and the FET 2b is turned on. At time t3, when the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is switched from the low impedance state to the high impedance state, a charging current flows to the capacitor C1 through the resistor R1, and the resistor R1 and the capacitor C1. And the voltage across the capacitor C1 gradually increases according to a time constant determined by the input capacitance of the FET 3a. When the voltage across the capacitor C1, that is, the threshold voltage Vth of the gate voltage of the FET 3a is exceeded at time t4, the FET 3a is turned on. At time t3, when the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is switched from the high impedance state to the low impedance state, the electric charge accumulated in the capacitor C3 is discharged, and the gate voltage of the FET 3b is changed. The voltage drops below the threshold voltage Vth in a short time, and the FET 3b is turned off. Thus, at time t4, the pair of FETs 2a and 3b is turned off, and the pair of FETs 2b and 3a is turned on, so that the motor drive power supply reverses to the armature winding 1 through the path FET2b → armature winding 1 → FET3a. The direction current I1 flows.

以上の動作を制御回路５が繰り返すことによって、対角の位置に配置されたＦＥＴ２ａ，３ｂの組と、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組とが交互にオン／オフされ、図２（ｉ）に示す交番電流が電機子巻線１に流れるから、それによってマグネットロータに回転トルクが発生し、ＤＣブラシレスモータを回転させることができる。   When the control circuit 5 repeats the above operation, the pair of FETs 2a and 3b and the pair of FETs 2b and 3a arranged at the diagonal positions are alternately turned on / off, and the alternating current shown in FIG. Flows through the armature winding 1, thereby generating rotational torque in the magnet rotor and rotating the DC brushless motor.

ところで、制御回路５がＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された出力端子ｄをハイインピーダンス状態に切り替えた時点から、コンデンサＣ３の両端電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超えるまでの時間（この時間を通電オフ時間と言う。）Ｔ１はＦＥＴ３ｂがオフ状態を継続しており、この期間は電機子巻線１に電流が流れない。また制御回路５がＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された出力端子ｃをハイインピーダンス状態に切り替えた時点から、コンデンサＣ１の両端電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超えるまでの時間（通電オフ時間）Ｔ１’においてもＦＥＴ３ａがオフ状態を継続しており、この期間は電機子巻線１に電流が流れないため、電機子巻線１はマグネットロータに対して回転トルクを発生させない。 By the way, the time from when the control circuit 5 switches the output terminal d connected to the gate electrode of the FET 3b to the high impedance state until the voltage across the capacitor C3 exceeds the threshold voltage Vth (this time is referred to as the energization off time). In T1, the FET 3b continues to be off, and no current flows through the armature winding 1 during this period. Also at the time T1 ′ from when the control circuit 5 switches the output terminal c connected to the gate electrode of the FET 3a to the high impedance state until the voltage across the capacitor C1 exceeds the threshold voltage Vth (energization off time) T1 ′. Since the FET 3a continues to be in an OFF state, and during this period, no current flows through the armature winding 1, so the armature winding 1 does not generate rotational torque for the magnet rotor.

次に、モータ出力調整回路７が、モータ出力指示回路６からの指令信号に応じて、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２をオンさせた場合の動作について図２（ｊ）を参照して説明する。スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２がオンになると、コンデンサＣ２がスイッチ要素ＳＷ１を介してＦＥＴ３ａのゲート−ソース電極間に接続されるとともに、コンデンサＣ４がスイッチ要素ＳＷ２を介してＦＥＴ３ｂのゲート−ソース電極間に接続される。すなわち、ＦＥＴ３ａのゲート−ソース電極間にコンデンサＣ１，Ｃ２が並列接続され、ＦＥＴ３ｂのゲート−ソース電極間にコンデンサＣ３，Ｃ４が並列接続される。   Next, the operation when the motor output adjustment circuit 7 turns on the switch elements SW1 and SW2 in accordance with the command signal from the motor output instruction circuit 6 will be described with reference to FIG. When the switch elements SW1 and SW2 are turned on, the capacitor C2 is connected between the gate and source electrodes of the FET 3a via the switch element SW1, and the capacitor C4 is connected between the gate and source electrodes of the FET 3b via the switch element SW2. Is done. That is, capacitors C1 and C2 are connected in parallel between the gate and source electrodes of the FET 3a, and capacitors C3 and C4 are connected in parallel between the gate and source electrodes of the FET 3b.

ＦＥＴ２ａ，３ｂがオフ、ＦＥＴ２ｂ，３ａがオンとなっている時刻ｔ１において、制御回路５が、ＦＥＴ２ａのゲート電極にロー（Ｌ）レベルの信号を出力するとともに、ＦＥＴ２ｂのゲート電極にハイ（Ｈ）レベルの信号を出力すると、ＦＥＴ２ａがオン、ＦＥＴ２ｂがオフに切り替わる。また時刻ｔ１において、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがローインピーダンス状態からハイインピーダンス状態に切り替わると、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ３，Ｃ４に充電電流が流れ、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ３，Ｃ４とＦＥＴ３ｂの入力容量とで決まる時定数によりコンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧、すなわちＦＥＴ３ｂのゲート電圧が徐々に上昇する。その後、時刻ｔ２’（ｔ２−ｔ１＜ｔ２’−ｔ１）においてコンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧がＦＥＴ３ｂのスレショルド電圧Ｖｔｈを超えると、ＦＥＴ３ｂがオンになる。また時刻ｔ１において、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積されていた電荷が放電されて、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が低下し、それによってＦＥＴ３ａがオフになる。而して、時刻ｔ２’ではＦＥＴ２ａ，３ｂがオン、ＦＥＴ２ｂ，３ａがオフになるので、モータ駆動用電源からＦＥＴ２ａ→電機子巻線１→ＦＥＴ３ｂの経路で電機子巻線１に電流Ｉ１が流れる。 At time t1 when the FETs 2a and 3b are off and the FETs 2b and 3a are on, the control circuit 5 outputs a low (L) level signal to the gate electrode of the FET 2a and high (H) to the gate electrode of the FET 2b. When a level signal is output, the FET 2a is turned on and the FET 2b is turned off. At time t1, when the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is switched from the low impedance state to the high impedance state, a charging current flows to the capacitors C3 and C4 via the resistor R2, and the resistors R2 and R2 The voltage at both ends of the capacitors C3 and C4, that is, the gate voltage of the FET 3b gradually increases according to a time constant determined by the capacitors C3 and C4 and the input capacitance of the FET 3b. Thereafter, when the voltage across the capacitors C3 and C4 exceeds the threshold voltage Vth of the FET 3b at time t2 ′ (t2−t1 <t2′−t1), the FET 3b is turned on. At time t1, when the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is switched from the high impedance state to the low impedance state, the charges accumulated in the capacitors C1 and C2 are discharged, and the capacitors C1 and C2 are discharged. The voltage across C2 drops, thereby turning off FET 3a. Thus, at time t2 ′, the FETs 2a and 3b are turned on and the FETs 2b and 3a are turned off, so that a current I1 flows from the motor driving power source to the armature winding 1 through the path FET2a → armature winding 1 → FET3b. .

その後の時刻ｔ３において、制御回路５が、ＦＥＴ２ａのゲート電極にＨレベルの信号を出力するとともに、ＦＥＴ２ｂのゲート電極にＬレベルの信号を出力すると、ＦＥＴ２ａがオフ、ＦＥＴ２ｂがオンに切り替わる。また時刻ｔ３において、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがローインピーダンス状態からハイインピーダンス状態に切り替わると、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１，Ｃ２に充電電流が流れ、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１，Ｃ２とＦＥＴ３ａの入力容量とで決まる時定数によりコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が徐々に上昇する。その後の時刻ｔ４’（ｔ４−ｔ３＜ｔ４’−ｔ３）においてコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧、すなわちＦＥＴ３ａのゲート電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超えると、ＦＥＴ３ａがオンになる。また時刻ｔ３において、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、コンデンサＣ３，Ｃ４に蓄積されていた電荷が放電されて、コンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧が短時間でスレショルド電圧Ｖｔｈよりも低下し、それによってＦＥＴ３ｂがオフになる。而して、時刻ｔ４’ではＦＥＴ２ａ，３ｂがオフ、ＦＥＴ２ｂ，３ａがオンになるので、モータ駆動用電源からＦＥＴ２ｂ→電機子巻線１→ＦＥＴ３ａの経路で電機子巻線１に逆向きの電流Ｉ１が流れる。 At time t3 thereafter, when the control circuit 5 outputs an H level signal to the gate electrode of the FET 2a and outputs an L level signal to the gate electrode of the FET 2b, the FET 2a is turned off and the FET 2b is turned on. At time t3, when the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is switched from the low impedance state to the high impedance state, a charging current flows to the capacitors C1 and C2 via the resistor R1, and the resistors R1 and R1 The voltage across the capacitors C1 and C2 gradually increases according to a time constant determined by the capacitors C1 and C2 and the input capacitance of the FET 3a. At the subsequent time t4 ′ (t4−t3 <t4′−t3), when the voltage across the capacitors C1, C2, that is, the gate voltage of the FET 3a exceeds the threshold voltage Vth , the FET 3a is turned on. At time t3, when the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is switched from the high impedance state to the low impedance state, the charges accumulated in the capacitors C3 and C4 are discharged, and the capacitors C3 and C3 are discharged. The voltage across C4 drops below the threshold voltage Vth in a short time, thereby turning off the FET 3b. Thus, at the time t4 ′, the FETs 2a and 3b are turned off and the FETs 2b and 3a are turned on. Therefore, the reverse current flows from the motor driving power source to the armature winding 1 through the path FET2b → armature winding 1 → FET3a. I1 flows.

以上の動作を制御回路５が繰り返すことによって、対角の位置に配置されたＦＥＴ２ａ，３ｂの組と、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組とが交互にオン／オフされ、図２（ｊ）に示す交番電流が電機子巻線１に流れるから、それによってマグネットロータに回転トルクが発生し、ＤＣブラシレスモータを回転させることができる。   When the control circuit 5 repeats the above operation, the pair of FETs 2a, 3b and the pair of FETs 2b, 3a arranged at diagonal positions are alternately turned on / off, and the alternating current shown in FIG. Flows through the armature winding 1, thereby generating rotational torque in the magnet rotor and rotating the DC brushless motor.

ここで、制御回路５がＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された出力端子ｄをハイインピーダンス状態に切り替えた時点（図２（ｊ）の時刻ｔ１）から、コンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超える時刻ｔ２’までの時間（通電オフ時間）Ｔ２は、ＦＥＴ３ｂがオフになっており、この通電オフ時間Ｔ２には電機子巻線１に電流が流れない。また制御回路５がＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された出力端子ｃをハイインピーダンス状態に切り替えた時点（時刻ｔ３）から、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超える時刻ｔ４’までの時間（通電オフ時間）Ｔ２’は、ＦＥＴ３ａがオフになっており、この通電オフ時間Ｔ２’には電機子巻線１に電流が流れないため、電機子巻線１はマグネットロータに対して回転トルクを発生させない。 Here, from the time when the control circuit 5 switches the output terminal d connected to the gate electrode of the FET 3b to the high impedance state (time t1 in FIG. 2 (j)), the voltage across the capacitors C3 and C4 becomes the threshold voltage V th. The FET 3b is turned off for a time T2 ′ exceeding the time t2 ′ (energization off time) T2, and no current flows through the armature winding 1 during the energization off time T2. Also, the time from the time when the control circuit 5 switches the output terminal c connected to the gate electrode of the FET 3a to the high impedance state (time t3) to the time t4 ′ when the voltage across the capacitors C1 and C2 exceeds the threshold voltage Vth. (Turn off time) T2 ′ is the time when the FET 3a is off, and no current flows through the armature winding 1 during this off time T2 ′. Does not occur.

ところで、ＦＥＴ２ａ，２ｂがオンに切り替わってから、対角の位置にあるＦＥＴ３ｂ，３ａがオンになるまでの間の通電オフ時間は、それぞれ、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量とＦＥＴ３ａ，３ｂの入力容量と抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値とで決定される。スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２のオフ時には、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間にそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ３しか接続されていないので、通電オフ時間Ｔ１’はコンデンサＣ１の静電容量とＦＥＴ３ａの入力容量と抵抗Ｒ１の抵抗値で決定され、通電オフ時間Ｔ１はコンデンサＣ３の静電容量とＦＥＴ３ｂの入力容量と抵抗Ｒ２の抵抗値で決定される。一方、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２のオン時には、コンデンサＣ１，Ｃ３とそれぞれ並列にコンデンサＣ２，Ｃ４が接続されるので、通電オフ時間Ｔ２’がコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量値とＦＥＴ３ａの入力容量と抵抗Ｒ１の抵抗値で決定されるとともに、通電オフ時間Ｔ２がコンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量値とＦＥＴ３ｂの入力容量と抵抗Ｒ２の抵抗値で決定されることになり、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２のオフ時における通電オフ時間Ｔ１，Ｔ１’に比べて長くなる。   By the way, the energization-off time from when the FETs 2a and 2b are turned on to when the FETs 3b and 3a at the diagonal positions are turned on is a capacitor connected between the gate and source electrodes of the FETs 3a and 3b, respectively. , The input capacitances of the FETs 3a and 3b, and the resistance values of the resistors R1 and R2. Since only the capacitors C1 and C3 are connected between the gate and source electrodes of the FETs 3a and 3b when the switch elements SW1 and SW2 are turned off, the energization off time T1 ′ is the capacitance of the capacitor C1, the input capacitance and the resistance of the FET 3a. The energization off time T1 is determined by the capacitance of the capacitor C3, the input capacitance of the FET 3b, and the resistance value of the resistor R2. On the other hand, when the switch elements SW1 and SW2 are turned on, the capacitors C2 and C4 are connected in parallel with the capacitors C1 and C3, respectively. Therefore, the energization off time T2 ′ is determined by the capacitance values of the capacitors C1 and C2 and the input capacitance of the FET 3a. In addition to being determined by the resistance value of the resistor R1, the energization off time T2 is determined by the capacitance values of the capacitors C3 and C4, the input capacitance of the FET 3b, and the resistance value of the resistor R2, and the switch elements SW1 and SW2 It becomes longer than the energization off time T1, T1 ′ at the off time.

すなわち、通電オフ時間Ｔ１，Ｔ１’，Ｔ２，Ｔ２’は、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量とＦＥＴ３ａ，３ｂの入力容量と抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値とで決まる時定数によって変化し、通電オフ時間が長くなると、電機子巻線１がマグネットロータに対して回転トルクを発生させない時間が長くなるので、モータ出力が小さくなる。一方、通電オフ時間が短くなると、電機子巻線１がマグネットロータに対して回転トルクを発生させない時間が短くなるので、モータ出力が大きくなる。したがって、モータ出力調整回路７では、モータ出力指示回路６からの指令信号に応じてスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフを切り替えており、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフに応じてＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量値が変化し、それによってＦＥＴ３ａ，３ｂの入力容量値が変化するから、通電オフ時間を変化させ、それによってモータ出力を変化させることができる。   That is, the energization off times T1, T1 ′, T2, T2 ′ are the capacitances of the capacitors connected between the gate-source electrodes of the FETs 3a, 3b, the input capacitances of the FETs 3a, 3b, and the resistance values of the resistors R1, R2. When the energization off time becomes longer, the time during which the armature winding 1 does not generate rotational torque with respect to the magnet rotor becomes longer, so that the motor output becomes smaller. On the other hand, when the energization off time is shortened, the time during which the armature winding 1 does not generate rotational torque with respect to the magnet rotor is shortened, so that the motor output is increased. Therefore, the motor output adjustment circuit 7 switches on / off of the switch elements SW1, SW2 according to the command signal from the motor output instruction circuit 6, and the FETs 3a, 3b according to the on / off of the switch elements SW1, SW2. Since the capacitance value of the capacitor connected between the gate and source electrodes of the FET 3a and 3b changes, thereby changing the input capacitance value of the FETs 3a and 3b, the energization off time can be changed, thereby changing the motor output. it can.

以上説明したように本実施形態の駆動回路によれば、電機子巻線１に流れる電流を制御するスイッチング素子の一部をＦＥＴ３ａ，３ｂで構成し、このＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量値をモータ出力調整回路７が変化させることによって、モータ出力を変化させており、モータ出力を制御するためにＰＷＭ制御回路のような複雑な回路構成の制御回路が必要ないから、簡単な回路構成でモータ出力を変化させることができる。   As described above, according to the drive circuit of the present embodiment, a part of the switching element that controls the current flowing through the armature winding 1 is constituted by the FETs 3a and 3b, and between the gate-source electrodes of the FETs 3a and 3b. The motor output adjustment circuit 7 changes the capacitance value of the connected capacitor to change the motor output, and a control circuit having a complicated circuit configuration such as a PWM control circuit is required to control the motor output. Since it is not necessary, the motor output can be changed with a simple circuit configuration.

（実施形態２）
本発明の実施形態２を図３に基づいて説明する。上述の実施形態１では、ＦＥＴ３ａのゲート−ソース電極間にスイッチ要素ＳＷ１を介してコンデンサＣ２を接続するとともに、ＦＥＴ３ｂのゲート−ソース電極間にスイッチ要素ＳＷ２を介してコンデンサＣ４を接続しているのに対して、本実施形態の駆動回路では、別々のＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間にそれぞれ挿入されるコンデンサＣ２，Ｃ４が、共通のスイッチ要素ＳＷ３を介して、それぞれ対応するＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されており、コンデンサＣ１〜Ｃ４とスイッチ要素ＳＷ３とでモータ出力調整回路７が構成されている。すなわち、別々のＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース間に挿入されるコンデンサＣ２，Ｃ４が共通のスイッチ要素ＳＷ３に接続されているので、複数のコンデンサＣ２，Ｃ４の間でスイッチ要素ＳＷ３を共用することができ、スイッチ要素の数を減らして更なるコストダウンを図ることができる。尚、スイッチ要素ＳＷ３以外の構成は実施形態１と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。 (Embodiment 2)
A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the first embodiment, the capacitor C2 is connected between the gate and source electrodes of the FET 3a via the switch element SW1, and the capacitor C4 is connected between the gate and source electrodes of the FET 3b via the switch element SW2. On the other hand, in the drive circuit of this embodiment, the capacitors C2 and C4 inserted between the gate and source electrodes of the separate FETs 3a and 3b are connected to the corresponding FETs 3a and 3b via the common switch element SW3. The motor output adjustment circuit 7 is configured by the capacitors C1 to C4 and the switch element SW3, which are connected between the gate and source electrodes. That is, since the capacitors C2 and C4 inserted between the gates and sources of the separate FETs 3a and 3b are connected to the common switch element SW3, the switch element SW3 can be shared between the plurality of capacitors C2 and C4. Further, the cost can be further reduced by reducing the number of switch elements. Since the configuration other than the switch element SW3 is the same as that of the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.

ここで、モータ出力調整回路７は、モータ出力指示回路６からの指令信号に応じて、スイッチ要素ＳＷ３をオン／オフさせており、スイッチ要素ＳＷ３がオフ時には、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間にコンデンサＣ１，Ｃ３のみが接続された状態となり、スイッチ要素ＳＷ３のオン時には、ＦＥＴ３ａのゲート−ソース電極間にコンデンサＣ１，Ｃ２が並列接続され、ＦＥＴ３ｂのゲート−ソース電極間にコンデンサＣ３，Ｃ４が並列接続される。   Here, the motor output adjustment circuit 7 turns on / off the switch element SW3 in accordance with a command signal from the motor output instruction circuit 6, and when the switch element SW3 is off, between the gate-source electrodes of the FETs 3a and 3b. When the switch element SW3 is turned on, the capacitors C1 and C2 are connected in parallel between the gate and source electrodes of the FET 3a, and the capacitors C3 and C4 are connected between the gate and source electrodes of the FET 3b. Connected in parallel.

次に本実施形態の動作について図２を参照して説明する。先ず、モータ出力指示回路６がスイッチ要素ＳＷ３をオフさせている場合について図２（ａ）〜（ｉ）を参照して説明する。   Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIG. First, the case where the motor output instruction circuit 6 turns off the switch element SW3 will be described with reference to FIGS.

ＦＥＴ２ａ，３ｂがオフ、ＦＥＴ２ｂ，３ａがオンとなっている時刻ｔ１において、制御回路５が、ＦＥＴ２ａのゲート電極にロー（Ｌ）レベルの信号を出力するとともに、ＦＥＴ２ｂのゲート電極にハイ（Ｈ）レベルの信号を出力すると、ＦＥＴ２ａがオン、ＦＥＴ２ｂがオフに切り替わる。また時刻ｔ１において、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがローインピーダンス状態からハイインピーダンス状態に切り替わり、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ３及びコンデンサＣ４，Ｃ２に充電電流が流れ、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ２とＦＥＴ３ｂの入力容量とで決まる時定数によりコンデンサＣ３の両端電圧が徐々に上昇する。そして、時刻ｔ２においてコンデンサＣ３の両端電圧、すなわちＦＥＴ３ｂのゲート電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超えると、ＦＥＴ３ｂがオンになる。また時刻ｔ１において、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、コンデンサＣ１に蓄積されていた電荷が放電されて、ＦＥＴ３ａのゲート電圧が短時間でスレショルド電圧Ｖｔｈよりも低下するので、ＦＥＴ３ａがオフになる。而して、時刻ｔ２ではＦＥＴ２ａ，３ｂの組がオン、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組がオフになるので、モータ駆動用電源からＦＥＴ２ａ→電機子巻線１→ＦＥＴ３ｂの経路で電機子巻線１に電流Ｉ１が流れる。 At time t1 when the FETs 2a and 3b are off and the FETs 2b and 3a are on, the control circuit 5 outputs a low (L) level signal to the gate electrode of the FET 2a and high (H) to the gate electrode of the FET 2b. When a level signal is output, the FET 2a is turned on and the FET 2b is turned off. At time t1, the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is switched from the low impedance state to the high impedance state, and the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is in the high impedance state. Is switched to a low impedance state, a charging current flows to the capacitor C3 and the capacitors C4 and C2 via the resistor R2, and both ends of the capacitor C3 are determined by a time constant determined by the resistor R2, the capacitors C3, C4 and C2, and the input capacitance of the FET 3b. The voltage increases gradually. When the voltage across the capacitor C3, that is, the gate voltage of the FET 3b exceeds the threshold voltage Vth at time t2, the FET 3b is turned on. At time t1, when the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is switched from the high impedance state to the low impedance state, the charge accumulated in the capacitor C1 is discharged, and the gate voltage of the FET 3a is changed. Since the voltage drops below the threshold voltage Vth in a short time, the FET 3a is turned off. Thus, at time t2, the set of FETs 2a and 3b is turned on and the set of FETs 2b and 3a is turned off, so that the current from the motor driving power source to the armature winding 1 through the path FET2a → armature winding 1 → FET3b. I1 flows.

その後、時刻ｔ３において、制御回路５が、ＦＥＴ２ａのゲート電極にＨレベルの信号を出力するとともに、ＦＥＴ２ｂのゲート電極にＬレベルの信号を出力すると、ＦＥＴ２ａがオフ、ＦＥＴ２ｂがオンに切り替わる。また時刻ｔ３において、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがローインピーダンス状態からハイインピーダンス状態に切り替わり、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２，Ｃ４に充電電流が流れ、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ４とＦＥＴ３ａの入力容量とで決まる時定数によりコンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する。そして、時刻ｔ４においてコンデンサＣ１の両端電圧、すなわちＦＥＴ３ａのゲート電圧のスレショルド電圧Ｖｔｈを超えると、ＦＥＴ３ａがオンになる。また時刻ｔ３において、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、コンデンサＣ３に蓄積されていた電荷が放電されて、ＦＥＴ３ｂのゲート電圧が短時間でスレショルド電圧Ｖｔｈよりも低下し、ＦＥＴ３ｂがオフになる。而して、時刻ｔ４ではＦＥＴ２ａ，３ｂの組がオフ、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組がオンになるので、モータ駆動用電源からＦＥＴ２ｂ→電機子巻線１→ＦＥＴ３ａの経路で電機子巻線１に逆向きの電流Ｉ１が流れることになる。 Thereafter, at time t3, when the control circuit 5 outputs an H level signal to the gate electrode of the FET 2a and outputs an L level signal to the gate electrode of the FET 2b, the FET 2a is turned off and the FET 2b is turned on. At time t3, the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is switched from the low impedance state to the high impedance state, and the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is in the high impedance state. Is switched to the low impedance state, the charging current flows to the capacitor C1 and the capacitors C2 and C4 via the resistor R1, and both ends of the capacitor C1 are determined by the time constant determined by the resistor R1, the capacitors C1, C2, C4 and the input capacitance of the FET 3a. The voltage increases gradually. When the voltage across the capacitor C1, that is, the threshold voltage Vth of the gate voltage of the FET 3a is exceeded at time t4, the FET 3a is turned on. At time t3, when the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is switched from the high impedance state to the low impedance state, the electric charge accumulated in the capacitor C3 is discharged, and the gate voltage of the FET 3b is changed. The voltage drops below the threshold voltage Vth in a short time, and the FET 3b is turned off. Thus, at time t4, the pair of FETs 2a and 3b is turned off, and the pair of FETs 2b and 3a is turned on, so that the motor drive power supply reverses to the armature winding 1 through the path FET2b → armature winding 1 → FET3a. The direction current I1 flows.

以上の動作を制御回路５が繰り返すことによって、対角の位置に配置されたＦＥＴ２ａ，３ｂの組と、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組とが交互にオン／オフされ、図２（ｉ）に示す交番電流が電機子巻線１に流れるから、それによってマグネットロータに回転トルクが発生し、ＤＣブラシレスモータを回転させることができる。   When the control circuit 5 repeats the above operation, the pair of FETs 2a and 3b and the pair of FETs 2b and 3a arranged at the diagonal positions are alternately turned on / off, and the alternating current shown in FIG. Flows through the armature winding 1, thereby generating rotational torque in the magnet rotor and rotating the DC brushless motor.

ところで、制御回路５がＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された出力端子ｄをハイインピーダンス状態に切り替えた時点から、コンデンサＣ３の両端電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超えるまでの時間（この時間を通電オフ時間と言う。）Ｔ１はＦＥＴ３ｂがオフ状態を継続しており、この期間は電機子巻線１に電流が流れない。また制御回路５がＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された出力端子ｃをハイインピーダンス状態に切り替えた時点から、コンデンサＣ１の両端電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超えるまでの時間（通電オフ時間）Ｔ１’においてもＦＥＴ３ａがオフ状態を継続しており、この期間は電機子巻線１に電流が流れないため、電機子巻線１はマグネットロータに対して回転トルクを発生させない。 By the way, the time from when the control circuit 5 switches the output terminal d connected to the gate electrode of the FET 3b to the high impedance state until the voltage across the capacitor C3 exceeds the threshold voltage Vth (this time is referred to as the energization off time). In T1, the FET 3b continues to be off, and no current flows through the armature winding 1 during this period. Also at the time T1 ′ from when the control circuit 5 switches the output terminal c connected to the gate electrode of the FET 3a to the high impedance state until the voltage across the capacitor C1 exceeds the threshold voltage Vth (energization off time) T1 ′. Since the FET 3a continues to be in an OFF state, and during this period, no current flows through the armature winding 1, so the armature winding 1 does not generate rotational torque for the magnet rotor.

次に、モータ出力調整回路７が、モータ出力指示回路６からの指令信号に応じて、スイッチ要素ＳＷ３をオンさせた場合の動作について図２（ｊ）を参照して説明する。スイッチ要素ＳＷ３がオンになると、コンデンサＣ２，Ｃ４がそれぞれスイッチ要素ＳＷ３を介してＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されることになり、ＦＥＴ３ａのゲート−ソース電極間にはコンデンサＣ１，Ｃ２が並列接続され、ＦＥＴ３ｂのゲート−ソース電極間にはコンデンサＣ３，Ｃ４が並列接続される。   Next, the operation when the motor output adjustment circuit 7 turns on the switch element SW3 according to the command signal from the motor output instruction circuit 6 will be described with reference to FIG. When the switch element SW3 is turned on, the capacitors C2 and C4 are respectively connected between the gate and source electrodes of the FETs 3a and 3b via the switch element SW3, and the capacitors C1 and C2 are connected between the gate and source electrodes of the FET 3a. Are connected in parallel, and capacitors C3 and C4 are connected in parallel between the gate and source electrodes of the FET 3b.

ＦＥＴ２ａ，３ｂがオフ、ＦＥＴ２ｂ，３ａがオンとなっている時刻ｔ１において、制御回路５が、ＦＥＴ２ａのゲート電極にロー（Ｌ）レベルの信号を出力するとともに、ＦＥＴ２ｂのゲート電極にハイ（Ｈ）レベルの信号を出力すると、ＦＥＴ２ａがオン、ＦＥＴ２ｂがオフに切り替わる。また時刻ｔ１において、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがローインピーダンス状態からハイインピーダンス状態に切り替わると、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ３，Ｃ４に充電電流が流れ、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ３，Ｃ４とＦＥＴ３ｂの入力容量とで決まる時定数によりコンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧、すなわちＦＥＴ３ｂのゲート電圧が徐々に上昇する。その後、時刻ｔ２’（ｔ２−ｔ１＜ｔ２’−ｔ１）においてコンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧がＦＥＴ３ｂのスレショルド電圧Ｖｔｈを超えると、ＦＥＴ３ｂがオンになる。また時刻ｔ１において、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積されていた電荷が放電されて、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が低下し、それによってＦＥＴ３ａがオフになる。而して、時刻ｔ２’ではＦＥＴ２ａ，３ｂがオン、ＦＥＴ２ｂ，３ａがオフになるので、モータ駆動用電源からＦＥＴ２ａ→電機子巻線１→ＦＥＴ３ｂの経路で電機子巻線１に電流Ｉ１が流れる。 At time t1 when the FETs 2a and 3b are off and the FETs 2b and 3a are on, the control circuit 5 outputs a low (L) level signal to the gate electrode of the FET 2a and high (H) to the gate electrode of the FET 2b. When a level signal is output, the FET 2a is turned on and the FET 2b is turned off. At time t1, when the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is switched from the low impedance state to the high impedance state, a charging current flows to the capacitors C3 and C4 via the resistor R2, and the resistors R2 and R2 The voltage at both ends of the capacitors C3 and C4, that is, the gate voltage of the FET 3b gradually increases according to a time constant determined by the capacitors C3 and C4 and the input capacitance of the FET 3b. Thereafter, when the voltage across the capacitors C3 and C4 exceeds the threshold voltage Vth of the FET 3b at time t2 ′ (t2−t1 <t2′−t1), the FET 3b is turned on. At time t1, when the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is switched from the high impedance state to the low impedance state, the charges accumulated in the capacitors C1 and C2 are discharged, and the capacitors C1 and C2 are discharged. The voltage across C2 drops, thereby turning off FET 3a. Thus, at time t2 ′, the FETs 2a and 3b are turned on and the FETs 2b and 3a are turned off, so that a current I1 flows from the motor driving power source to the armature winding 1 through the path FET2a → armature winding 1 → FET3b. .

その後の時刻ｔ３において、制御回路５が、ＦＥＴ２ａのゲート電極にＨレベルの信号を出力するとともに、ＦＥＴ２ｂのゲート電極にＬレベルの信号を出力すると、ＦＥＴ２ａがオフ、ＦＥＴ２ｂがオンに切り替わる。また時刻ｔ３において、ＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｃがローインピーダンス状態からハイインピーダンス状態に切り替わると、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１，Ｃ２に充電電流が流れ、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１，Ｃ２とＦＥＴ３ａの入力容量とで決まる時定数によりコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が徐々に上昇する。その後の時刻ｔ４’（ｔ４−ｔ３＜ｔ４’−ｔ３）においてコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧、すなわちＦＥＴ３ａのゲート電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超えると、ＦＥＴ３ａがオンになる。また時刻ｔ３において、ＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された制御回路５の出力端子ｄがハイインピーダンス状態からローインピーダンス状態に切り替わると、コンデンサＣ３，Ｃ４に蓄積されていた電荷が放電されて、コンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧が短時間でスレショルド電圧Ｖｔｈよりも低下し、それによってＦＥＴ３ｂがオフになる。而して、時刻ｔ４’ではＦＥＴ２ａ，３ｂがオフ、ＦＥＴ２ｂ，３ａがオンになるので、モータ駆動用電源からＦＥＴ２ｂ→電機子巻線１→ＦＥＴ３ａの経路で電機子巻線１に逆向きの電流Ｉ１が流れる。 At time t3 thereafter, when the control circuit 5 outputs an H level signal to the gate electrode of the FET 2a and outputs an L level signal to the gate electrode of the FET 2b, the FET 2a is turned off and the FET 2b is turned on. At time t3, when the output terminal c of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3a is switched from the low impedance state to the high impedance state, a charging current flows to the capacitors C1 and C2 via the resistor R1, and the resistors R1 and R1 The voltage across the capacitors C1 and C2 gradually increases according to a time constant determined by the capacitors C1 and C2 and the input capacitance of the FET 3a. At the subsequent time t4 ′ (t4−t3 <t4′−t3), when the voltage across the capacitors C1, C2, that is, the gate voltage of the FET 3a exceeds the threshold voltage Vth , the FET 3a is turned on. At time t3, when the output terminal d of the control circuit 5 connected to the gate electrode of the FET 3b is switched from the high impedance state to the low impedance state, the charges accumulated in the capacitors C3 and C4 are discharged, and the capacitors C3 and C3 are discharged. The voltage across C4 drops below the threshold voltage Vth in a short time, thereby turning off the FET 3b. Thus, at the time t4 ′, the FETs 2a and 3b are turned off and the FETs 2b and 3a are turned on. Therefore, the reverse current flows from the motor driving power source to the armature winding 1 through the path FET2b → armature winding 1 → FET3a. I1 flows.

以上の動作を制御回路５が繰り返すことによって、対角の位置に配置されたＦＥＴ２ａ，３ｂの組と、ＦＥＴ２ｂ，３ａの組とが交互にオン／オフされ、図２（ｊ）に示す交番電流が電機子巻線１に流れるから、それによってマグネットロータに回転トルクが発生し、ＤＣブラシレスモータを回転させることができる。   When the control circuit 5 repeats the above operation, the pair of FETs 2a, 3b and the pair of FETs 2b, 3a arranged at diagonal positions are alternately turned on / off, and the alternating current shown in FIG. Flows through the armature winding 1, thereby generating rotational torque in the magnet rotor and rotating the DC brushless motor.

ここで、制御回路５がＦＥＴ３ｂのゲート電極に接続された出力端子ｄをハイインピーダンス状態に切り替えた時点（図２の時刻ｔ１）から、コンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超える時刻ｔ２’までの時間（通電オフ時間）Ｔ２はＦＥＴ３ｂがオフ状態を継続しており、この期間は電機子巻線１に電流が流れない。また更に制御回路５がＦＥＴ３ａのゲート電極に接続された出力端子ｃをハイインピーダンス状態に切り替えた時点（時刻ｔ３）から、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧がスレショルド電圧Ｖｔｈを超える時刻ｔ４’までの時間（通電オフ時間）Ｔ２’においてもＦＥＴ３ａがオフ状態を継続しており、この期間には電機子巻線１に電流が流れないため、電機子巻線１はマグネットロータに対して回転トルクを発生させない。 Here, from when the control circuit 5 switches the output terminal d connected to the gate electrode of the FET 3b to the high impedance state (time t1 in FIG. 2), the time when the voltage across the capacitors C3 and C4 exceeds the threshold voltage Vth. During time T2 ′ (energization off time) T2, the FET 3b continues to be in an off state, and no current flows through the armature winding 1 during this period. Furthermore, from the time (time t3) when the control circuit 5 switches the output terminal c connected to the gate electrode of the FET 3a to the high impedance state, until the time t4 ′ when the voltage across the capacitors C1 and C2 exceeds the threshold voltage Vth . The FET 3a continues to be in the OFF state even during time (energization OFF time) T2 ′, and no current flows through the armature winding 1 during this period, so that the armature winding 1 applies rotational torque to the magnet rotor. Do not generate.

ここにおいて、ＦＥＴ２ａ，２ｂがオンに切り替わった時点から、対角の位置にあるＦＥＴ３ｂ，３ａがオンになるまでの通電オフ時間は、それぞれ、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量とＦＥＴ３ａ，３ｂの入力容量と抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値とで決定される。スイッチ要素ＳＷ３のオフ時には、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間にそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ３が接続され、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート電極間にコンデンサＣ２，Ｃ４が直列に接続されるため、通電オフ時間Ｔ１’はコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ４の静電容量とＦＥＴ３ａの入力容量と抵抗Ｒ１の抵抗値で決定され、通電オフ時間Ｔ１はコンデンサＣ３，Ｃ２，Ｃ４の静電容量とＦＥＴ３ｂの入力容量と抵抗Ｒ２の抵抗値で決定される。一方、スイッチ要素ＳＷ３のオン時には、コンデンサＣ１，Ｃ３とそれぞれ並列にコンデンサＣ２，Ｃ４が接続されるので、通電オフ時間Ｔ２’がコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量値とＦＥＴ３ａの入力容量と抵抗Ｒ１の抵抗値で決定されるとともに、通電オフ時間Ｔ２がコンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量値とＦＥＴ３ｂの入力容量と抵抗Ｒ２の抵抗値で決定されることになる。スイッチ要素ＳＷ３のオフ時には、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート電極間にコンデンサＣ２，Ｃ４が直列に接続されており、コンデンサＣ２，Ｃ４の合成静電容量はＣ２×Ｃ４／（Ｃ２＋Ｃ４）となり、コンデンサＣ２，Ｃ４単体での静電容量よりも小さくなるため、スイッチ要素ＳＷ３のオフ時における通電オフ時間Ｔ１，Ｔ１’に比べて、スイッチ要素ＳＷ３のオン時における通電オフ時間Ｔ２，Ｔ２’が長くなる。   Here, the energization off time from when the FETs 2a and 2b are turned on to when the FETs 3b and 3a at the diagonal positions are turned on is a capacitor connected between the gate and source electrodes of the FETs 3a and 3b, respectively. , The input capacitances of the FETs 3a and 3b, and the resistance values of the resistors R1 and R2. When the switch element SW3 is off, the capacitors C1 and C3 are connected between the gate and source electrodes of the FETs 3a and 3b, respectively, and the capacitors C2 and C4 are connected in series between the gate electrodes of the FETs 3a and 3b. 'Is determined by the capacitances of the capacitors C1, C2, C4, the input capacitance of the FET 3a, and the resistance value of the resistor R1, and the energization off time T1 is the capacitance of the capacitors C3, C2, C4, the input capacitance of the FET 3b, and the resistance R2. Determined by the resistance value. On the other hand, when the switch element SW3 is on, the capacitors C2 and C4 are connected in parallel with the capacitors C1 and C3, respectively. Therefore, the energization off time T2 ′ is determined by the capacitance values of the capacitors C1 and C2, the input capacitance of the FET 3a, and the resistor R1. In addition, the energization off time T2 is determined by the capacitance values of the capacitors C3 and C4, the input capacitance of the FET 3b, and the resistance value of the resistor R2. When the switch element SW3 is off, the capacitors C2 and C4 are connected in series between the gate electrodes of the FETs 3a and 3b, and the combined capacitance of the capacitors C2 and C4 is C2 × C4 / (C2 + C4), and the capacitors C2 and C4 Since the capacitance is smaller than the single capacitance, the energization off times T2 and T2 ′ when the switch element SW3 is on are longer than the energization off times T1 and T1 ′ when the switch element SW3 is off.

すなわち、通電オフ時間Ｔ１，Ｔ１’，Ｔ２，Ｔ２’は、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量とＦＥＴ３ａ，３ｂの入力容量と抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値とで決まる時定数によって変化し、通電オフ時間が長くなると、電機子巻線１がマグネットロータに対して回転トルクを発生させない時間が長くなるので、モータ出力が小さくなる。一方、通電オフ時間が短くなると、電機子巻線１がマグネットロータに対して回転トルクを発生させない時間が短くなるので、モータ出力が大きくなる。したがって、モータ出力調整回路７では、モータ出力指示回路６からの指令信号に応じて、スイッチ要素ＳＷ３のオン／オフを切り替えており、スイッチ要素ＳＷ３のオン／オフに応じてＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量値が変化するから、通電オフ時間を変化させることでモータ出力を変化させことができる。   That is, the energization off times T1, T1 ′, T2, T2 ′ are the capacitances of the capacitors connected between the gate-source electrodes of the FETs 3a, 3b, the input capacitances of the FETs 3a, 3b, and the resistance values of the resistors R1, R2. When the energization off time becomes longer, the time during which the armature winding 1 does not generate rotational torque with respect to the magnet rotor becomes longer, so that the motor output becomes smaller. On the other hand, when the energization off time is shortened, the time during which the armature winding 1 does not generate rotational torque with respect to the magnet rotor is shortened, so that the motor output is increased. Therefore, the motor output adjustment circuit 7 switches on / off of the switch element SW3 according to the command signal from the motor output instruction circuit 6, and the gates of the FETs 3a, 3b according to the on / off of the switch element SW3. Since the capacitance value of the capacitor connected between the source electrodes changes, the motor output can be changed by changing the energization off time.

以上説明したように本実施形態の駆動回路によれば、電機子巻線１に流れる電流を制御するスイッチング素子の一部をＦＥＴ３ａ，３ｂで構成し、このＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されたコンデンサの静電容量値をモータ出力調整回路７が変化させることによって、ＦＥＴ３ａ，３ｂの入力容量値が変化し、モータ出力を変化させており、モータ出力を制御するためにＰＷＭ制御回路のような複雑な回路構成の制御回路が必要ないから、簡単な回路構成でモータ出力を変化させることができる。   As described above, according to the drive circuit of the present embodiment, a part of the switching element that controls the current flowing through the armature winding 1 is constituted by the FETs 3a and 3b, and between the gate and source electrodes of the FETs 3a and 3b. When the motor output adjustment circuit 7 changes the capacitance value of the connected capacitor, the input capacitance values of the FETs 3a and 3b change and the motor output changes, and the PWM control circuit controls the motor output. Since the control circuit having such a complicated circuit configuration is not required, the motor output can be changed with a simple circuit configuration.

ところで、上述した各実施形態ではＨブリッジ回路４を構成する４個のスイッチング素子のうち、低電位側の２個のスイッチング素子をＦＥＴ３ａ，３ｂで構成し、ＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間に接続されるコンデンサの静電容量値を変化させているので、電機子巻線１に交番電流を流す際に、何れの方向に流れる電流についてもオンデューティを制御することができる。尚、各実施形態の駆動回路において、低電位側の２個のＦＥＴ３ａ，３ｂのゲート−ソース電極間にコンデンサを接続して、このコンデンサの静電容量値をモータ出力調整回路７により変化させるかわりに、高電位側の２個のＦＥＴ２ａ，２ｂのゲート−ソース電極間にコンデンサを接続し、これらのコンデンサの静電容量値をモータ出力調整回路７が変化させることによって、モータ出力を調整してもよい。   By the way, in each of the embodiments described above, of the four switching elements constituting the H-bridge circuit 4, two switching elements on the low potential side are composed of FETs 3a and 3b, and between the gate-source electrodes of the FETs 3a and 3b. Since the capacitance value of the connected capacitor is changed, when an alternating current is passed through the armature winding 1, the on-duty can be controlled for the current flowing in any direction. In the drive circuit of each embodiment, a capacitor is connected between the gate and source electrodes of the two low potential side FETs 3a and 3b, and the capacitance value of the capacitor is changed by the motor output adjustment circuit 7. In addition, a capacitor is connected between the gate-source electrodes of the two FETs 2a, 2b on the high potential side, and the motor output adjustment circuit 7 adjusts the motor output by changing the capacitance value of these capacitors. Also good.

また、上述した各実施形態の駆動回路ではＨブリッジ回路４を構成する４個のスイッチング素子が全てＦＥＴで構成されているが、ゲート−ソース電極間にコンデンサが接続されていないＦＥＴ２ａ，２ｂは、ＦＥＴ以外のスイッチング素子で構成されていてもよく、例えばバイポーラトランジスタやリレーなどのスイッチング素子で構成されていてもよい。   In the drive circuits of the above-described embodiments, the four switching elements constituting the H-bridge circuit 4 are all constituted by FETs, but the FETs 2a and 2b in which no capacitor is connected between the gate and source electrodes are It may be composed of switching elements other than FETs, and may be composed of switching elements such as bipolar transistors and relays.

また、上述の各実施形態で説明した駆動回路は単相ＤＣブラシレスモータを駆動対象としているが、３相全波タイプのＤＣブラシレスモータなど種々のＤＣブラシレスモータの駆動用にも用いることができ、ＤＣブラシレスモータの用途としては、例えば燃料電池装置やヒートポンプ装置などで使用される様々な液体供給装置がある。   Moreover, although the drive circuit demonstrated by each above-mentioned embodiment makes the drive object a single phase DC brushless motor, it can be used also for the drive of various DC brushless motors, such as a 3-phase full wave type DC brushless motor, Applications of the DC brushless motor include various liquid supply devices used in, for example, fuel cell devices and heat pump devices.

１ 電機子巻線
２ａ，２ｂ，３ａ，３ｂ ＦＥＴ（スイッチング素子）
４ Ｈブリッジ回路
５ 制御回路
６ モータ出力指示回路
７ モータ出力調整回路
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ要素 1 Armature winding 2a, 2b, 3a, 3b FET (switching element)
4 H bridge circuit 5 Control circuit 6 Motor output instruction circuit 7 Motor output adjustment circuit C1 to C4 Capacitor R1, R2 Resistance SW1, SW2 Switch element

Claims (5)

複数の磁極を具備して回転自在に支持されたマグネットロータと、前記マグネットロータに対向して配置されたステータコアと、前記ステータコアに配置された電機子巻線とを有するＤＣブラシレスモータの駆動回路であって、
前記電機子巻線に接続された複数のスイッチング素子と、
複数の前記スイッチング素子をオン／オフさせることによって前記電機子巻線に流れる電流を制御する制御回路とを備え、
前記複数のスイッチング素子の少なくとも一つが電界効果トランジスタからなり、
当該電界効果トランジスタは、前記制御回路によって充放電されるコンデンサがゲート−ソース電極間に接続され、当該コンデンサの充放電に応じて変化するコンデンサの両端電圧とスレショルド電圧との高低に応じてオン／オフが反転し、
前記コンデンサの静電容量値を変化させることによってモータ出力を変化させるモータ出力調整回路を備えたことを特徴とするＤＣブラシレスモータの駆動回路。 A DC brushless motor drive circuit comprising a magnet rotor having a plurality of magnetic poles and rotatably supported, a stator core disposed opposite to the magnet rotor, and an armature winding disposed on the stator core. There,
A plurality of switching elements connected to the armature winding;
A control circuit for controlling a current flowing through the armature winding by turning on / off a plurality of the switching elements;
At least one of the plurality of switching elements comprises a field effect transistor;
The field effect transistor has a capacitor charged / discharged by the control circuit connected between a gate and a source electrode, and is turned on / off according to the level of a voltage across the capacitor and a threshold voltage that change according to the charge / discharge of the capacitor. Off is reversed,
A drive circuit for a DC brushless motor, comprising a motor output adjustment circuit for changing a motor output by changing a capacitance value of the capacitor. 前記コンデンサは、前記電界効果トランジスタのゲート−ソース電極間にスイッチ要素を介して接続され、前記モータ出力調整回路は、前記スイッチ要素をオン又はオフすることで静電容量値を変化させることを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの駆動回路。   The capacitor is connected between a gate-source electrode of the field effect transistor via a switch element, and the motor output adjustment circuit changes a capacitance value by turning on or off the switch element. A drive circuit for a DC brushless motor according to claim 1. モータ出力を指示する指令信号を発生するモータ出力指示回路を備え、前記モータ出力調整回路は、モータ出力指示回路からの指令信号に基づいて、前記スイッチ要素をオン又はオフすることを特徴とする請求項２記載のＤＣブラシレスモータの駆動回路。   A motor output instruction circuit for generating a command signal for instructing motor output is provided, and the motor output adjustment circuit turns on or off the switch element based on the command signal from the motor output instruction circuit. Item 3. A DC brushless motor drive circuit according to Item 2. 別々の電界効果トランジスタのゲート−ソース電極間にそれぞれ挿入される前記コンデンサが、共通のスイッチ要素を介して、対応する電界効果トランジスタのゲート−ソース電極間に接続されたことを特徴とする請求項２又は３の何れか１項に記載のＤＣブラシレスモータの駆動回路。   The capacitor inserted between the gate and source electrodes of separate field effect transistors is connected between the gate and source electrodes of the corresponding field effect transistors via a common switch element. The drive circuit for the DC brushless motor according to any one of 2 and 3. モータ駆動用電源の両端間に、一対の前記スイッチング素子の直列回路が、２組並列に接続されるとともに、各組のスイッチング素子の接続点の間に前記電機子巻線が接続され、高電位側の２個のスイッチング素子、又は、低電位側の２個のスイッチング素子のうち、何れか２個のスイッチング素子が電界効果トランジスタで構成されたことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載のＤＣブラシレスモータの駆動回路。   Two sets of series of switching elements are connected in parallel between both ends of the motor driving power source, and the armature winding is connected between the connection points of the switching elements of each set, and the high potential Any one of the two switching elements on the side or the two switching elements on the low potential side is constituted by a field effect transistor. 2. A drive circuit for a DC brushless motor according to item 1.
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