JP2010233124A - Transceiver with embedding type resonant antenna - Google Patents
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Abstract
Description
トランシーバ(ウォーキートーキー)がカナダのDonald L.Hingsによって考案されてから60年あまり、現在の携帯電話の隆盛に至るまで原理的に大きな変化はなかった。やがてウォーキートーキーは光ファイバーで有線ネットワークが構成された最後の1マイルのWiMAX様の無線化だけに縮小され、高額の通話料を支払う携帯電話はなくなるであろう。また指向性を画一的に分割して電波を有効に利用しようというMIMO方式への現在進行中のチャレンジを超えて、空間を有効に分割してチャンネル数を増やすBeyond−MIMOの基礎を固める必要がある。そのような無線通信端末に関する基本的な構造が本件の技術分野である。
The transceiver (Walkie Talkie) is a Canadian company Donald L. For 60 years since it was devised by Hings, there has been no major change in principle until the current rise of mobile phones. Eventually, Walkie Talkie will be reduced to WiMAX-like wireless for the last mile, where the wired network is configured with optical fiber, and there will be no mobile phone that pays high call charges. It is also necessary to solidify the foundation of Beyond-MIMO that effectively divides space and increases the number of channels, beyond the ongoing challenge to MIMO systems that attempt to use radio waves effectively by dividing directivity uniformly. There is. The basic structure of such a wireless communication terminal is the technical field of the present case.
従来の無線通信端末の技術・製品は半波長ダイポールなどの基準アンテナを特性インピーダンスを持つ短いケーブルやレッヘルラインを介してLNAの前で終端して整合させる考えに基づいており、これはまた送信時にも同じ観念が保たれていた。その考えを180度転換し通信チャンネル空間にフロントエンドチップが置いてあり、これに補助的にアンテナをつけた場合の究極的な性能追求が従来のケーブル終端形式からどのくらい優れたものになるかというのが本発明の主題である。また従来は広帯域が優れていると考えられていたが、その考えを180度転換し究極的な狭帯域を追求した場合、従来のケーブル終端形式から諸性能がどのくらい優れたものになるかと言うことである。そのS/Nに関しては改善の期待値は少なくとも6dBであるが、このような非整合・狭帯域の試みはかって行われたことがなかった。
The technology and products of conventional wireless communication terminals are based on the idea of terminating and matching a reference antenna such as a half-wave dipole in front of the LNA via a short cable or Lehel line with characteristic impedance. The same idea was maintained. The idea is changed 180 degrees, and the front end chip is placed in the communication channel space, and how much the ultimate performance pursuit when an antenna is attached to this is superior to the conventional cable termination type. This is the subject of the present invention. In addition, it was thought that broadband was excellent in the past, but if the idea was changed 180 degrees and the ultimate narrow band was pursued, it would say how much performance would be superior to the conventional cable termination type It is. With respect to the S / N, the expected improvement is at least 6 dB, but such a mismatch / narrowband attempt has never been attempted.
1)受信のヌル点の回避
2)受信のS/N性能を6dB以上改善すること
3)受信のバンド内妨害を20dB以上改善すること
4)受信の消費電力を半分以下に減らすこと
5)送信の消費電力を半分程度に減らすこと
6)回路駆動を低電圧の単一電圧にすること
7)無線充電対応としてACアダプターを廃止すること
1) Avoidance of reception null point 2) Improvement of reception S / N performance by 6 dB or more 3) Improvement of reception in-band interference by 20 dB or more 4) Reduction of reception power consumption by half or less 5) Transmission 6) Reduce circuit drive to a single low voltage 7) Abolish AC adapter for wireless charging
<微小共振ループアンテナでの構成>
従来のトランシーバがループアンテナではなくインダクタ装荷短縮モノポールを採用していたのは、垂直偏波で使う前提でハンドセットを垂直に立てていれば相手がどの方角にいても単一のアンテナで用が済み、またモノポールアンテナの方が空間を占める割合が少なく格納できるからである。短縮モノポールの装荷インダクタの銅損はどうしても放射損より大きくなってしまい性能を改善するには限界があった。最近原理が正しくは分からないまま埋め込み型誘電体チップアンテナが多く使われている。その原理とはアンテナの専門家がアンテナの大きさと電力利得には関係がなく、アンテナの大きさと共振帯域にこそ関係があるという原理が古い教育のせいでどうしても飲み込めないでいることである。図1に示すようにループアンテナを使えば装荷するのはキャパシタであり、その損失を放射抵抗より小さくするのは容易である。ループアンテナを水平に置けば水平偏波に対応し水平面内で無指向性になるが、この形はトランシーバに取り付けるのには難があり、またQが高くなりすぎる面があるのでこれまで携帯電話やウォーキートーキーなどのトランシーバに使われた例はなかった。
<Configuration with minute resonant loop antenna>
The conventional transceiver adopted the inductor loading shortened monopole instead of the loop antenna. If the handset is set up vertically on the assumption that it is used in vertical polarization, it can be used with a single antenna regardless of the direction of the other party. This is because the monopole antenna occupies less space and can be stored. The copper loss of the shortened monopole loaded inductor is inevitably larger than the radiation loss, and there is a limit to improving the performance. Recently, embedded dielectric chip antennas are often used without knowing the principle correctly. The principle is that antenna specialists have nothing to do with antenna size and power gain, and the principle that antenna size has a relationship with the resonance band cannot be swallowed due to old education. As shown in FIG. 1, if a loop antenna is used, a capacitor is loaded and it is easy to make the loss smaller than the radiation resistance. If the loop antenna is placed horizontally, it corresponds to horizontal polarization and becomes omnidirectional in the horizontal plane, but this form is difficult to attach to the transceiver, and the Q is too high, so there is a mobile phone so far There was no example used for transceivers such as Walkie Talkie.
<3軸ループアンテナの組み込み>
PCBパターンで作れるのはループアンテナであるが、これを従来のモノポールのように垂直偏波で使用するには図2に示すように中心軸がX−Yコイルで直交する2つのループの出力を組み合わせて無指向性にしなければならない。これに中心軸がZ軸のループを組み合わせれば、如何なる状況でもヌルを必ず回避でき、またハンドセットのあらゆる姿勢で使用することができ、また水平偏波にも対応できる。すなわち3軸直交ループアンテナは複素数線形結合と組み合わせてオールマイティな解の一つである。
従来のアテナはハンドセット内に半分埋め込み半分を外に出して、少しでも金属シャーシや搭載部品や手の影響を受けないようにする必要があった。しかし高いQ値を持つ微小共振ループアンテナはハンドセットの内部に埋め込んでも動作上問題がない。最近は携帯電話で主流になった埋め込み型狭帯域共振誘電体チップアンテナの理論的な裏づけは、本論術によってそのような電磁気論的背景が初めて明らかにされる。
<Incorporation of 3-axis loop antenna>
A loop antenna can be made with a PCB pattern, but in order to use it with vertical polarization like a conventional monopole, as shown in FIG. 2, the outputs of two loops whose central axes are orthogonal with XY coils are used. Must be omnidirectional. If this is combined with a loop whose central axis is the Z axis, nulls can be avoided without fail in any situation, can be used in any posture of the handset, and can handle horizontal polarization. That is, the three-axis orthogonal loop antenna is one of almighty solutions in combination with complex linear combination.
The conventional athena had to be half-embedded in the handset, and the half should come out so that it was not affected by the metal chassis, mounted parts, or hands. However, a micro resonant loop antenna having a high Q value has no operational problem even if it is embedded inside the handset. The theoretical support for the embedded narrowband resonant dielectric chip antenna, which has recently become mainstream in mobile phones, is the first to reveal such an electromagnetic background.
<狭帯域共振アンテナの特徴>
従来のインダクタ装荷半埋め込みモノポールアンテナは、共振によって到来電界による誘起電圧が希望波で周波数ピーキングを受けてLNAに印加されるが、トランシーバのバンド幅が750MHz−850MHzであればQ<8でなければならない。Q=8でも帯域の両端では−3dBの減衰となる。インダクタ装荷半埋め込みモノポールアンテナは標準アンテナに外部入力BNC端子を通して接続するよりS/N特性が3dB程度劣る。従来の物の見方を180度転換し、できるだけ狭帯域を目指しQ>80となるようにすれば図3に示すような形式で全ての性能が歴史的に改善する。
歴史的な性能改善とは、過大な妨害波に極めて強くなること、LNAの電流を大幅に減らしてもトランシーバの通話距離を延ばせること、TXがD級駆動できること、近傍の金属が動作に影響しなくなることなどだけではなく、RF技術者が50オームと整合の教えから抜けられない因習から一歩でも踏み出すことである。
<Features of narrowband resonant antenna>
In a conventional inductor-loaded semi-embedded monopole antenna, an induced voltage due to an incoming electric field is frequency-peaked by a desired wave due to resonance and applied to the LNA. However, if the transceiver bandwidth is 750 MHz to 850 MHz, Q <8. I must. Even when Q = 8, attenuation is −3 dB at both ends of the band. The inductor-loaded semi-embedded monopole antenna is inferior in S / N characteristics by about 3 dB compared to a standard antenna connected through an external input BNC terminal. If the conventional view of the object is changed by 180 degrees and Q> 80 is aimed at as narrow a band as possible, all the performances are historically improved in the form as shown in FIG.
Historical performance improvements are extremely strong against excessive disturbances, extend the talk distance of transceivers even if the current of the LNA is greatly reduced, TX can be driven in class D, and nearby metals affect the operation. Not only is it going to disappear, but it is also an RF engineer to take a step away from the convention that the 50 ohms and inconsistency teaching cannot be missed.
<可同調ループアンテナの機能>
従来の装荷アンテナは固定の周波数応答を持っていたが、Q>100として狭帯域の大きなメリットを享受するためには可同調にしなければならない。回りの金属や人体の影響で僅かに変化する同調周波数をキャリブレートするには、図4に示すように正帰還をかけて(即ち振幅制限付の等価的な負性抵抗を挿入して)発振させ、その発振周波数をX−talの基準周波数と比較することを行う。
周波数ホッピングで割り当て帯域内のチャンネルを移動する場合は、新しいチャンネルに移る毎にキャリブレートを行う。図に於いてフレキ基板の両面電極対向容量として形成される共振容量は、2つの島に分割されその小さい方がTX増幅器としてのNMOSスイッチとPMOSスイッチに接続される。この小さい方の容量をVcc(=3.3V)に繋ぐかグラウンドに繋ぐかの時間分割割合pで出力が決められる。スイッチング電流による高調波は高いQによって阻止されて遠方と近傍に放射しない。
<Function of tunable loop antenna>
Conventional loaded antennas have a fixed frequency response, but must be tunable in order to enjoy the great benefits of narrow bands with Q> 100. In order to calibrate the tuning frequency that slightly changes due to the influence of surrounding metal and the human body, as shown in FIG. 4, a positive feedback is applied (that is, an equivalent negative resistance with an amplitude limit is inserted) to oscillate. The oscillation frequency is compared with the reference frequency of X-tal.
When a channel within the allocated band is moved by frequency hopping, calibration is performed each time a new channel is moved. In the figure, the resonant capacitance formed as the double-sided electrode opposing capacitance of the flexible substrate is divided into two islands, and the smaller one is connected to an NMOS switch and a PMOS switch as a TX amplifier. The output is determined by the time division ratio p of connecting the smaller capacity to Vcc (= 3.3 V) or to the ground. Harmonics due to the switching current are blocked by the high Q and do not radiate far and near.
<初段増幅器雑音の要求事項の緩和>
従来のLNA(低雑音増幅器)の概念はアンテナとLNAを75オームの特性インピーダンスのケーブルで接続し、アンテナはこの75オームとできるだけインピーダンスの整合性がよくなるようにしてケーブルが長い場合にVSWRの不整合で反射が起こってエコー妨害となるのを防ぎ、LNAもまた75オームの抵抗で終端するものである。
1)アンテナが800MHzでは、例えば半波長ダイポールとして19cm程度の長さになる
2)雑音指数(NF)は3dBが理論限界である
このため6dBの雑音指数を得るには低雑音増幅器にバイポーラトランジスタなら1.4mA、CMOSトランジスタのエクスポーネンシャル領域なら3.2mA程度のバイアス電流が必要になる。これはボルツマン原理に基づく自然律でありその制約から逃れることはできない。微小共振ループアンテナをLNAを含むフロントエンドチップに直結した場合は、同じ基準で8dBよいNFを得るのにLNAのバイアス電流は100uA以下でよい。図5は今でもRF技術者の間で常識になっている75オーム終端形式である。アンテナの雑音温度は室温と等しいとして雑音指数が定義されるが、宇宙の電波を観測するアンテナではこのアンテナ温度Taは3度Kに近いが、地上間通信の場合は150度K程度である。Taを300度KとしてNFを考えると、アンテナを75オームで終端することや、LNAの雑音の寄与が過少評価されてしまう。基準アンテナは半波長ダイポールが使われる。アンテナは広帯域を理想としている。実際ウォーキートーキーのハンドセットにはこの外部アンテナ端子がBNCコネクタとして付属している。本論術ではこの理想とされていた受信形態を数式1に示すような基準として他の受信方法の優劣をdBで評価する。
<Relieving first-stage amplifier noise requirements>
The conventional concept of LNA (low noise amplifier) is that the antenna and LNA are connected by a cable with a characteristic impedance of 75 ohms. The matching prevents reflections from causing echo interference and the LNA also terminates with a 75 ohm resistor.
1) When the antenna is 800 MHz, for example, the length is about 19 cm as a half-wave dipole. 2) The noise figure (NF) is 3 dB, which is the theoretical limit. Therefore, to obtain a noise figure of 6 dB, a low-noise amplifier and a bipolar transistor can be used. A bias current of about 3.2 mA is required for an exponential region of 1.4 mA and a CMOS transistor. This is a natural law based on the Boltzmann principle and cannot be avoided. When the microresonant loop antenna is directly connected to the front end chip including the LNA, the bias current of the LNA may be 100 uA or less in order to obtain an NF of 8 dB with the same reference. FIG. 5 is a 75 ohm termination format that is still common among RF engineers. The noise figure is defined on the assumption that the noise temperature of the antenna is equal to the room temperature, but this antenna temperature Ta is close to 3 degrees K for an antenna that observes radio waves in space, but it is about 150 degrees K for terrestrial communication. Considering NF with Ta of 300 degrees K, the antenna termination at 75 ohms and the contribution of LNA noise would be underestimated. A half-wave dipole is used as the reference antenna. The antenna is ideally broadband. Actually, this external antenna terminal is attached as a BNC connector to the handset of the walkie-talkie. In this theory, this ideal reception form is used as a reference as shown in Equation 1, and the superiority or inferiority of other reception methods is evaluated in dB.
<可変同調手段>
従来の固定帯域幅の短縮モノポールでは、800MHzの中心周波数に対して帯域幅が100MHzであれば、インダクタンス装荷によるアンテナの共振のQ値は8(=800/100)の程度を超えることができなかった。これに対して微小共振ループでは100以上のQ値を近傍に部品や金属があり、また人体があっても容易に維持できる。この場合の−3dB帯域幅は8MHzであり、通話にはCDMAなどの変調を行うことができ、中心周波数を合わせる同調が必要になる。ICの外側の共振容量とループアンテナのインダクタンスは、バンドの周波数の上限での共振周波数を決め、これに給電チップの微細容量を加えて行ってバンドの周波数の下限までをカバーする。これにはRF−CMOSプロセスに用意されたバラクタ(電圧可変容量ダイオード)を用いる場合もあるが直線性の問題があり、一般的にMIM容量をNMOSトランジスタで切り替える方法が取られる。人体の影響で高いQ値の微小共振ループの共振周波数は変化するが、キャリブレートにより正しい周波数が保たれる。図8に可変同調回路例を示す。
NMOSトランジスタのRFスイッチとしての性能はRonxCoffの時定数で決まり、チャンネル長の世代により異なるが0.18um世代では0.4オームpF程度である。トランシーバの帯域750MHz−850MHzをこの時定数でカバーすると到達できるQ値が決められる。しかし本論術のケースでは主としてループ素子の放射抵抗でQ値が決められている。
<Variable tuning means>
In the conventional fixed bandwidth shortened monopole, if the bandwidth is 100 MHz with respect to the center frequency of 800 MHz, the resonance Q value of the antenna due to the inductance loading can exceed about 8 (= 800/100). There wasn't. On the other hand, in the minute resonance loop, a Q value of 100 or more is easily maintained even if there are parts and metals in the vicinity and there is a human body. In this case, the -3 dB bandwidth is 8 MHz, and the call can be modulated by CDMA or the like, and tuning that matches the center frequency is required. The resonance capacity outside the IC and the inductance of the loop antenna determine the resonance frequency at the upper limit of the band frequency and add the fine capacitance of the power supply chip to this to cover the lower limit of the band frequency. For this, there is a case where a varactor (voltage variable capacitance diode) prepared for the RF-CMOS process is used, but there is a problem of linearity, and generally a method of switching the MIM capacitance with an NMOS transistor is taken. Although the resonance frequency of the minute resonance loop having a high Q value changes due to the influence of the human body, the correct frequency is maintained by calibration. FIG. 8 shows an example of a variable tuning circuit.
The performance of the NMOS transistor as an RF switch is determined by the time constant of RonxCoff, and varies depending on the channel length generation, but is about 0.4 ohm pF in the 0.18 um generation. When the transceiver band 750 MHz to 850 MHz is covered with this time constant, the Q value that can be reached is determined. However, in this case, the Q value is determined mainly by the radiation resistance of the loop element.
<送信のD級駆動と低電圧化>
従来のTX増幅器はプシュプル回路でA級動作する以外に放射される高調波を低く抑える方法がなく、このため電波法の規制に合致させるのは困難を極め、しかも最大効率は50%が上限であった。微小共振ループのTX駆動器は、その高いQのために図9に示すようにD級動作させることができ、電波法の規制に設計以前に合致し最大効率は100%が上限である。このためトランシーバは性能が大幅に高められる反面、消費電力は半分以下になる。また駆動電圧をアンテナのインピーダンスや個別半導体によらず、単一の低電圧(例えば3.3V)にすることができる。
XYZ3軸のコイルはトランシーバ機内で基本的に直交しており、コイル間の干渉は問題にならない。
<Transmission class D drive and lower voltage>
Conventional TX amplifiers do not have a method to suppress radiated harmonics other than class A operation in a push-pull circuit. For this reason, it is extremely difficult to meet the regulations of the Radio Law, and the maximum efficiency is limited to 50%. there were. Due to its high Q, the micro-resonant loop TX driver can be operated in class D as shown in FIG. 9 and meets the regulations of the Radio Law before design, and the maximum efficiency is 100%. As a result, the performance of the transceiver is greatly improved, but the power consumption is less than half. Further, the drive voltage can be set to a single low voltage (eg, 3.3 V) regardless of the impedance of the antenna or the individual semiconductor.
The XYZ triaxial coils are basically orthogonal in the transceiver machine, and interference between the coils is not a problem.
<XYZ3軸等化回路>
従来のトランシーバ端末機はマルチパス妨害によるヌル点を避けるためにスペースダイバシティ(複数のアンテナの位置を変えること)を使用することが寸法上・使用上の制約からできない。どんな受信状況でも最良の結果を出せるのはXYZ3軸の組み合わせを複素数の係数で線形結合しそれを刻々適応化する方法である。これは図10に示すように受信波を3チャンネルのLNAで増幅しRF段またはIF段での特定の線形結合を出力する傍ら、そのバックグラウンドで変化に対応する最適化を山登り論理で行えばよい。3軸等化方式はヌル点を避けるだけではなく、水平偏波受信も可能にする。
<XYZ 3-axis equalization circuit>
Conventional transceiver terminals cannot use space diversity (changing the position of multiple antennas) in order to avoid null points due to multipath interference due to dimensional and usage constraints. The best result in any reception situation is a method of linearly combining the XYZ 3-axis combinations with complex coefficients and adapting them every moment. As shown in FIG. 10, the received wave is amplified by a three-channel LNA and a specific linear combination at the RF stage or IF stage is output. On the other hand, optimization corresponding to the change in the background is performed by hill-climbing logic. Good. The 3-axis equalization system not only avoids null points, but also enables horizontal polarization reception.
<半2重の送受信最適化アルゴリズム>
半2重通信ではTXはRXと同一の周波数を使用し、交信相手との伝送チャンネルは送受信で等価であるので、図11に示すようにRXの線形結合係数(振幅・位相)をそのままTXに使ってXYZのコイルを駆動すれば、交信相手には常にマルチパスが最適等化された形で伝わる。交信相手のアンテナ形式が同じXYZ3軸の方式である場合は等化機能が重複するので、片側だけがこれを行う簡単な形から、役割分担して更に効果を高める方法までを送受信の仲裁(アービトレーション)として取り決めて置くことが必要である。これは海上交通で2隻の船が対面するときに、どちらに回避するか決めておくのと同じである。
1)相手が3軸方式の場合は自分はRXだけを適応型にして、TXは適応型にしない
2)両者が制御内容を交換してTX/RX両方を重複して制御し更に伝送効率を高める
という2つの方法に分かれる。
3軸方式は基地局と端末機双方のTX出力を減らすことができる。
<Half-duplex transmission / reception optimization algorithm>
In half-duplex communication, TX uses the same frequency as RX, and the transmission channel with the communication partner is equivalent for transmission and reception. Therefore, as shown in FIG. 11, the RX linear coupling coefficient (amplitude / phase) is directly used as TX. If the XYZ coil is used to drive, the multipath is always transmitted to the communication partner in an optimally equalized form. If the antenna type of the communication partner is the same XYZ 3-axis method, the equalization function is duplicated, so the arbitration of transmission and reception (arbitration) from simple form in which only one side performs this to the method of sharing roles and further improving the effect ) Must be negotiated and placed. This is the same as deciding which to avoid when two ships meet in maritime traffic.
1) If the other party is a three-axis system, only the RX will be adaptive, and TX will not be adaptive. 2) Both will exchange control contents and control both TX / RX to further improve transmission efficiency. It is divided into two methods of raising.
The 3-axis method can reduce the TX output of both the base station and the terminal.
<バンド内過大妨害波排除能力>
従来のLNAは広帯域のアンテナと結ばれると過大な妨害波に晒されるために、通常外付けバラクタを使った前置可同調回路がつけられるが、バラクタの電圧−容量そのものが非直線(パラメトリックノンリニア)あるために過大な妨害波をフィルタで除去する過程で、CTB(コンポジットトリプルビート)、相互変調、混変調などの妨害を生じる。図12に示す可同調微小共振ループでは給電チップの微細容量を切り替えるのでこのような問題を発生しない。従来無線HAMやトランシーバで避けようがなかったバンド内過大妨害波の問題は、可同調微小共振ループでは最初から避けられている。
<In-band excessive interference elimination capability>
When a conventional LNA is connected to a wide-band antenna, it is exposed to excessive interference, so a pre-tunable circuit using an external varactor is usually attached. However, the voltage-capacitance of the varactor itself is non-linear (parametric nonlinear) Therefore, in the process of removing excessive interference waves with a filter, interference such as CTB (composite triple beat), intermodulation, and cross modulation occurs. In the tunable minute resonance loop shown in FIG. 12, such a problem does not occur because the minute capacitance of the power supply chip is switched. The problem of excessive in-band interference that cannot be avoided with a conventional wireless HAM or transceiver has been avoided from the beginning in a tunable microresonant loop.
<全2重の送受信最適化アルゴリズム>
全2重通信ではTXのバンドとRXのバンドが分けられる。各国で実施されている実際の周波数ではないが、例として800MHzを中心に750MHz〜800MHzがTXバンド、800MHz〜850MHzがRXバンドと仮定する。図13に示すように自分局が3軸対応であるのに対して基地局が3軸対応でない従来型であれば、自分局は自らRXチャンネルの3軸結合係数を最適化し、また基地局との交信でTXチャンネルの3軸結合係数を最適化する。基地局が3軸対応であれば、自分局は自らRXチャンネルの3軸結合係数を最適化し、また基地局との交信でTXチャンネルの3軸結合係数を最適化する他、交信を通して基地局のTXとRXそれぞれの3軸結合係数も最適化する。
<Full duplex optimization algorithm>
In full-duplex communication, the TX band and RX band are separated. Although it is not an actual frequency implemented in each country, 750 MHz to 800 MHz is assumed to be a TX band and 800 MHz to 850 MHz is assumed to be an RX band around 800 MHz as an example. As shown in FIG. 13, if the base station is a conventional type that is compatible with three axes but the base station is not compatible with three axes, the own station itself optimizes the three-axis coupling coefficient of the RX channel, The three-axis coupling coefficient of the TX channel is optimized through communication. If the base station supports three axes, the own station itself optimizes the three-axis coupling coefficient of the RX channel and optimizes the three-axis coupling coefficient of the TX channel through communication with the base station. The triaxial coupling coefficient for each of TX and RX is also optimized.
<チャンネル等化の統計的指標>
端末機でXYZ3軸適応化を行った場合の平均的な受信レベルを1とすると、それを行わず単一のダイポールやループで受信した場合の平均的な受信レベルはπ/4(−2dB)であり、大きな差はない。図14に示すように、XYZ3軸適応化が意味があるのは受信レベルが閾値以下のヌルになる確率が、標準チャンネルフェージングモデルでは1/3〜1/5に減少する。ヌル点に留まっているとその間受信は途絶えるが、移動していればヌルになるのは一瞬である。
<Statistical indicators for channel equalization>
Assuming that the average reception level when the XYZ triaxial adaptation is performed at the terminal is 1, the average reception level is π / 4 (−2 dB) when receiving with a single dipole or loop without performing it. There is no big difference. As shown in FIG. 14, XYZ three-axis adaptation is meaningful in that the probability that the reception level is null below the threshold is reduced to 1/3 to 1/5 in the standard channel fading model. If it stays at the null point, reception stops during that time, but if it moves, it will be null for a moment.
<無線充電>
最近のトランシーバは、リチウムイオン充電電池をACアダプターで充電する必要がある。これは煩雑であるので、携帯電話等が汎用充電器で無線電力充電されるのに合わせて無線充電器を共用し家庭や出先や移動する車の中で常に充電が行われていて、充電電池の放電積算回数による耐用年数が大幅に伸びるようにしたい。このために必要なコイルは図15に示すようにXYZ3軸コイルと同じプリント基板上に形成される。
例として無線電力伝送の搬送波を13.56MHzに選び、無線充電コイルの銅損が無視できて放射損が主たる無負荷損失の場合、0<R<λ/2π(=3.5m)の範囲ではコイル−コイル間の電力伝送効率は一定で50%〜70%となる(1<mL<2、mLは負荷抵抗と放射抵抗の比)コイルを密着させなければ実用的な電力伝送効率が得られないと考える因習はコイルを共振させないファラデー世界の話である。。
<Wireless charging>
Modern transceivers need to charge lithium ion rechargeable batteries with an AC adapter. Since this is complicated, the wireless battery charger is shared with the mobile phone or the like when it is wirelessly charged with a general-purpose charger, and charging is always performed in the home, on the road, or in a moving car. I would like to extend the service life significantly by the number of accumulated discharges. The coils necessary for this are formed on the same printed circuit board as the XYZ triaxial coils as shown in FIG.
As an example, when the carrier wave for wireless power transmission is selected to be 13.56 MHz and the copper loss of the wireless charging coil can be ignored and the radiation loss is the main no-load loss, the range of 0 <R <λ / 2π (= 3.5 m) Coil-coil power transmission efficiency is constant and 50% to 70% (1 <mL <2, mL is the ratio of load resistance to radiation resistance). The notion that I don't think is the story of the Faraday world where the coil does not resonate. .
<フレキ基板アンテナ>
単一のリジッドPCB基板ではXYZ3軸のうち、1つの軸のコイルしか形成できない。安価なポリエステルフレキを使えば図16に示すように折り曲げてXYZ3軸のアンテナを形成することができ、アンテナの鋭い共振周波数は常時行われるキャリブレーションで正確な同調が取れる。これに無線電力伝送のコイルを加えることができる。全2重対応の場合はTXコイルとRXコイルはフレキ基板の両面に形成する。
<Flexible board antenna>
A single rigid PCB substrate can form only one of the XYZ three axes. If inexpensive polyester flexible is used, it can be bent as shown in FIG. 16 to form an XYZ triaxial antenna, and the sharp resonance frequency of the antenna can be accurately tuned by calibration that is always performed. A coil for wireless power transmission can be added to this. In the case of full duplex, the TX coil and RX coil are formed on both sides of the flexible substrate.
<製造コストの削減>
従来のインダクタンス装荷短縮アンテナを送受信に使った回路と比べて、微小共振ループアンテナ方式では図17に示すように部品数が少なくなり、また電源電圧が単一化されるのでトランシーバの製造コストの削減額は500円程度となる。
<Reducing manufacturing costs>
Compared to a circuit using a conventional inductance-loaded shortening antenna for transmission / reception, the micro-resonant loop antenna system reduces the number of components as shown in FIG. The amount is about 500 yen.
<周辺の金属の影響の軽減>
従来のインダクタンス装荷短縮アンテナの方式と比べて周辺の部品や金属の送受信に対する影響は、共振のQ値に反比例して大幅に軽減される。図18に示すように到来電磁界Hが誘導する電流によって周辺の部品や金属の影響を定量化して扱うことができる。周辺の異物で一般的に影響が大きいのは金属板でありこれはショートリングと等価である。従来のファラデーの概念は電磁誘導は磁気的な現象であり、その原理で設計されたアンテナにもショートリングにも同じような数式4で表される電流i1が流れる。したがって金属板はアンテナの動作に重大な影響を与える。これに対して微小共振ループアンテナでは、インダクタンスと共振容量のリアクタンス分が打ち消され、誘起電圧を放射抵抗で割った数式5で表される電流i2が流れる。
<Reduction of influence of surrounding metal>
Compared with the conventional antenna loading shortening antenna system, the influence on the transmission / reception of peripheral components and metal is greatly reduced in inverse proportion to the resonance Q value. As shown in FIG. 18, the influence of surrounding parts and metals can be quantified and handled by the current induced by the incoming electromagnetic field H. A metal plate having a large influence in general on the peripheral foreign matter is equivalent to a short ring. The conventional Faraday concept is that electromagnetic induction is a magnetic phenomenon, and a similar current i1 expressed by Equation 4 flows through an antenna and a short ring designed based on the principle. Therefore, the metal plate has a significant influence on the operation of the antenna. On the other hand, in the minute resonance loop antenna, the reactance of the inductance and the resonance capacitance is canceled, and a current i2 expressed by Equation 5 obtained by dividing the induced voltage by the radiation resistance flows.
<人体の影響の軽減>
その70%が水分である人体が、金属板のような作用を無線電力伝送に与えることはない。800MHzで無線通信するトランシーバが相手局の反対側にあっても人体は影響しない。800MHzと2.45GHzが人体の組織を過熱する効果は大きな違いがある。いま検証すべきことは周波数と電力と人間の細胞の中のDNAの塩基を置換する閾値の関係である。この塩基の置換は瞬時に起こるが、蓄積効果とは置換された数が被爆機会で増加することである。塩基が置換されると細胞分裂でそのまま受け継がれる。生殖細胞であれば全数が置換されたままになる。
先ず図19に示すような微小共振ループアンテナの場合、トランシーバの送受信に人体や手が影響を与える程度は無視できる。とくに微小共振ループアンテナの機内に埋め込まれている場合、アンテナ素子を手の中に握っているのと同じ状態であるが、影響はないことが確認されている。
次に図20に示すように、到来電磁界と誘導電磁界を合わせたものが人体に損傷を与える程度を調べる。この場合近傍の電界は電力出力の平方根に比例する。また人体への損傷は周波数と電界を掛け合わせたものに依存するというモデルを使うと安全の基準が明らかになって来る。
ここで図21に示すようなDNAの塩基ATGCの付け替えの空間電圧の閾値の具体的なモデルで調べる。DNAの置換は次のような3つの主要因がある。
1)紫外線・X線・電磁波
2)粒子の被爆(アルファ線など)
3)化学反応(コールタールなど)
DNAに空間電位差が与えられたときに、その周波数とは無関係に塩基が影響を受ける長さ(例えば1nm)当たり電位差が1Vであれば、到来電磁界が去ったときに塩基がつけ換わっているというのが背景である。結合が到来電磁界で振動を受けて結合が不確かでも、通常は到来電磁界が去ったときの元の結合状態で居られるが、その間に擾乱が加われば他の安定した状態に戻るのが塩基のつけ換わりである。電磁波は進行するので周波数が高い方が電位の勾配が大きくなる。850MHzと100MHzと10MHzでは同じ塩基つけ換え耐性は図の右側に示すような電力比になる。
<Reduction of human influence>
A human body whose water content is 70% does not give an action like a metal plate to wireless power transmission. Even if the transceiver that performs radio communication at 800 MHz is on the opposite side of the partner station, the human body is not affected. There is a big difference in the effect that 800 MHz and 2.45 GHz overheat human tissue. What should be verified now is the relationship between frequency, power, and threshold value for replacing DNA bases in human cells. This base substitution occurs instantaneously, but the accumulating effect is that the number of substitutions increases with the chance of exposure. When the base is replaced, it is inherited as it is in cell division. All germ cells remain replaced.
First, in the case of a minute resonance loop antenna as shown in FIG. 19, the extent to which a human body or hand affects transceiver transmission / reception is negligible. In particular, it has been confirmed that when it is embedded in a micro-resonant loop antenna, it is in the same state as holding the antenna element in the hand, but has no effect.
Next, as shown in FIG. 20, the degree to which the combination of the incoming electromagnetic field and the induced electromagnetic field damages the human body is examined. In this case, the electric field in the vicinity is proportional to the square root of the power output. Using a model that damages to the human body depends on the product of frequency and electric field, safety standards become clear.
Here, a specific model of the threshold value of the spatial voltage for replacement of the DNA base ATGC as shown in FIG. 21 is examined. There are three main factors for DNA replacement as follows.
1) Ultraviolet rays, X-rays, electromagnetic waves 2) Particle exposure (alpha rays, etc.)
3) Chemical reaction (coal tar, etc.)
When a spatial potential difference is applied to DNA, if the potential difference is 1 V per length (eg, 1 nm) at which the base is affected regardless of its frequency, the base is changed when the incoming electromagnetic field leaves. That is the background. Even if the coupling is affected by the incoming electromagnetic field and the coupling is uncertain, it is usually in the original coupling state when the incoming electromagnetic field leaves, but if a disturbance is added during that time, the base returns to another stable state. It is a replacement. Since electromagnetic waves travel, the higher the frequency, the greater the potential gradient. In 850 MHz, 100 MHz, and 10 MHz, the same base change resistance has a power ratio as shown on the right side of the figure.
<アンテナと放射の理論>
トランシーバを最適化し運用するためには、電磁気学の中でアンテナ・電波伝播理論が広く・深く理解され、システムが自在に構築されなければならないが、基本的で重要でありながら従来は全く理解がなされずそのため教科書にも決し登場することのなかった微小アンテナの分野を、世界の科学者・教授・指導的技術者が正しく学ばなければならない。微小共振放射素子アンテナが見落とされている背景は、それと組み合わされるべきICチップの設計のアーキテクチャーが未発達なことと、RF技術者は通常50/75オームでしか測定ができない環境にあるので、微小アンテナを実証的に扱えないことが主たる原因である。
<微小ダイポールと微小ループ>
アンテナの基準は半波長ダイポールであり、半波長付近でそのリアクタンス成分はゼロに近づき放射抵抗は73オームである。ループアンテナは周囲長が1波長の時にリアクタンス成分がゼロに近づき、給電点の方向を除いてループの平面内で無指向性となるが基準にはされない。しかし電磁気学の枠内で半波長ダイポールや1波長ループではなく微小ダイポールアンテナと微小ループアンテナを基準と考えた方が物事の本質がよく見極められることが、以下に示す論述で誰もが初めて気づく。ただ微小ダイポールと微小ループは狭帯域であるという優れた特徴があるのを、広帯域(ブロードバンド)こそがいいという誤った観念を植えつけられているために理解が進んでいない。微小ダイポールと微小ループは類似した特性を持つ。図22に微小ダイポールと微小ループの特性を併記する。それによって如何にこの2つの要素が電波伝搬の基本であり、素粒子の相互作用にも関わっているかが理解できるであろう。
数式6は微小アンテナ素子の放射抵抗である。
数式9は微小アンテナ素子を装荷しない場合の到来電界Eに対する開放端子電圧である。アンテナが小さい程端子電圧は小さい。
微小アンテナの世界では、図23に示すように微小ダイポールと微小ループという基本形を組み合わせて全てのアンテナが構成することができる。
電磁気学ではビオ=サバールの法則から、微小アンテナの電磁界は数式15、数式16、数式17のように表される。
In order to optimize and operate a transceiver, antennas and radio wave propagation theory must be widely and deeply understood in electromagnetics, and the system must be freely constructed. For this reason, scientists, professors, and supervising engineers around the world must correctly learn the field of micro-antennas that have never appeared in textbooks. The background of the overlooked micro-resonant radiating element antenna is that the architecture of the IC chip design to be combined with it is underdeveloped, and because RF engineers can usually measure only at 50/75 ohms, The main reason is that the minute antenna cannot be handled empirically.
<Micro dipole and micro loop>
The reference of the antenna is a half-wave dipole, the reactance component approaches zero near the half-wave, and the radiation resistance is 73 ohms. The loop antenna has a reactance component approaching zero when the perimeter is 1 wavelength, and becomes omnidirectional in the plane of the loop except for the direction of the feed point, but is not a reference. However, within the framework of electromagnetism, everyone will be aware for the first time in the following discussion that the essence of things can be better determined by considering a microdipole antenna and a microloop antenna as a reference rather than a half-wave dipole or single-wavelength loop. . However, since the small dipole and the micro loop have the excellent feature that they are narrow bands, the understanding that the wide band (broadband) is good is instilled, so the understanding is not progressing. Micro dipoles and micro loops have similar characteristics. FIG. 22 shows the characteristics of a minute dipole and a minute loop. This will help you understand how these two elements are fundamental to radio wave propagation and are also related to the interaction of elementary particles.
Equation 6 is the radiation resistance of the minute antenna element.
Expression 9 is an open terminal voltage with respect to the incoming electric field E when the small antenna element is not loaded. The smaller the antenna, the lower the terminal voltage.
In the world of minute antennas, as shown in FIG. 23, all antennas can be configured by combining basic shapes of minute dipoles and minute loops.
In electromagnetism, the electromagnetic field of a small antenna is expressed as Equation 15, 16, and 17 from Bio-Savart's law.
<共振コイルの幾何学的実現方法>
XYZ3軸の微小共振ループと無線電力伝送の受信コイルは図24に示すように1枚のフレキ基板上で作られる。リアクタンスと放射抵抗の比がQ=100と決まればコイルの半径と波長の比が巻き数nとは無関係に決まり、a/λ=0.06となる。
中心周波数800MHzの波長は38cmであるからa=22mmとなる。インダクタンスは数式7から85nHで共振容量は0.5pFであり、厚さ50umのポリエステルフィルムの小さな面積の静電容量で形成される。この周波数での銅の表皮厚は約3umである。銅損は放射損より小さくなる。
<Geometric realization method of resonant coil>
As shown in FIG. 24, the XYZ triaxial micro-resonance loop and the wireless power transmission receiving coil are formed on a single flexible substrate. If the ratio of reactance and radiation resistance is determined to be Q = 100, the ratio of the radius of the coil to the wavelength is determined regardless of the number of turns n, and a / λ = 0.06.
Since the wavelength of the center frequency of 800 MHz is 38 cm, a = 22 mm. The inductance is 85 nH from Equation 7, the resonance capacitance is 0.5 pF, and the capacitance is formed by a small area capacitance of a polyester film having a thickness of 50 μm. The skin thickness of copper at this frequency is about 3 um. Copper loss is smaller than radiation loss.
<MIMO方式について>
図25はMIMO方式とマイクロセル方式の比較である。将来の切り札と考えられているMIMO方式は、基地局の送受信アレーアンテナのアレーファクタを微細方角毎に設定してマルチビームとし、通話チャンネル数を実効的に増やす方法である。しかしこれは現在使われているセル方式のセルを微細化したマイクロセル方式でも同じことが実現でき、どちらも電力の総和を減らせるが、設置場所のコストや大幅にコスト低減されるであろう基地局のトランシーバユニットなどを考慮してどちらが経済的であるかを選べばよい。本論術の方式が自然の理の見極めに関する本質的なことであるのに対して、MIMO方式やマイクロセル方式は表面的なことである。本方式が発展するBeyond−MIMOは自然の理に関することである。
<About the MIMO system>
FIG. 25 is a comparison between the MIMO system and the microcell system. The MIMO method, which is considered as a trump card in the future, is a method of effectively increasing the number of communication channels by setting the array factor of the transmission / reception array antenna of the base station for each fine direction to be a multi-beam. However, the same can be achieved with the micro cell system, which is a miniaturized cell system cell currently in use, and both can reduce the total power, but the cost of the installation site and the cost will be greatly reduced. It is only necessary to select which one is more economical considering the transceiver unit of the base station. Whereas this logical method is essential for the determination of natural reason, the MIMO method and the microcell method are superficial. The Beyond-MIMO that this system develops is about nature.
本発明によって、XYZの3軸を持つ3つのコイルを使って受信のヌル点の回避する通信チャンネルの等化が行われ、現行の携帯通話方式のまま周波数・エリア利用率は1.5倍程度高い密度で使用することができる。また受信のS/N性能を8dB程度改善することができる。また受信のバンド内妨害を1/10以下に低減することができる。またLNAの消費電力を1/10以下に減らすことができる。またTXアンプの消費電力を60%程度に減らすことができる。また表示装置を除いた他の回路駆動を単一電圧にすることができる。また無線充電にすることができる。またトランシーバの製造コストを500円程度削減することができる。またヌル点が回避され、狭帯域化されるので、CDMAが大幅に簡略化された世界標準を作ることができ、最終的に全ての携帯通信を通信容量を倍増して1GHz以下にシフトできるBeyond−MIMOの礎にすることができる。
According to the present invention, equalization of a communication channel that avoids a null point of reception is performed using three coils having three axes of XYZ, and the frequency / area utilization rate is about 1.5 times with the current mobile phone communication system. Can be used at high density. Further, the S / N performance of reception can be improved by about 8 dB. Further, it is possible to reduce reception in-band interference to 1/10 or less. Further, the power consumption of the LNA can be reduced to 1/10 or less. Further, the power consumption of the TX amplifier can be reduced to about 60%. In addition, other circuit drives except for the display device can be set to a single voltage. It can also be wirelessly charged. The transceiver manufacturing cost can be reduced by about 500 yen. Also, the null point is avoided and the bandwidth is narrowed, so CDMA can make a greatly simplified world standard, and finally all mobile communications can double the communication capacity and shift to 1 GHz or less Beyond -It can be the cornerstone of MIMO.
図26に仮想的に800MHzを中心にしたマイクロバンドCDMA(MCDMA)のトランシーバにとって最良の微小共振ループの形態とその等価回路を示す。
FIG. 26 shows the best microresonant loop form and its equivalent circuit for a microband CDMA (MCDMA) transceiver centered around 800 MHz virtually.
図27が本方式に基づいて考え得る改善を尽くしたトランシーバの実施例である。携帯電話に必要なICチップはフロントエンドチップ、無線充電プロファイルチップ、ベースバンドチップ、LCD表示モジュールの4つである。フロントエンドチップ、無線充電プロファイルチップはアンテナパターンとともにフレキ基板にマウントされ、コネクタで主基板に接続される。マイコンを内蔵したベースバンドチップはリジッドな主基板にマウントされ、キースキャンボタン、スピーカー/マイクロフォン、充電プロファイルICチップのコントール部、フレキ基板とのコネクタ部、及び同じく主基板にマウントされたLCD表示モジュールに接続される。図に示したものがフレキ基板にマウントされる外付け部品の全てであり、従来のトランシーバと比べて著しく簡素であり部品数が少ない。
FIG. 27 shows an embodiment of a transceiver that has been considered to be improved based on this system. There are four IC chips required for a mobile phone: a front-end chip, a wireless charging profile chip, a baseband chip, and an LCD display module. The front end chip and the wireless charging profile chip are mounted on a flexible board together with an antenna pattern, and are connected to the main board by a connector. Baseband chip with built-in microcomputer is mounted on rigid main board, key scan button, speaker / microphone, control part of charging profile IC chip, connector part with flexible board, and LCD display module also mounted on main board Connected to. All of the external components mounted on the flexible substrate are shown in the figure, and are significantly simpler and have fewer components than conventional transceivers.
本発明はトランシーバ、携帯電話、WiFi、WiMaxなどの無線通信機器基本構造として広く適用することができる。
The present invention can be widely applied as a basic structure of a wireless communication device such as a transceiver, a mobile phone, WiFi, or WiMax.
Claims (11)
Once the transceiver's lithium-ion battery is discharged, it can be just a mess in mountain distress and marine accidents. Although it was a conventional idea to charge the battery with a hand-driven generator as much as possible, the present invention has an emergency SOS button, and in this toggle mode, passive resonance can be detected from a distance. Also, if you are buried in an avalanche with the frequency combination ID that you registered when you entered the mountain, you should be a clue to search.
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