JP2010213458A - パルス電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】この発明は、電圧検出回路の特性をコンデンサの充電時と放電時の両方に適合させることを目的とする。
【解決手段】パルス電源装置１０は、高速充電回路１２、磁気パルス圧縮回路２６、電圧検出回路４２、出力制御回路６０等を備え、主コンデンサ２０の充放電により高電圧パルスを出力する。電圧検出回路４２には、抵抗５２，５４とスイッチング素子５６とを有する可変抵抗器５０を設ける。可変抵抗器５０の抵抗値は、出力制御回路６０により主コンデンサ２０の充電，放電に応じて切換える。これにより、充電時と放電時の両方において、電圧検出回路４２の特性を高速充電回路１２に適合させることができる。即ち、電圧検出回路４２により検出するフィードバック電圧Ｖ_FBと、トランス１６の２次側電圧Ｖ_Ｈとの挙動を一致させ、充放電の完了タイミングを正確に検知することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、コンデンサの充放電により高電圧パルスを発生するのに好適に用いられるパルス電源装置に関する。

従来技術として、例えば特許文献１（特開平８−３２３１３４号公報）に開示されているように、コンデンサの充放電により高電圧パルスを発生する構成としたパルス電源装置が知られている。従来技術のパルス電源装置は、高圧電源等によりコンデンサを充電し、このコンデンサの放電時に瞬間的な高電圧パルスを発生させる。

また、他の従来技術として、例えば特許文献２（特開２００４−２０１３８５号公報）に開示されているようなＤＣ−ＤＣコンバータを利用して、コンデンサの充電を行う構成としたパルス電源装置も知られている。

ここで、パルス電源装置においては、パルス出力の繰返し周波数が出来るだけ高い方が好ましい。何故なら、例えば出力が一定で繰返し周波数が２倍になれば、１回の放電当りのエネルギが少なくて済むから、回路全体の小型化や低コスト化が可能となる。よって、従来技術では、電圧検出回路によりコンデンサの電圧（充電状態）を検出し、出来るだけ短い周期で充放電を繰返すようにしている。また、コンデンサには高い電圧が印加されるので、電圧検出回路は、安全上の観点からコンデンサの電圧を直接検出せずに、トランス等を介して電圧を間接的に検出するようにしている。

特開平８−３２３１３４号公報 特開２００４−２０１３８５号公報

ところで、上述した従来技術において、例えば容量移行型のパルス電源装置では、安全上の観点から、例えばＭΩ単位の大きな抵抗値をもつ放電抵抗がコンデンサに接続されている。この結果、コンデンサの放電時間は、例えばμsec単位の短時間となるのに対し、充電時間は、例えばmsec単位の比較的長い時間となることが多い。

このため、例えば電圧検出回路の特性を充電時の電圧検出に適合させた場合には、上述した動作時間（時定数）の差異により、放電時の電圧と検出電圧との間に誤差が生じ易くなり、実際の放電電圧を正確に検出するのが難しくなる。この結果、従来技術では、放電が完了するタイミングや、次サイクルの充電を開始すべきタイミングを正確に検知することができないという問題がある。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、本発明の目的は、電圧検出回路の特性をコンデンサの充電時と放電時の両方に適合させることができ、コンデンサの充放電状態を正確に検知することが可能なパルス電源装置を提供することにある。

第１の発明は、電源にトランスを介して接続された主コンデンサと前記主コンデンサに対して並列に接続された放電抵抗とを有し、電圧パルスを出力するために前記主コンデンサの充電及び放電を行う充放電回路と、
前記トランスのコアに巻装された補助巻線を有し、前記トランスの２次側電圧に対応する電圧を前記補助巻線を介して検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路により検出した電圧に基いて前記主コンデンサの動作を充電と放電の何れかに切換える充放電制御手段と、
前記主コンデンサの充電時と放電時とで前記電圧検出回路の回路定数を変化させる回路定数可変手段と、
を備えることを特徴とする。

第２の発明によると、前記回路定数可変手段は、前記主コンデンサの充電時と放電時の両方において、前記電圧検出回路の時定数が前記充放電回路の時定数と一致するように、前記回路定数を変化させる構成としている。

第３の発明によると、前記電圧検出回路は、
前記補助巻線の両端側を結ぶ位置に接続されたコンデンサと、
前記補助巻線に対して前記コンデンサと並列に接続され、前記充放電制御手段により抵抗値が可変に設定される可変抵抗器と、を備え、
前記回路定数可変手段は前記可変抵抗器により構成している。

第４の発明によると、前記可変抵抗器は、
前記補助巻線に対して前記コンデンサと並列に接続された少なくとも２個の抵抗と、
前記２個のうち何れか一方の抵抗と前記補助巻線との間の接続を開，閉するスイッチング素子と、
を備える構成としている。

第１の発明によれば、回路定数可変手段は、主コンデンサの充電時と放電時の両方において、電圧検出回路の回路定数を充放電回路に適合させることができる。即ち、充電時と放電時の両方において、電圧検出回路により検出する電圧をトランスの２次側電圧に追従して正確に変化させることができる。従って、充放電制御手段は、電圧検出回路がトランスの２次側から絶縁された状態でも、電圧検出回路の検出電圧に基いて充電及び放電の完了タイミングを正確に検知することができ、これらを検知した時点で次の処理へと速やかに移行することができる。よって、パルス出力の繰返し周波数を高めることができる。

第２の発明によれば、回路定数可変手段は、充電時と放電時の両方において、電圧検出回路の時定数が充放電回路の時定数と一致するように、電圧検出回路の回路定数を変化させることができる。これにより、主コンデンサの充電時には、充電状態が反映される２次側電圧に追従して、電圧検出回路の検出電圧を正確に上昇させることができる。また、主コンデンサの放電時には、急激に低下する２次側電圧に追従して、電圧検出回路の検出電圧を速やかに低下させることができる。

第３の発明によれば、充放電制御手段は、主コンデンサの充放電に応じて可変抵抗器の抵抗値を変化させることができる。即ち、充電時と放電時の両方において、可変抵抗器の抵抗値を充放電回路に適合させ、両者の時定数を一致させることができる。

第４の発明によれば、少なくとも２個の抵抗とスイッチング素子とを用いることにより、所望のタイミングで抵抗値を切換えることが可能な可変抵抗器を容易に実現することができる。

本発明の実施の形態１のシステム構成を説明するための全体構成図である。 パルス電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１において、出力制御回路により実行される制御を示すフロチャートである。

実施の形態１．
［実施の形態１の構成］
以下、図１乃至図３を参照しつつ、本発明の実施の形態１について説明する。まず、図１は、本発明の実施の形態１のシステム構成を説明するための全体構成図である。図１に示すように、本実施の形態のシステムは、例えば内燃機関の排気浄化装置等に搭載されるオゾン発生器１と、オゾン発生器１に高電圧パルスを供給するパルス電源装置１０とを備えている。オゾン発生器１は、前記高電圧パルスを用いて放電管内で放電を生じさせ、これにより放電管内の空気（酸素）を原料としてオゾンを発生させる。このオゾンは、例えば内燃機関の排気ガスを浄化するのに用いられる。

一方、パルス電源装置１０は、後述の高速充電回路１２、磁気パルス圧縮回路２６、コアリセット電源回路４０等を備えている。以下、これらの回路について説明する。まず、高速充電回路１２は、主コンデンサ２０の充電及び放電を行うための充放電回路であり、例えば高い昇圧比が得られるフライバック式のＤＣ−ＤＣコンバータ等により構成されている。そして、高速充電回路１２は、ＭＯＳＦＥＴ１４、トランス１６、整流回路１８、主コンデンサ２０、放電抵抗２２、サイリスタ２４等を備えている。

ＭＯＳＦＥＴ１４は、トランス１６の１次巻線１６Ａに対してバッテリ２と直列に接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ１４は、出力制御回路６０から入力されるゲート信号Ｇ1に応じてスイッチング動作を行うことにより、主コンデンサ２０の充電を行う。トランス１６の２次巻線１６Ｂには、例えば２組の整流回路１８を介して主コンデンサ２０と放電抵抗２２とが接続されている。整流回路１８は、半波整流用のダイオードと、波形平滑化用のコンデンサとにより構成されている。従って、主コンデンサ２０は、電源となるバッテリ２にトランス１６と整流回路１８とを介して接続されている。

また、主コンデンサ２０には、放電抵抗２２が並列に接続されている。放電抵抗２２の抵抗値は、当該放電抵抗における無駄な電力消費を抑制するために、例えばＭΩ単位の大きな値に設定されている。さらに、サイリスタ２４は、出力制御回路６０からゲート信号Ｇ2が入力されたときに閉成（ＯＮ）し、これにより主コンデンサ２０を放電させるものである。

一方、主コンデンサ２０には、サイリスタ２４を介して磁気パルス圧縮回路２６が接続されている。磁気パルス圧縮回路２６は、主コンデンサ２０の放電動作を利用して高電圧パルスを発生する回路であり、トランス２８、コンデンサ３０，３２，３４、磁気スイッチ３６，３８等を備えている。そして、トランス２８の１次側には主コンデンサ２０が接続されており、トランス２８の２次側には、コンデンサ３０，３２，３４と共にオゾン発生器１の放電管が接続されている。

また、磁気パルス圧縮回路２６には、磁気スイッチ３６，３８のリセット動作等を行うためのコアリセット電源回路４０が付設されている。コアリセット電源回路４０は、出力制御回路６０から入力されるゲート信号Ｇ3に応じて作動する。なお、磁気パルス圧縮回路２６とコアリセット電源回路４０は、一般的に公知な技術により構成されているので、その詳細については説明を省略する。

さらに、本実施の形態のパルス電源装置１０は、電圧検出回路４２と、出力制御回路６０とを備えている。電圧検出回路４２は、トランス１６の２次側電圧Ｖ_Ｈに対応するフィードバック電圧Ｖ_FBを検出するための回路である。なお、電圧検出回路４２は、本実施の形態の特徴事項であるため、その構成については後述する。

出力制御回路６０は、所定のプログラムを実行することが可能なマイクロコンピュータ等からなり、前記ゲート信号Ｇ1，Ｇ2，Ｇ3及び後述のリセット信号Ｒを出力する機能と、フィードバック電圧Ｖ_FBをＡ／Ｄ変換して検出する機能とを備えている。そして、出力制御回路６０は、フィードバック電圧Ｖ_FBに基いて主コンデンサ２０の動作を充電と放電の何れかに切換える充放電制御手段を構成している。

次に、図２を参照しつつ、出力制御回路６０の基本的な制御について説明する。図２は、パルス電源装置の動作を示すタイミングチャートである。まず、出力制御回路６０は、パルス状のゲート信号Ｇ1をＭＯＳＦＥＴ１４に出力する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１４は、ゲート信号Ｇ1に応じてバッテリ電圧から矩形波状の電圧を生成し、この電圧をトランス１６の１次側に出力する。この１次側電圧は、トランス１６によって２次側電圧Ｖ_Ｈに昇圧されると共に、整流回路１８によって波形整形される。

そして、高電圧となった２次側電圧Ｖ_Ｈが主コンデンサ２０に印加されることにより、主コンデンサ２０が充電される。このとき、出力制御回路６０は、電圧検出回路４２によりフィードバック電圧Ｖ_FBを検出しつつ、ゲート信号Ｇ1をＰＷＭ制御（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）する。即ち、出力制御回路６０は、主コンデンサ２０が出来るだけ短時間で所定の充電状態となるように、フィードバック電圧Ｖ_FBの検出結果に応じて２次側電圧Ｖ_Ｈをフィードバック制御する。

次に、フィードバック電圧Ｖ_FBが充電時の基準値に到達し、主コンデンサ２０が十分に充電されたと判定したときには、ゲート信号Ｇ1の出力を停止し、サイリスタ２４にゲート信号Ｇ2を出力する。このゲート信号Ｇ2は、ワンショットのパルス信号である。これにより、サイリスタ２４がＯＮに切換えられ、主コンデンサ２０が放電を行う。この放電が行われると、トランス２８の昇圧動作により、例えば３０ｋＶ程度の高電圧が入力側のコンデンサ３０に充電される。そして、コンデンサ３０の充電後には、磁気スイッチ３６，３８が順次飽和することにより、コンデンサ３０〜３４の充放電が次々と行われ、最終的には、出力側のコンデンサ３４からオゾン発生器１に高電圧パルスが出力される。

また、高電圧パルスの出力後には、次サイクルのパルス出力を行うために、主コンデンサ２０の充電を開始する。より詳しく述べると、出力制御回路６０は、電圧検出回路４２により検出されるフィードバック電圧Ｖ_FBが放電時の基準値（例えば０Ｖ）まで低下したときに、主コンデンサ２０の放電動作（即ち、現在のサイクルでのパルス出力動作）が完了したものと判定する。そして、新たなゲート信号Ｇ1を出力することにより、次のサイクルにおける主コンデンサ２０の充電動作を開始する。以下、上述した処理が繰返し実行されることにより、パルス電源装置１０は、一定の周期で高電圧パルスを出力する構成となっている。

ところで、上述した高速充電回路１２には、大きな抵抗値をもつ放電抵抗２２が用いられている。この結果、主コンデンサ２０の放電時間は、例えばμsec単位の短時間であるのに対し、充電時間はmsec単位の比較的長い時間となる。電圧検出回路４２は、トランス１６を介して２次側電圧Ｖ_Ｈを間接的に検出するので、放電時と充電時の動作時間（時定数）に大きな差異があると、例えば放電時における実際の２次側電圧Ｖ_Ｈとフィードバック電圧Ｖ_FBとの間に誤差が生じ易い。

ここで、図２中に示す点線Ａは、従来技術の電圧検出回路において、フィードバック電圧Ｖ_FBに誤差が生じた状態を示している。このように、従来技術では、実際の放電電圧（２次側電圧Ｖ_Ｈ）が急激に低下するのに対し、フィードバック電圧Ｖ_FBの低下速度が緩慢となっている。このような検出誤差が生じると、放電が完了してもフィードバック電圧Ｖ_FBが即座に０Ｖまで低下しないから、放電が完了するタイミング、即ち、次サイクルの充電を開始するタイミングを正確に検知するのが困難となる。この結果、次の充電サイクル（昇圧動作）の開始が遅れたり、充電を開始しても電圧が残っている分だけ昇圧動作が緩慢になり、パルス出力の繰返し周波数を高めるのが難しくなる。

そこで、本実施の形態では、主コンデンサ２０の充電時と放電時とで電圧検出回路４２の特性を変化させる構成としている。以下、図１を再び参照して、電圧検出回路４２について説明する。電圧検出回路４２は、フィードバック電圧Ｖ_FBを検出することにより、トランス１６の２次側電圧Ｖ_Ｈを間接的に検出する回路である。この検出動作は、後述の補助巻線４４を介して行われるもので、電圧検出回路４２はトランス１６の２次側と絶縁されている。

そして、電圧検出回路４２は、補助巻線４４、ダイオード４６、コンデンサ４８、可変抵抗器５０等を備えている。補助巻線４４は、前述の巻線１６Ａ，１６Ｂと共にトランス１６のコア１６Ｃに巻装されている。また、コンデンサ４８と可変抵抗器５０とは、それぞれ補助巻線４４の両端側を結ぶように、補助巻線４４に対して並列に接続されている。

可変抵抗器５０は、主コンデンサ２０の充電時と放電時とで電圧検出回路４２の回路定数（及び時定数）を変化させるもので、本実施の形態の回路定数可変手段を構成している。そして、可変抵抗器５０は、補助巻線４４に対してコンデンサ４８と並列に接続された例えば２個の抵抗５２，５４と、コンデンサ４８に対して並列となる位置で一方の抵抗５４と直列に接続されたスイッチング素子５６とを備えている。

スイッチング素子５６は、例えばトランジスタ等の半導体スイッチ、リレー等の機械式スイッチ等からなり、出力制御回路６０からリセット信号Ｒが入力されたときに閉成（ＯＮ）し、それ以外の場合には開成（ＯＦＦ）するように構成されている。そして、スイッチング素子５６は、リセット信号Ｒに応じて補助巻線４４と抵抗５４との間の接続を開，閉し、この開，閉動作により可変抵抗器５０の抵抗値が変化する。即ち、出力制御回路６０は、スイッチング素子５６により電圧検出回路４２の回路定数（抵抗値）を可変に設定し、この抵抗値に応じて電圧検出回路４２の時定数を変化させることができる。

次に、図２を参照しつつ、リセット信号Ｒの出力タイミングについて説明する。まず、主コンデンサ２０の充電時には、出力制御回路６０によりリセット信号Ｒの出力が停止状態に保持される。これにより、スイッチング素子５６はＯＦＦ状態となるので、可変抵抗器５０の抵抗値は、抵抗５２の抵抗値と等しくなる。ここで、スイッチング素子５６のＯＦＦ時における電圧検出回路４２の回路定数（即ち、コンデンサ４８の容量と抵抗５２の抵抗値）は、主コンデンサ２０の充電時における高速充電回路１２の回路定数（即ち、主コンデンサ２０の容量と放電抵抗２２の抵抗値）と適合するように予め設定されている。

従って、電圧検出回路４２によれば、主コンデンサ２０の充電状態が反映される２次側電圧Ｖ_Ｈに追従して、フィードバック電圧Ｖ_FBを正確に上昇させることができる。これにより、出力制御回路６０は、フィードバック電圧Ｖ_FBに基いて充電完了のタイミングを検知し、放電動作へと速やかに移行することができる。

一方、主コンデンサ２０の放電時には、出力制御回路６０からスイッチング素子５６にリセット信号Ｒが出力され、スイッチング素子５６がＯＮ状態に切換えられる。これにより、可変抵抗器５０の抵抗値は、抵抗５２，５４を並列接続した場合の合成抵抗値と等しくなる。この合成抵抗値は、主コンデンサ２０の放電時における高速充電回路１２の回路定数と適合するように予め設定されている。より具体的に述べれば、抵抗５２，５４の合成抵抗値は、主コンデンサ２０の放電時に２次側電圧Ｖ_Ｈとフィードバック電圧Ｖ_FBとがほぼ等しい速度で低下するように、予め適合されている。

従って、主コンデンサ２０の放電時には、図２中に実線で示すように、急激に低下する２次側電圧Ｖ_Ｈに追従して、フィードバック電圧Ｖ_FBを速やかに低下させることができる。これにより、出力制御回路６０は、フィードバック電圧Ｖ_FBに基いて放電完了のタイミングを正確に検知し、次サイクルの充電動作を速やかに開始することができる。

このように、本実施の形態によれば、充電時と放電時の両方において、電圧検出回路４２の回路定数を高速充電回路１２に適合させることができる。即ち、電圧検出回路４２の時定数が高速充電回路１２の時定数と一致するように、可変抵抗器５０の抵抗値を変化させることができる。従って、出力制御回路６０は、電圧検出回路４２がトランス１６の２次側から絶縁された状態でも、フィードバック電圧Ｖ_FBに基いて充電及び放電の完了タイミングをそれぞれ正確に検知することができ、パルス出力の繰返し周波数を高めることができる。

また、本実施の形態では、少なくとも２個の抵抗５２，５４とスイッチング素子５６とを用いることにより、所望のタイミングで抵抗値を切換えることが可能な可変抵抗器５０を容易に実現することができる。なお、本発明において、可変抵抗器５０を構成する抵抗の個数は２個に限定されるものではない。また、抵抗の接続方法についても、並列接続に限定されるものではない。

［実施の形態１を実現するための具体的な処理］
図３は、本発明の実施の形態１において、出力制御回路６０により実行される制御を示すフロチャートである。図３に示すルーチンでは、まず、電圧検出回路４２によりフィードバック電圧Ｖ_FBを検出しつつ、その検出結果に基いてゲート信号Ｇ1の出力をＰＷＭ制御することにより、主コンデンサ２０への充電を行う（ステップ１００，１０２）。このとき、リセット信号Ｒは停止状態に保持されており、電圧検出回路４２の特性は、充電動作に適合した状態となっている。そして、フィードバック電圧Ｖ_FBが充電時の基準値に到達したか否かを判定し（ステップ１０４）、この判定が不成立のときには、判定成立までステップ１００，１０２の処理を繰返す。

また、ステップ１０４の判定成立時には、主コンデンサ２０が十分に充電されたものと判断し、ゲート信号Ｇ1を停止する（ステップ１０６）。そして、ゲート信号Ｇ2をワンショット出力すると共に、リセット信号Ｒを出力する（ステップ１０８，１１０）。これにより、主コンデンサ２０からの放電が開始され、電圧検出回路４２の特性は、この放電動作に適合した状態に切換えられる。そして、電圧検出回路４２によりフィードバック電圧Ｖ_FBを検出しつつ、その電圧値が放電時の基準値に到達したか否かを判定する（ステップ１１２，１１４）。この判定が不成立のときには、判定成立までステップ１１２，１１４の処理を繰返す。また、ステップ１１４の判定成立時には、リセット信号Ｒを停止し（ステップ１１６）、ステップ１００に戻って次サイクルの充電動作を開始する。

なお、前記実施の形態１では、図３のフローチャートが充放電制御手段の具体例を示している。また、図３中のステップ１１０，１１６は、主コンデンサ２０の充電，放電（または、フィードバック電圧Ｖ_FB）に応じて電圧検出回路４２の特性を切換える切換制御手段の具体例を示している。

また、実施の形態では、回路定数可変手段として、抵抗値が変化する可変抵抗器５０を用いるものとした。しかし、本発明はこれに限らず、回路定数可変手段としては、例えば電圧検出回路４２に搭載したコンデンサの容量やコイルのリアクタンス等を、主コンデンサ２０の充放電状態に応じて変化させる構成としてもよい。

また、実施の形態では、パルス電源装置１０をオゾン発生器１に適用する場合を例示した。しかし、本発明は、パルス電源装置１０の用途をオゾン発生器や排気ガスの浄化に限定するものではない。即ち、本発明のパルス電源装置１０は、オゾンを発生させる以外の任意の用途に対しても広く適用することができる。

１ オゾン発生器
２ バッテリ（電源）
１０ パルス電源装置
１２ 高速充電回路
１６ トランス
１６Ａ，１６Ｂ １次，２次巻線
１６Ｃ コア
２０ 主コンデンサ
２２ 放電抵抗
２４ サイリスタ
２６ 磁気パルス圧縮回路
３６，３８ 磁気スイッチ
４０ コアリセット電源回路
４２ 電圧検出回路
４４ 補助巻線
４６ ダイオード
４８ コンデンサ
５０ 可変抵抗器（回路定数可変手段）
５２，５４ 抵抗
５６ スイッチング素子
６０ 出力制御回路（充放電制御手段）
Ｇ1，Ｇ2，Ｇ3 ゲート信号
Ｖ_Ｈ ２次側電圧
Ｖ_FB フィードバック電圧（検出電圧）
Ｒ リセット信号

Claims (4)

1. 電源にトランスを介して接続された主コンデンサと前記主コンデンサに対して並列に接続された放電抵抗とを有し、電圧パルスを出力するために前記主コンデンサの充電及び放電を行う充放電回路と、
   前記トランスのコアに巻装された補助巻線を有し、前記トランスの２次側電圧に対応する電圧を前記補助巻線を介して検出する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路により検出した電圧に基いて前記主コンデンサの動作を充電と放電の何れかに切換える充放電制御手段と、
   前記主コンデンサの充電時と放電時とで前記電圧検出回路の回路定数を変化させる回路定数可変手段と、
   を備えることを特徴とするパルス電源装置。
2. 前記回路定数可変手段は、前記主コンデンサの充電時と放電時の両方において、前記電圧検出回路の時定数が前記充放電回路の時定数と一致するように、前記回路定数を変化させる構成としてなる請求項１に記載のパルス電源装置。
3. 前記電圧検出回路は、
   前記補助巻線の両端側を結ぶ位置に接続されたコンデンサと、
   前記補助巻線に対して前記コンデンサと並列に接続され、前記充放電制御手段により抵抗値が可変に設定される可変抵抗器と、を備え、
   前記回路定数可変手段は前記可変抵抗器により構成してなる請求項１または２に記載のパルス電源装置。
4. 前記可変抵抗器は、
   前記補助巻線に対して前記コンデンサと並列に接続された少なくとも２個の抵抗と、
   前記２個のうち何れか一方の抵抗と前記補助巻線との間の接続を開，閉するスイッチング素子と、
   を備えてなる請求項３に記載のパルス電源装置。

Images