JP2010206768A - Optical transmission apparatus and method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、光送信装置及び方法に関し、更に詳しくは、半導体レーザをベースバンド電気信号に従って直接変調する光送信装置及び方法に関する。 The present invention relates to an optical transmission apparatus and method, and more particularly to an optical transmission apparatus and method for directly modulating a semiconductor laser according to a baseband electrical signal.
近年、ブロードバンド接続の普及に伴い、トラフィックが急速に増大しており、また、アクセス手段やサービスの多様化が進展しつつある。これに対応するため、光ファイバ通信網の整備が進められ、大容量通信網へのアップグレードが進行している。光ファイバ通信網の整備では、光ファイバの敷設コストは、その相当部分を占める。敷設コストを抑制するには、既存の光ファイバ網をそのまま使用することが好ましい。また、大容量化のために伝送速度を上げた場合でも、高価な分散補償ファイバの使用は避けるべきである。 In recent years, with the widespread use of broadband connections, traffic has increased rapidly, and access methods and services have been diversified. In order to cope with this, the development of an optical fiber communication network is proceeding, and an upgrade to a large capacity communication network is in progress. In the maintenance of an optical fiber communication network, the cost of installing an optical fiber accounts for a considerable portion. In order to suppress the installation cost, it is preferable to use the existing optical fiber network as it is. Even when the transmission speed is increased to increase the capacity, the use of an expensive dispersion compensating fiber should be avoided.
例えば、現在商用化されている都市間の光ファイバ通信網の多くは、伝送速度が2.5Gb/s、標準シングルモ−ドファイバ(SMF)の伝送スパンが200km以下である。伝送速度を10Gb/sにアップグレードするためには、分散耐力があり、かつ、分散補償ファイバなしでSMF200km程度の伝送が可能となる10Gb/s光送信装置を新たに実現する必要がある。
For example, many optical fiber communication networks between cities that are currently commercialized have a transmission speed of 2.5 Gb / s and a standard single mode fiber (SMF) transmission span of 200 km or less. In order to upgrade the transmission speed to 10 Gb / s, it is necessary to newly realize a 10 Gb / s optical transmission apparatus that has dispersion tolerance and can transmit about
これまでに、10Gb/sの光伝送技術として、いつくかの方式が開発されている。そのうちの1つに、ニオブ酸リチウム(LN)光変調器を用いたデュオバイナリ伝送方式がある。この伝送方式は、分散耐力に優れる。しかし、LN光変調器のサイズが数cm以上と大きく、駆動電力も大きい。このために、XFP(10Gbps(X)Form-factor Pluggable)などの小型モジュールに組み込むことができず、また、高価でもあることから、実用化が限られている。 So far, several systems have been developed as 10 Gb / s optical transmission technologies. One of them is a duobinary transmission system using a lithium niobate (LN) optical modulator. This transmission method is excellent in dispersion tolerance. However, the size of the LN optical modulator is as large as several centimeters and the driving power is large. For this reason, since it cannot be incorporated in a small module such as XFP (10 Gbps (X) Form-factor Pluggable) and is expensive, its practical application is limited.
小型かつ駆動電力が小さい光変調器として、半導体の電界光吸収効果を用いた半導体光変調器が開発されている。しかし、搬送波の周波数が時間的に変動するチャープ特性に起因して、半導体の電界光吸収効果を用いた半導体光変調器で、分散補償なしで伝送できる伝送距離は、SMF40km〜80km程度が上限である。また、半導体の電界光吸収効果を用いた半導体光変調器では、使用できる波長範囲が狭いことから、高密度波長多重(DWDM)に使用すると、素子の選別・調整コストが高価になるといった問題がある。 As a small-sized optical modulator with low driving power, a semiconductor optical modulator using a semiconductor electro-optical absorption effect has been developed. However, due to the chirp characteristics in which the frequency of the carrier wave fluctuates with time, the maximum transmission distance that can be transmitted without dispersion compensation in a semiconductor optical modulator using the semiconductor electro-optical absorption effect is about 40 to 80 km of SMF. is there. In addition, a semiconductor optical modulator using a semiconductor electro-optical absorption effect has a problem in that the wavelength range that can be used is narrow, and therefore, when it is used for high-density wavelength division multiplexing (DWDM), the element selection / adjustment cost becomes expensive. is there.
一方、半導体レーザを直接変調すれば、上記の半導体光変調器よりも小型で、かつ、駆動電力を低くすることができる。また、外部変調器も不要であるから、低価格となる。しかし、半導体レーザの直接変調では、過渡的な周波数チャープが大きいという問題があり、ファイバ分散があることで、SMF10km程度の伝送が限界であった。この過渡的な周波数チャープは、半導体レーザを大振幅で直接変調した場合に半導体レーザ内部のキャリア密度と光子密度が過渡的に変動することに起因して発生する。 On the other hand, if the semiconductor laser is directly modulated, it is smaller than the above-mentioned semiconductor optical modulator and the driving power can be lowered. Further, since an external modulator is not necessary, the price is low. However, the direct modulation of the semiconductor laser has a problem that the transient frequency chirp is large, and the transmission of about 10 km of SMF is limited due to the fiber dispersion. This transient frequency chirp occurs due to a transient change in carrier density and photon density inside the semiconductor laser when the semiconductor laser is directly modulated with a large amplitude.
上記問題を解消するためには、半導体レーザを、直流電流を印加することでしきい値の数倍に高バイアスして小信号変調すればよい。しかし、半導体レーザを小信号変調すると、出力光信号の消光比が小さくなるために、長距離の光ファイバ伝送には使用できないという別の問題が生じる。 In order to solve the above problem, the semiconductor laser may be subjected to small signal modulation by applying a direct current to high bias several times the threshold value. However, when a semiconductor laser is modulated by a small signal, the extinction ratio of the output optical signal becomes small, which causes another problem that it cannot be used for long-distance optical fiber transmission.
そこで、半導体レーザから出力されている変調光信号が周波数変調されていることを利用し、消光比を改善する方式が提案されている(特許文献1〜3、非特許文献1)。図21は、光フィルタを用いた光送信装置の基本的構成を示している。半導体レーザ202は、データ信号201に従った変調電流で、直接変調される。この光送信装置は、変調された光信号を、光フィルタ203の透過特性のスロープを利用して消光比を改善する。この方式では、同時に光信号のスペクトル幅も半減されるため、デュオバイナリ変調方式と同等の分散耐力を得ることができ、分散補償なしでSMF200km以上の伝送が実証されている(非特許文献1)。
Thus, methods have been proposed for improving the extinction ratio by utilizing the fact that the modulated optical signal output from the semiconductor laser is frequency-modulated (
非特許文献1にあるように、上記方式においては、10Gb/sにおける周波数変調量、すなわち、スペース(“0”)符号に対するマーク(“1”)符号の周波数シフトは、ファイバ分散との関係で4.5〜5GHzが最適な値である。従って、光信号として必要とされる消光比10dB以上を得るためには、光フィルタ203のスロープを2dB/GHz程度にしなければならない。非特許文献1では、誘電体多層膜で構成されたエタロン共振型光フィルタを用いて、光フィルタの透過特性を最適化し大きなスロープを得ている。
As described in
しかしながら、誘電体多層膜で構成されたエタロン共振型光フィルタは、サイズが大きい上に、半導体レーザとの光軸合せが必要であり、更に、半導体レーザとの間に反射を防ぐための光アイソレータを挿入する必要がある。従って、光送信装置の更なる小型化及び低価格化には、より小型で、かつ、アイソレータなしで半導体レーザとのハイブリッド集積化が可能な光フィルタが必要とされる。 However, the etalon resonant optical filter composed of a dielectric multilayer film is large in size and requires an optical axis alignment with the semiconductor laser, and further, an optical isolator for preventing reflection between the semiconductor laser and the optical filter. Need to be inserted. Therefore, in order to further reduce the size and the price of the optical transmission device, an optical filter that is smaller in size and capable of hybrid integration with a semiconductor laser without an isolator is required.
平面光導波路回路(PLC)上に構成された単一のリング共振型光フィルタは、小型であり、かつ、半導体レーザと導波路構造が類似することから、ハイブリッド集積化することで光軸合せが不要となる。更に、そのドロップ・ポートを使用すれば、アイソレータも不要である。ただし、PLCでは、誘電体多層膜のように製造工程を工夫することでフィルタ透過特性の最適化ができないため、10Gb/s用のリング共振型光フィルタにおけるドロップ・ポートの透過特性のスロープは、約1dB/GHzと小さな値とならざるを得ない。すなわち、単一のリング共振型光フィルタのドロップ・ポートを用いて消光比10dB以上を得るためには、周波数変調量を10GHz程度としなければならない。この場合、周波数変調量が最適値の約2倍となり、スペース符号に対するマーク符号の周波数シフトが大きくなるために発生する周波数チャープがファイバ分散の影響を受け、伝送距離が著しく低減する問題があった。 A single ring resonant optical filter configured on a planar optical waveguide circuit (PLC) is small in size and similar in structure to a semiconductor laser and a waveguide structure. It becomes unnecessary. Furthermore, if the drop port is used, no isolator is required. However, in PLC, since the filter transmission characteristic cannot be optimized by devising the manufacturing process like a dielectric multilayer film, the slope of the transmission characteristic of the drop port in the ring resonant optical filter for 10 Gb / s is It must be a small value of about 1 dB / GHz. That is, in order to obtain an extinction ratio of 10 dB or more using a drop port of a single ring resonance type optical filter, the frequency modulation amount must be about 10 GHz. In this case, the frequency modulation amount is about twice the optimum value, and the frequency shift of the mark code with respect to the space code becomes large. The frequency chirp generated is affected by the fiber dispersion, and the transmission distance is significantly reduced. .
また、スペース符号に対するマーク符号の周波数シフトを5GHzとすると、消光比10dBを得るために振幅変調の効果を5dB分重畳する必要がある。そのためには、半導体レーザの直流バイアスを下げ、大信号変調に近い動作点で直接変調する必要がある。これでは、前述のように、過渡的な周波数チャープが大きくなり、結果として長距離のファイバ伝送ができない。すなわち、単一のリング共振型光フィルタのドロップ・ポートを用いた方式では、消光比の改善と伝送距離の長距離化を両立させることが困難であった。 Further, when the frequency shift of the mark code with respect to the space code is 5 GHz, it is necessary to superimpose the amplitude modulation effect by 5 dB in order to obtain the extinction ratio of 10 dB. For this purpose, it is necessary to lower the direct current bias of the semiconductor laser and perform direct modulation at an operating point close to large signal modulation. This increases the transient frequency chirp as described above, and as a result, long-distance fiber transmission is not possible. That is, in the method using the drop port of a single ring resonance type optical filter, it is difficult to achieve both improvement of the extinction ratio and extension of the transmission distance.
本発明は、上記に鑑み、所望の消光比と長距離ファイバ伝送との両立が可能な光送信方法及び光送信装置を提供することを目的とする。 In view of the above, an object of the present invention is to provide an optical transmission method and an optical transmission apparatus capable of achieving both a desired extinction ratio and long-distance fiber transmission.
上記目的を達成するために、本発明の光送信装置は、ベースバンド電気信号に従って直接変調され、搬送波の周波数が変調された変調光信号を出力する半導体レーザと、前記変調光信号の周波数変調成分を振幅変調信号に変換し、送信光信号を出力する非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタとを備え、前記非対称マッハツェンダ干渉計のフリー・スペクトラル・レンジ(FSR)が、ERを前記送信光信号の消光比、Pを非対称マッハツェンダ干渉計へ入力される前記変調光信号の強度で規格化した前記送信光信号の出力、Wを前記変調光信号のスペクトル半値幅、Sを前記送信光信号に含まれる残留側波帯の抑圧比、f0を前記変調光信号のスペース光信号の光周波数ディチューニング、fcを前記変調光信号のスペクトル中心周波数の光周波数ディチューニングとして、
本発明の光通信システムは、本発明の光送信装置と、該光送信装置に光伝送路を介して光学的に接続された光受信装置とを有することを特徴とする。 The optical communication system of the present invention includes the optical transmission device of the present invention and an optical reception device optically connected to the optical transmission device via an optical transmission path.
本発明の光送信方法は、ベースバンド電気信号を半導体レーザで直接変調して、搬送波の周波数が変調された変調光信号を生成し、前記変調光信号の周波数変調成分を、非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタにて振幅変調信号に変換することで送信光信号を生成し、前記非対称マッハツェンダ干渉計のフリー・スペクトラル・レンジ(FSR)が、ERを前記送信光信号の消光比、Pを非対称マッハツェンダ干渉計へ入力される前記変調光信号の強度で規格化した前記送信光信号の出力、Wを前記変調光信号のスペクトル半値幅、Sを前記送信光信号に含まれる残留側波帯の抑圧比、f0を前記変調光信号のスペース光信号の光周波数ディチューニング、fcを前記変調光信号のスペクトル中心周波数の光周波数ディチューニングとして、
本発明の光送信装置及び方法は、所望の消光比と、長距離光ファイバ伝送とを両立することができる。 The optical transmission apparatus and method of the present invention can achieve both a desired extinction ratio and long-distance optical fiber transmission.
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。図1は、本発明の一実施形態の光通信システムの機能的構成を示している。光送信装置10は、駆動回路12、半導体レーザ13、及び、非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタ14を有する。光送信装置10と光受信装置20とは、光ファイバ等の光伝送路30を介して接続されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows a functional configuration of an optical communication system according to an embodiment of the present invention. The
駆動回路12は、ベースバンド電気信号11を入力し、変調電流16を生成する。半導体レーザ13は、発振しきい値よりも大きい直流バイアス電流に重畳された変調電流で直接変調される。このとき、半導体レーザ13が出力する変調光信号17は、半導体レーザ13の活性層の非線形利得及びプラズマ振動の効果で、周波数変調される。
The
半導体レーザ13が出力する周波数変調された変調光信号17は、非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタ14へ入力される。光フィルタ14は、変調光信号17の周波数変調成分を振幅変調光信号へ変換する。光フィルタ14は、振幅変調に変換された送信光信号(振幅変調光信号)15を、光伝送路30へ送出する。
The frequency-modulated modulated
光送信装置10が出力する送信光信号15は、光伝送路30を伝搬した後、光受信装置20へ入力される。光受信装置20は、光伝送路30から受信した送信光信号を電気信号に変換する受光素子と、受光素子が出力する受信信号の処理を行う電子回路とを有する。
The transmission
図2は、光周波数と光強度との関係を示している。横軸は、光周波数を表し、縦軸は、光強度の対数を表す。図2にて、破線は、半導体レーザ13が出力する変調光信号17の光周波数スペクトルを表し、一点鎖線は、非対称マッハツェンダ干渉計で構成される光フィルタ14の透過特性を表す。また、実線は、送信光信号15の周波数スペクトルを表す。送信光信号15のスペクトルは、変調光信号17のスペクトルにおける低周波側の成分が、光フィルタ14の透過特性で抑圧されることで形成される。
FIG. 2 shows the relationship between the optical frequency and the light intensity. The horizontal axis represents the optical frequency, and the vertical axis represents the logarithm of the light intensity. In FIG. 2, the broken line represents the optical frequency spectrum of the modulated
送信光信号15のスペクトルは、主信号151と、残留側波帯152とから成る。主信号151は、ベースバンド電気信号11のファイバ伝送に寄与する。一方、残留側波帯152は、光ファイバの分散効果に起因して、伝送信号品質の劣化をもたらす。伝送信号品質の劣化を抑えるためには、残留側波帯152を必要十分に抑圧する必要がある。図2で、抑圧比Sは、残留側波帯152の光強度が最大となる光周波数における光フィルタ14の透過率で与えられる。
The spectrum of the transmission
変調光信号17の光周波数スペクトルは、ベースバンド電気信号11で最も短時間に変化する信号成分のフーリエ変換に、半導体レーザ13のダイナミクスに起因して発生する周波数変調及び周波数チャープの効果が重畳されたスペクトル形状となる。ここで、ベースバンド電気信号11で最も短時間に変化する近接する3ビットの信号パターンは、010又は101である。これら信号パターンは、それぞれ1/8の確率で現れる。
In the optical frequency spectrum of the modulated
半導体レーザ13が小信号変調動作であり、非線形利得や寄生容量の効果に起因する変調帯域がベースバンド電気信号11のビットレートに近い場合、半導体レーザ13の緩和振動周波数の波形は、ビットレートの逆数を半値幅とするガウス関数で近似することができる。例えば、ビットレートが10Gb/sの場合、010の信号パターンに相当するパルス波形は、半値幅100ピコ秒のガウス波形で近似でき、フーリエ変換限界(非特許文献2)の場合は、周波数スペクトルの形状もガウス関数となりその半値幅は4.4GHzである。
When the
変調光信号17は、周波数変調されるため、変調光信号17のスペクトル半値幅Wは、フーリエ変換限界の値よりも大きくなる。図2中に示したスペース(“0”)、マーク(“1”)は、周波数変調を受けた半導体レーザ13からの変調光信号17のスペース(“0”)、マーク(“1”)に対応する光周波数の平均値である。また、図2に示すf0は、変調光信号17のスペース(“0”)光信号の周波数と光フィルタ14の透過率が最小となる周波数との差(ディチューニング)であり、fcは、変調光信号17のスペクトル中心周波数と光フィルタ14の透過率が最小となる周波数との差(ディチューニング)である。消光比ERは、変調光信号17のスペース(“0”)、マーク(“1”)に対応する光周波数の平均値における光フィルタ14の透過率で与えられる。
Since the modulated
半導体レーザ13から出力される変調光信号17の周波数スペクトルI(f)は、その形状がガウス関数で近似できる場合、下記式1で表される。
ただし、Wは、変調光信号17のスペクトル半値幅である。
The frequency spectrum I (f) of the modulated
Here, W is the spectral half width of the modulated
また、非対称マッハツェンダ干渉計で構成される光フィルタ14の透過特性H(f)は、干渉計の損失が無視でき、かつ、干渉計を構成する分波器・合波器の分岐比が0.5の場合、下記式2で表される。
上記式2において、cosine関数をf=0近傍での冪乗展開で近似すると、光フィルタ14から出力される残留側波帯のスペクトルPs(f)は、下記式3で表される。
Ps(f)が最大となる周波数を計算し、これを冪乗展開で近似した非対称マッハツェンダ干渉計の透過特性H(f)に代入することで、非対称マッハツェンダ干渉計が抑圧する残留側波帯の抑圧量が高品質な光信号のファイバ伝送に必要な抑圧比Sより大きくなる条件を求めると、条件式は、次式4で表される。
一方、図2から、変調光信号17のスペース(“0”)光信号の周波数と、マーク(“1”)の変調光信号17の周波数について、式2を計算することで、消光比ERと光出力Pとを満たすための条件を求めると、条件式は、下記式5で表される。
式4及び式5より、高い光出力及び消光比を得つつ残留側波帯を十分に抑えて高品質な光ファイバ伝送を実現するために光フィルタ14が満たすべきFSRの条件は、下記式6で表される。
本実施形態では、半導体レーザ13は、ベースバンド電気信号11に従って直接変調され、搬送波の周波数が変調された変調光信号17を出力する。光フィルタ14は、非対称マッハツェンダ干渉計で構成され、変調光信号17の周波数変調成分を振幅変調信号に変換し、送信光信号15を出力する。非対称マッハツェンダ干渉計のフリー・スペクトラル・レンジ(FSR)は、式6の関係式を満たす。このようなFSRを有する光フィルタ14を用いることで、所望の光出力と所望の消光比とを得られるとともに、残留側波帯を十分に抑えることができる。従って、本実施形態では、消光比の向上及び高品質な長距離光ファイバ伝送を両立することができる。
In the present embodiment, the
以下、実施例を用いて説明する。まず、第一実施例について説明する。変調光信号17は、ビットレート10Gb/sの2値ベースバンド電気信号11を用いてコード化され、マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタ14に入力される。ベースバンド2値信号は、2値のNRZ(Non Return Zero)信号である。第一実施例では、波長1.5μm帯で、伝送容量10Gb/sの信号をファイバ伝送することができる。光伝送路30には、分散値17psec/nm/kmの標準シングルモード・ファイバを用いる。光伝送路30の長さは、80km乃至150kmで、光伝送路30では分散の補償は行っていない。ベースバンド電気信号11のビットレートは、10Gb/sには限られず、2.5Gb/sや40Gb/sでもよい。
Hereinafter, description will be made using examples. First, the first embodiment will be described. The modulated
ビットレート10Gb/sの2値のベースバンド電気信号11は、駆動回路12に入力される。半導体レーザ13は、駆動回路12が出力する変調電流16で、直接変調される。非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタ14は、半導体レーザ13が出力する変調光信号17の周波数変調成分を振幅変調光へ変換し、送信光信号15を出力する。この送信光信号15は、ビットレート10Gb/sの2値のベースバンド電気信号11を用いてコード化された信号である。
A binary baseband
半導体レーザ13は、直流バイアス回路から、発振しきい値より大きい直流電流が加えられており、直流電流に重畳して印加される変調電流16で直接変調される。半導体レーザ13には、市販の分布帰還型半導体レーザ(DFB−LD)を使用することができる。具体的には、半導体レーザ13には、両端面が無反射コート処理されたλ/4シフト分布帰還型半導体レーザ(DFB−LD)を用いることができる。半導体レーザ13における各パラメータについては、共振器長が300μm、グレーティング結合定数κが7000m−1、活性層幅が2μm、活性層厚が0.05μm、光閉じ込め係数が0.1、αパラメータが4、微分利得係数が6.5×10−20m2、非線形利得係数が4.5×10−23m3、共振器内部損失が3000m−1とする。
The
なお、上記の各パラメータは、設計例の1つである。各パラメータは、光通信システムの仕様や光送信装置10の特性に合わせて設計すればよいので、通常の多層の量子井戸或いは歪量子井戸構造を活性層とした分布帰還型半導体レーザとして実現することのできる範囲内において、上記に例示した値以外の値としてもよい。なお、駆動回路12の帯域は、遮断周波数を10GHzとしている。
Each of the above parameters is one design example. Each parameter only needs to be designed according to the specifications of the optical communication system and the characteristics of the
図3は、本発明の第一実施例で用いる、非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタ14の概略的構造を、模式的に示している。光フィルタ14は、リング共振型の光フィルタである。光フィルタ14は、2個の方向性結合器142、145と、互いに長さが異なる2つの導波路143、144とを有する。光フィルタ14は、シリコン基板上に形成された酸化・窒化シリコン(SiON)層をコア、酸化シリコン(SiO2)をクラッド層とした平面光導波路回路(PLC)として構成される。
FIG. 3 schematically shows a schematic structure of the
光入力部141に入力された光信号は、第1の方向性結合器142で2分岐され、短い導波路143と長い導波路144に導かれる。短い導波路143と長い導波路144とのそれぞれを用いて導波された光信号は、第2の方向性結合器145で合波され、光出力部146から出力される。
The optical signal input to the
ここで、非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタ14のフリー・スペクトラル・レンジ(FSR)は、短い導波路143と長い導波路144との光信号の伝播時間差の逆数で与えられる。第一実施例では、光フィルタ14のFSRは、15乃至50GHz、第1の方向性結合器142及び第2の方向性結合器145のパワー分岐比は、0.5とし、導波路の伝播損失は無視している。
Here, the free spectral range (FSR) of the
非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタ14は、誘電体多層膜から成る面入射型の光フィルタとは異なり、原理的に、反射光が光入力部141に戻ることはない。このため、半導体レーザ13と光フィルタ14との間の光アイソレータが不要となり、装置の小型化及び低価格化が可能となる。また、フリップ・チップ実装等、シリコン基板上のPLCと半導体レーザとの自動組立技術を用いて、半導体レーザ13とリング共振型光フィルタ14とのハイブリッド集積も可能である。
The
以下、具体的な計算結果に基づいて、第一実施例の動作を説明する。以下に、分布帰還型半導体レーザの動作を単一モードのレート方程式で近似し、スプリット・ステップ・フーリエ法を用いて光ファイバ伝送特性を解析した計算結果を示す。また、光送信装置10の仕様は、送信光信号15の消光比を10dB、SMF伝送距離を80乃至150kmとする。
The operation of the first embodiment will be described below based on specific calculation results. The calculation results obtained by approximating the operation of the distributed feedback semiconductor laser with a single-mode rate equation and analyzing the optical fiber transmission characteristics using the split-step Fourier method are shown below. The specifications of the
半導体レーザ13を直接変調する場合、その出力である変調光信号17は、変調電流16を増加すると、高周波側へ周波数シフトする。ファイバ分散の観点から、スペース符号の光周波数とマーク符号の光周波数との周波数差Δfの最適値は、4〜5GHz以下である。これは、10Gb/sのNRZ信号の010パターンに相当する時間幅100ピコ秒の光パルスのフーリエ変換限界となるスペクトル幅は4.4GHzであり、これより大きな周波数シフトを加えると、過剰なファイバ分散の影響を受けるからである(非特許文献2)。
When the
また、半導体レーザ13は、消光比10dBを得るために、スペース符号時の搬送波周波数が、光フィルタ14の透過が最小となる周波数より1〜3GHz程度高周波数側になるように直流バイアスされる。従って、マーク符号時の搬送波周波数は、それよりマーク/スペースの周波数差Δf分だけ高周波側に位置することになることから、非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタ14が行う分散補償の効果はほとんどない。
Further, in order to obtain an extinction ratio of 10 dB, the
第一実施例では、半導体レーザ13の変調電流16の電流振幅を16ミリアンペアとし、半導体レーザ13の直流バイアスを、スペース符号時の電流値として80ミリアンペアとした。図4(A)は、変調光信号17の振幅波形を示し、図4(B)は、同じく周波数変調波形を示している。同図を参照すると、非線形利得、及び、駆動回路12の帯域制限の効果に起因して、緩和振動及び過渡的周波数チャープがほとんどない波形であることがわかる。また、図4(B)を参照すると、マーク/スペースの周波数差Δfは、約5GHzであることがわかる。
In the first embodiment, the current amplitude of the
図5(A)〜(D)は、非対称マッハツェンダ干渉計のFSRを50GHzとした場合の送信光信号15のアイパターンを示している。図5(A)は、送信光信号15のバック・トゥー・バック(B2B)アイパターンを示し、図5(B)は、80km伝送後のアイパターンを示している。図5(C)は、100km伝送後のアイパターンを示し、図5(D)は、150km伝送後のアイパターンを示している。
FIGS. 5A to 5D show eye patterns of the transmission
図6(A)は、変調光信号17のスペクトルと光フィルタ14の透過特性との関係を示し、図6(B)は、送信光信号15のスペクトルと光フィルタ14の透過特性との関係を示している。図6(A)を参照すると、第一実施例の動作条件では、変調光信号17のスペクトルは、半値幅5GHzのガウス曲線で近似できることがわかる。この半値幅は、半導体レーザ13が緩和振動や過渡的チャープがない条件で動作しているときには、ビットレートB及びマーク/スペースの周波数差Δfとの間で、下記式7を満たす。
また、図6(B)を参照すると、50GHz程度のFSRの値を用いることで、残留側波帯152を25dB(抑圧比320に相当)以上低減できることがわかる。その結果、図5(A)〜(D)に示すように、B2Bでの消光比10dBを確保しつつ、150kmまで、ほぼペナルティのない高品質なファイバ伝送が可能である。
Further, referring to FIG. 6B, it can be seen that the
しかしながら、FSRを50GHzとした場合、図6(A)からわかるように、主信号151(図2)の成分も減衰を受ける。第一実施例では、送信光信号15の平均パワーは約1.7mとなり、トランシーバ・モジュール等に組み立てたときの光学損失を考慮すると、実用上不十分である。送信光信号15を高出力化するためにはFSRを小さくすればよいが、FSRを小さくすると、同時に残留側波帯152の抑圧比も低下する。従って、FSRは、高い送信光信号15の出力と、十分な残留側波帯152の抑圧との双方を満たすように選定することが望ましい。
However, when the FSR is 50 GHz, the component of the main signal 151 (FIG. 2) is also attenuated, as can be seen from FIG. In the first embodiment, the average power of the transmission
上記式6に、第一実施例に対応するf0=2.5GHz、fc=5GHz、ER=10、P=0.5、S=32、=5GHzを代入すると、下記式8が得られる。
50GHz≧FSR≧25GHz (8)
ここで、変調光信号のスペクトル中心周波数の光周波数ディチューニングfcは、変調光信号17のスペクトル半値幅との関係で、下記式9で与えられる。
50GHz ≧ FSR ≧ 25GHz (8)
Here, the optical frequency detuning f c of the spectrum center frequency of the modulated optical signal, in relation to the spectral half-width of the modulated
式8を参照すると、高出力化のために、FSRは25GHzまで小さくすることができることがわかる。図7(A)〜(D)に、FSRを25GHzとしたときの送信光信号のアイパターンを示す。また、図8(A)に、FSRを25GHzとしたときの変調光信号17のスペクトルと光フィルタ14の透過特性との関係を示し、図8(B)に、送信光信号15のスペクトルと光フィルタ14の透過特性との関係を示す。FSRを25GHzとした場合、図8からわかるように、残留側波帯の抑圧比Sとして59(18dB)を得つつ、光フィルタ14の透過損失を大幅に低減できる。すなわち、B2Bの消光比として10dBを実現し、送信光信号15の平均光パワーとして5.5mを実現できると共に、150kmまでほぼペナルティのない高品質なファイバ伝送を実現することができる。
Referring to
比較例として、図9(A)〜(D)に、FSRを15GHzとしたときの送信光信号のアイパターンを示す。また、図10(A)に、FSRを15GHzとしたときの変調光信号17のスペクトルと光フィルタ14の透過特性との関係を示し、図10(B)に、送信光信号15のスペクトルと光フィルタ14の透過特性との関係を示す。FSR=15GHzは、式8の条件を満たさない条件である。
As a comparative example, FIGS. 9A to 9D show eye patterns of transmission optical signals when the FSR is 15 GHz. FIG. 10A shows the relationship between the spectrum of the modulated
FSRが、式8の関係式を満たさない場合は、残留側波帯の抑圧が不十分となる。図10を参照すると、FSRが15GHzの場合は、残留側波帯の抑圧比は9.5(9.8dB)しか得られない。FSRの値が小さいことで、送信光信号15の平均光パワーは約8.9mまで上昇する。しかし、残留側波帯の抑圧が不十分なために、図9に示すように、伝送距離80km(B)で著しい波形劣化が生じ、100kmを超える高品質な光信号のファイバ伝送は困難となる。以上から、抑圧比Sとして40(16dB)以上としておけば、残留側波帯に起因する信号品質の劣化がないファイバ伝送が可能であると結論される。
When the FSR does not satisfy the relational expression of
図11は、FSR=25GHzとしたときの、変調光信号17のスペース光信号の光周波数ディチューニングf0と、光出力及び消光比との関係を示している。図11を参照すると、光出力と消光比とがトレードオフの関係にあることがわかる。式5を変形することで、式10が得られる。
f0≧1.3GHz (11)
図11を参照すると、第一実施例においては、高い消光比と光出力を得るための式11の条件を満たすことがわかる。
FIG. 11 shows the relationship between the optical frequency detuning f 0 of the space optical signal of the modulated
f 0 ≧ 1.3 GHz (11)
Referring to FIG. 11, it can be seen that in the first embodiment, the condition of
図12は、光フィルタ14内の方向性結合器の分岐比と、非対称マッハツェンダ干渉計のダイナミックレンジ及び送信光信号15の光出力との関係を示している。非対称マッハツェンダ干渉計の第1の方向性結合器142又は第2の方向性結合器145の分岐比が0.5ではないとき、或いは、長い導波路144の損失が大きいことにで等価的に方向性結合器の分岐比が0.5からずれたとき、非対称マッハツェンダ干渉計のダイナミックレンジ及び送信光信号15の光出力は、分岐比に応じて、図12に示すように変化する。
FIG. 12 shows the relationship between the branching ratio of the directional coupler in the
ここで、非対称マッハツェンダ干渉計のダイナミックレンジは、透過光強度の最大値と最小値との比で定義されており、図12の横軸は、片方の方向性結合器の分岐比をパラメータとしている。長い導波路144の損失は、方向性結合器の分岐比で置き換えることができる。
Here, the dynamic range of the asymmetric Mach-Zehnder interferometer is defined by the ratio between the maximum value and the minimum value of the transmitted light intensity, and the horizontal axis in FIG. 12 uses the branching ratio of one directional coupler as a parameter. . The loss of the
図12を参照すると、ダイナミックレンジが20dB以上ならば光出力の低下はほとんどないことがわかる。光フィルタ14の方向性結合器の分岐比は、ダイナミックレンジが20dB以上となるような分岐比に選定しておくことが望ましい。例えば、非対称マッハツェンダ干渉計において、長い導波路144の損失が無視できない場合は、何れかの方向性結合器の分岐比を、20dB以上のダイナミックレンジが実現できる分岐比に調整すればよい。
Referring to FIG. 12, it can be seen that there is almost no decrease in light output when the dynamic range is 20 dB or more. The branching ratio of the directional coupler of the
次いで、第二実施例について説明する。図13は、本発明の第二実施例で用いる光フィルタの概略的構造を、模式的に示している。光フィルタ18は、非対称マッハツェンダ干渉計14と、波長板185と、反射鏡186とを含む。光フィルタ18は、入力ポート181に、半導体レーザ13からの変調光信号17が入力され、出力ポート182から送信光信号15を出力する。
Next, a second embodiment will be described. FIG. 13 schematically shows a schematic structure of an optical filter used in the second embodiment of the present invention. The
光フィルタ18を構成する非対称マッハツェンダ干渉計14は、第一の方向性結合器142と、第二の方向性結合器145と、2つのアームを構成する短い導波路143及び長い導波路144とから成る。長い導波路144は、導波路幅がテーパ状に一旦拡がった後に、再び元の幅にテーパ状に狭くなる構造を持つ。波長板185は、1/4波長板である。反射鏡186は、ループミラーである。
The asymmetric Mach-
光フィルタ18は、第一実施例と同様、平面光導波路回路(PLC)として構成することができ、半導体レーザ13とハイブリッド集積することも可能である。平面光導波路回路は、例えば、シリコン基板上に形成されたSiO2、SiON、SiNなどの材料の組み合わせで作成することができる。
Similar to the first embodiment, the
第二実施例における基本動作の原理を説明する。半導体レーザ13からの変調光信号17はTE偏光であり、入力ポート181を通って非対称マッハツェンダ干渉計14に入力する光信号もTE偏光である。非対称マッハツェンダ干渉計14は、TE偏光に対する光フィルタとして動作し、変調光信号17の周波数変調成分を振幅変調光信号へ変換して、第一の導波路183から、変換された振幅変調光を出力する。この第一の導波路183から出力される光信号は、上述の第一実施例において光出力部146(図3)から出力される送信光信号15と同じものである。このとき、第二の導波路184からは、TE偏光に対する光フィルタで除去された不要なスペクトル成分が出力される。この光は、半導体レーザ13へTE偏光成分として戻らないように、第二の導波路184で無反射終端される。
The principle of basic operation in the second embodiment will be described. The modulated
第一の導波路183から出力されたTE偏光の振幅変調光は、1/4波長板185を通った後、ループミラー186で全反射される。全反射された光は、再び1/4波長板185を通ることで、偏光がTM偏光へ回転する。TM偏光となった振幅変調光は、TE偏光の振幅変調光とは伝搬方向が反対となり、第一の導波路183から非対称マッハツェンダ干渉計14へ再び入力される。非対称マッハツェンダ干渉計14は、TM偏光に対する光フィルタとして動作し、振幅変調光の周波数変調成分を重畳的に振幅変調光信号へ変換し、変換された振幅変調光を出力ポート182から出力する。
The TE-polarized amplitude-modulated light output from the
なお、図13では、波長板185を1/4波長板で構成し、反射鏡186をループミラーで構成しているが、これには限定されない。波長板185を1/2波長板で構成し、ループミラー186の入射側に1/4波長板185を配置するのに代えて、ループミラー186中に1/2波長板を配置した構成とすることも可能である。また、反射鏡186はループミラーに限らず、導波路端面を形成し、誘電体や金属等で構成される平面反射鏡を、その導波路端面に形成することで実現してもよい。
In FIG. 13, the
第二実施例では、非対称マッハツェンダ干渉計14の2つのアームの間のTE偏光に対する光路長差と、TM偏光に対する光路長差とは、波長の(整数+1/2)倍異なるように設定されている。この場合、非対称マッハツェンダ干渉計14は、TE偏光に対してクロス状態(図13において、入力ポート181から入力した光信号の全てが第一の導波路183から出力される状態)で動作している場合は、TM偏光に対してはバー状態(図13において、入力ポート181から入力した光信号の全てが第二の導波路184から出力される状態)で動作する。一方、TE偏光に対してバー状態の場合は、TM偏光に対してはクロス状態となる。
In the second embodiment, the optical path length difference for the TE polarized light between the two arms of the asymmetric Mach-
非対称マッハツェンダ干渉計14を通ったTM偏光の振幅変調光は、入力ポート181ではなく出力ポート182から出力される。このように、非対称マッハツェンダ干渉計14を往復させることで、一つの非対称マッハツェンダ干渉計を用いて、非対称マッハツェンダ干渉計を2段直列に接続したことと等価な効果が得られる。
The TM-polarized amplitude-modulated light passing through the asymmetric Mach-
ところで、非対称マッハツェンダ干渉計14がTM偏光に対する光フィルタとして動作することで除去された不要なスペクトル成分は、入力ポート181から半導体レーザ13へ戻ることになる。しかしながら、この戻り光はTM偏光であり、半導体レーザ13の発振光のTE偏光とは直交するため、戻り光が与える半導体レーザ13の動作への影響は小さい。戻り光の影響を除去するためには、入力ポート181の前に、TM偏光成分を除去するモードフィルタ(偏光フィルタ)を挿入すればばよい。図14は、モードフィルタを有する光フィルタを示している。モードフィルタ(偏光フィルタ)187は、非対称マッハツェンダ干渉計14と入力ポート181との間に挿入されている。偏光フィルタ187は、導波路のクラッド層上部に金属膜を配置することでTM偏光を吸収させるものであってもよく、或いは、マッハツェンダ干渉計、方向性結合器、光分岐合波回路等から構成される偏光ビームスプリッターであってもよい。
By the way, unnecessary spectral components removed by the asymmetric Mach-
続いて、非対称マッハツェンダ干渉計14の2つのアームの間のTE偏光に対する光路長差と、TM偏光に対する光路長差とが、波長の(整数+1/2)倍異なるように設定するための指針について説明する。図15は、図13のA−Bの位置での非対称マッハツェンダ干渉計14の断面を示している。シリコン基板171上にSiO2クラッド層172が形成され、SiO2クラッド層172に、長い導波路144及び短い導波路143を構成するSiONコア層173が埋め込まれている。長い導波路144の導波路幅W2は、短い導波路143の導波路幅W1より広い。
Subsequently, a guideline for setting the optical path length difference for the TE polarized light between the two arms of the asymmetric Mach-
ここで、導波路幅が導波路厚と等しいとき、TE偏光の伝搬定数とTM偏光の伝搬定数とは等しい。一方、導波路幅が導波路厚よりも広い場合は、TE偏光はシリコン基板と平行な方向に電界が偏光するため実効屈折率が大きくなり、伝搬定数が小さくなることで構造複屈折率が生じる。この構造複屈折率の大きさは、1〜5×10−4程度である。この構造複屈折率を利用することで、2つのアーム、すなわち、短い導波路143と長い導波路144との間のTE偏光に対する光路長差と、TM偏光に対する光路長差とを、波長の(整数+1/2)倍異なるように設定することができる。
Here, when the waveguide width is equal to the waveguide thickness, the propagation constant of TE-polarized light and the propagation constant of TM-polarized light are equal. On the other hand, when the waveguide width is wider than the waveguide thickness, the TE-polarized light has an effective refractive index increased because the electric field is polarized in a direction parallel to the silicon substrate, and a structural birefringence is generated because the propagation constant decreases. . The magnitude of this structural birefringence is about 1 to 5 × 10 −4 . By utilizing this structural birefringence, the optical path length difference for TE polarization and the optical path length difference for TM polarization between the two arms, that is, the
第二実施例においては、SiONコア層173とSiO2クラッド層172との屈折率差は6%である。また、全ての導波路の導波路厚tは1.5μmであり、図13のA−Bの位置近傍の長い導波路144の部分を除く導波路の導波路幅W1は2μmである。説明簡略化のため、方向性結合器142、145の偏光依存性は無視することにする。図16は、屈折率差6%について、導波路厚tを1.5μmとした場合の、実効屈折率で規格化した構造複屈折率の導波路幅依存性を計算した結果を示している。図16を参照すると、導波路幅2μmで構造複屈折率は0.000231、導波路幅3μmで構造複屈折率は0.000485となることがわかる。
In the second embodiment, the refractive index difference between the SiON core layer 173 and the SiO 2 cladding layer 172 is 6%. The waveguide thickness t of all the waveguides is 1.5 μm, and the waveguide width W 1 of the waveguides excluding the
第一の実施例で説明したように、高品質な送信光信号15を得るためには、非対称マッハツェンダ干渉計14のFSRは、式6を満たす値でなければならない。従って、以下の第二実施例の説明では、FSRは25GHzとする。また、第一の方向性結合器142及び第二の方向性結合器145のパワー分岐比は0.5とし、導波路の伝播損失は無視するものとする。
As described in the first embodiment, the FSR of the asymmetric Mach-
短い導波路143の実効屈折率を1.52とすると、FSRを25GHzにするためには、長い導波路144は、短い導波路143より導波路長を7.89mm長くする必要がある。この値と、導波路幅2μmの場合の構造複屈折率の値とから、長い導波路144の導波路幅を全て2μmとした場合の短い導波路143と長い導波路144との間のTE偏光に対する光路長差と、TM偏光に対する光路長差とは、波長の1.82倍異なることが計算できる。一方、第二実施例の動作のためには、TE偏光に対する光路長差とTM偏光に対する光路長差との差は、波長の(整数+1/2)倍、すなわち、2.5倍とする必要がある。以上から、長い導波路144の導波路幅W2とその部分の長さとを、TE偏光とTM偏光とに対しての光路長差の差が波長の0.68倍増えるように設計すればよいことがわかる。例えば、長い導波路144の導波路幅W2を3μmとすると、上述の構造複屈折率の値を用いてテーパ構造で導波路幅を2μmから3μmへと拡げる部分の導波路長は2.68mmとなる。
Assuming that the effective refractive index of the
具体的な伝送シミュレーションに基づいて、第二実施例の動作を説明する。ここで、半導体レーザ13の構造及び動作条件は、第一の実施例における構造及び動作条件と同じとする。ビットレートは10Gb/sであり、波長は1.5μm帯である。また、光伝送路30には、分散値17psec/nm/kmの標準シングルモード・ファイバを用い、光伝送路30の長さは100km乃至200kmで、光伝送路30で分散の補償は行っていない。
The operation of the second embodiment will be described based on a specific transmission simulation. Here, the structure and operating conditions of the
図17は、各種光フィルタの透過特性を示している。図17には、非対称マッハツェンダ干渉計を一段構成とした場合の透過特性と、二段構成とした場合の透過特性、ガウス型フィルタの透過特性、及び、リング共振器の透過特性を示している。図17を参照すると、非対称マッハツェンダ干渉計を一段構成とした場合、その透過特性は、ガウス型光フィルタとはかなり異なる透過特性となることがわかる。これに対し、非対称マッハツェンダ干渉計をカスケードに2段接続した場合は、透過ピーク強度で規格化した相対透過率が−20dBまで、ガウス型光フィルタとほぼ同じ透過特性が得られることがわかる。 FIG. 17 shows the transmission characteristics of various optical filters. FIG. 17 shows the transmission characteristics when the asymmetric Mach-Zehnder interferometer has a one-stage configuration, the transmission characteristics when the two-stage configuration is used, the transmission characteristics of a Gaussian filter, and the transmission characteristics of the ring resonator. Referring to FIG. 17, it can be seen that when the asymmetric Mach-Zehnder interferometer has a one-stage configuration, the transmission characteristics are considerably different from those of the Gaussian optical filter. On the other hand, when two stages of asymmetric Mach-Zehnder interferometers are connected in cascade, it is understood that almost the same transmission characteristics as those of the Gaussian optical filter can be obtained until the relative transmittance normalized by the transmission peak intensity is -20 dB.
図18は、図13の構成において、半導体レーザ13を上述の動作条件で小信号変調した場合の変調光信号17、及び、出力ポート182から出力される送信光信号15のスペクトル強度を示している。また、図18には、非対称マッハツェンダ2段として動作する光フィルタ18の透過特性も示している。半導体レーザ13と光フィルタ18とのディチューニングの設定は、第一の実施例で説明した通りである。
FIG. 18 shows the spectral intensity of the modulated
変調光信号17のスペクトルの形状は、第一の実施例で説明したようにガウス型となる。従って、光フィルタ18の透過特性がガウス型の場合に限り、送信光信号15のスペクトルの形状はガウス型となる。光信号の波形は、光信号のスペクトルのフーリエ変換で与えられることから、光信号のスペクトル形状がガウス型の場合は、ガウス関数の形状の波形となる。一方、光信号のスペクトル形状がガウス型からずれた場合は、そのフーリエ変換である波形は裾を引き、符号間干渉等の波形歪を生じる。すなわち、光フィルタの透過特性がガウス型である場合に、波形歪及び符号間干渉が最小となる最も高品質な送信光信号15が得られる。
The shape of the spectrum of the modulated
図19は、送信光信号15のバック・トゥー・バック(B2B)アイパターンについての伝送シミュレーションの結果を示している。図19を参照すると、バック・トゥー・バックで消光比10dBが得られていることがわかる。また、第一実施例に比して、波形歪、符号間干渉がほとんど無い高品質な波形であることがわかる。
FIG. 19 shows the result of the transmission simulation for the back-to-back (B2B) eye pattern of the transmission
図20は、伝送後の送信光信号のアイパターンを示している。図20(A)は、100km伝送後のアイパターンを示している。図20(B)は、150km伝送後のアイパターンを示し、図20(C)は、200km伝送後のアイパターンを示している。伝送ペナルティは、200km伝送後においても1dB以下であり、良好な長距離伝送が可能であることがわかる。 FIG. 20 shows the eye pattern of the transmitted optical signal after transmission. FIG. 20A shows an eye pattern after 100 km transmission. FIG. 20B shows an eye pattern after 150 km transmission, and FIG. 20C shows an eye pattern after 200 km transmission. The transmission penalty is 1 dB or less even after 200 km transmission, and it can be seen that good long-distance transmission is possible.
第一実施例と第二実施例との相違点は、光フィルタを、非対称マッハツェンダ干渉計をカスケードに等価的に2段接続した構成としている点である。非対称マッハツェンダ干渉計をカスケードに等価的に2段接続した構成とすることで、出力ポート182から出力される送信光信号15の品質を改善することができる。つまり、第二実施例の構成とすることで、第一実施例に比して、送信光信号15の波形歪及び符号間干渉を低減し、バック・トゥー・バックの波形品質を改善することができると共に、より長距離の伝送が可能になる。
The difference between the first embodiment and the second embodiment is that the optical filter has a configuration in which two asymmetric Mach-Zehnder interferometers are equivalently connected in cascade. By using a configuration in which two asymmetric Mach-Zehnder interferometers are equivalently connected in cascade, the quality of the transmitted
第二実施例では、一つの非対称マッハツェンダ干渉計を用いて、非対称マッハツェンダ干渉計を2段直列に接続したことと等価な効果を得ている。第一実施例で説明したように、非対称マッハツェンダ干渉計14のFSRは、第6式の条件を満たす必要があり、かつ半導体レーザ13の波長とのディチューニングとを、常に正確に制御する必要がある。非対称マッハツェンダ干渉計を別個に二つ使用した場合、制御するための監視機構と制御機構は全て2倍必要になる。また、非対称マッハツェンダ干渉計を別個に二つ使用した場合、収束性の観点から制御方法は非常に複雑になる。小型かつ低消費電力でプラガブルな光トランシーバ・モジュール、特にXFPにおいては、搭載スペース及び許容消費電力に制限があり、搭載できるプロセッサの能力にも限界があるため、非対称マッハツェンダ干渉計を複数個使用することは事実上不可能である。第二実施例では、使用する非対称マッハツェンダ干渉計は一つで済むため、ディチューニング等を制御するための監視機構、制御機構、及び、制御方法に特別な構成は必要ない。従って、波形品質の改善及び長距離伝送が可能な光フィルタ18を、XFP等の光トランシーバ・モジュールに搭載することが可能である。
In the second embodiment, an effect equivalent to connecting two asymmetric Mach-Zehnder interferometers in series using one asymmetric Mach-Zehnder interferometer is obtained. As described in the first embodiment, the FSR of the asymmetric Mach-
以上、本発明をその好適な実施形態に基づいて説明したが、本発明の光送信装置及び方法は、上記実施形態にのみ限定されるものではなく、上記実施形態の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。 Although the present invention has been described based on the preferred embodiment, the optical transmission apparatus and method of the present invention are not limited to the above embodiment, and various modifications and changes can be made to the configuration of the above embodiment. Those subjected to are also included in the scope of the present invention.
10:光送信装置
11:ベースバンド電気信号
12:駆動回路
13:半導体レーザ
14:非対称マッハツェンダ干渉計からなる光フィルタ
15:送信光信号
16:変調電流
17:変調光信号
18:非対称マッハツェンダ干渉計と波長板と反射鏡とからなる光フィルタ
20:光受信装置
30:光ファイバ伝送路
141:光入力部
142:第1の方向性結合器
143:短い導波路
144:長い導波路
145:第2の方向性結合器
146:光出力部
151:主信号
152:残留側波帯
171:シリコン基板
172:SiO2クラッド層
173:SiONコア層
181:入力ポート
182:出力ポート
183:第一の導波路
184:第二の導波路
185:波長板
186:反射鏡
187:モードフィルタ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10: Optical transmitter 11: Baseband electric signal 12: Drive circuit 13: Semiconductor laser 14: Optical filter which consists of an asymmetric Mach-Zehnder interferometer 15: Transmission optical signal 16: Modulated current 17: Modulated optical signal 18: Asymmetric Mach-Zehnder
Claims (13)
前記変調光信号の周波数変調成分を振幅変調信号に変換し、送信光信号を出力する非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタとを備え、
前記非対称マッハツェンダ干渉計のフリー・スペクトラル・レンジ(FSR)が、ERを前記送信光信号の消光比、Pを非対称マッハツェンダ干渉計へ入力される前記変調光信号の強度で規格化した前記送信光信号の出力、Wを前記変調光信号のスペクトル半値幅、Sを前記送信光信号に含まれる残留側波帯の抑圧比、f0を前記変調光信号のスペース光信号の光周波数ディチューニング、fcを前記変調光信号のスペクトル中心周波数の光周波数ディチューニングとして、
An optical filter comprising an asymmetric Mach-Zehnder interferometer that converts a frequency modulation component of the modulated optical signal into an amplitude modulated signal and outputs a transmitted optical signal;
The transmitted optical signal in which the free spectral range (FSR) of the asymmetric Mach-Zehnder interferometer is normalized by ER as the extinction ratio of the transmitted optical signal and P as the intensity of the modulated optical signal input to the asymmetric Mach-Zehnder interferometer. output, W a spectral half width of said modulated optical signal, suppression ratio of vestigial sideband included the S in the transmission optical signal, the optical frequency detuning of the space optical signal of f 0 the modulated optical signal, f c As optical frequency detuning of the spectrum center frequency of the modulated optical signal,
前記非対称マッハツェンダ干渉計の2つのアームの間のTE偏光に対する光路長差とTM偏光に対する光路長差とが、前記半導体レーザの波長の(整数+1/2)倍異なり、前記非対称マッハツェンダ干渉計の前記半導体レーザが接続された側のポートのうち、前記半導体レーザが接続されていないポートから光出力が取り出される、請求項1乃至6の何れか一に記載の光送信装置。 A wave plate connected to one port of the asymmetric Mach-Zehnder interferometer to which the semiconductor laser is not connected and a reflecting mirror;
The optical path length difference for TE polarized light and the optical path length difference for TM polarized light between the two arms of the asymmetric Mach-Zehnder interferometer are different by (integer +1/2) times the wavelength of the semiconductor laser, and the asymmetric Mach-Zehnder interferometer The optical transmission device according to any one of claims 1 to 6, wherein an optical output is extracted from a port to which the semiconductor laser is not connected among ports connected to the semiconductor laser.
前記変調光信号の周波数変調成分を、非対称マッハツェンダ干渉計から成る光フィルタにて振幅変調信号に変換することで送信光信号を生成し、
前記非対称マッハツェンダ干渉計のフリー・スペクトラル・レンジ(FSR)が、ERを前記送信光信号の消光比、Pを非対称マッハツェンダ干渉計へ入力される前記変調光信号の強度で規格化した前記送信光信号の出力、Wを前記変調光信号のスペクトル半値幅、Sを前記送信光信号に含まれる残留側波帯の抑圧比、f0を前記変調光信号のスペース光信号の光周波数ディチューニング、fcを前記変調光信号のスペクトル中心周波数の光周波数ディチューニングとして、
A transmission optical signal is generated by converting the frequency modulation component of the modulated optical signal into an amplitude modulated signal with an optical filter composed of an asymmetric Mach-Zehnder interferometer,
The transmitted optical signal in which the free spectral range (FSR) of the asymmetric Mach-Zehnder interferometer is normalized by ER as the extinction ratio of the transmitted optical signal and P as the intensity of the modulated optical signal input to the asymmetric Mach-Zehnder interferometer. output, W a spectral half width of said modulated optical signal, suppression ratio of vestigial sideband included the S in the transmission optical signal, the optical frequency detuning of the space optical signal of f 0 the modulated optical signal, f c As optical frequency detuning of the spectrum center frequency of the modulated optical signal,
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