JP2010200083A - Mos transistor circuit and cmos transistor circuit using double gate field effect transistor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は4端子二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路およびCMOSトランジスタ回路、特に4端子二重ゲート電界効果トランジスタを用いたCMOSインバータ回路の改良に関する。 The present invention relates to a MOS transistor circuit and a CMOS transistor circuit using a 4-terminal double gate field effect transistor, and more particularly to an improvement of a CMOS inverter circuit using a 4-terminal double gate field effect transistor.
二重ゲート電界効果トランジスタは微細化に伴う短チャネル効果を抑制する構造として有効であるとされている。
二重ゲート電界効果トランジスタは大きく分けて2つの構造がある。一つは第1ゲートおよび第2ゲートの両方を信号入力に用いる3端子二重ゲート電界効果トランジスタ、もう一方は第1ゲートを信号入力に用い、第2ゲートには所定の定電位(定電位の値は随時変化するが、入力信号周期より十分長い期間は少なくとも一定電位に保たれている場合も含む)を印加し、第1ゲートから見たしきい値電圧を最適値に制御する4端子二重ゲート電界効果トランジスタが知られている(例えば、特許文献1、2参照)。
The double gate field effect transistor is said to be effective as a structure that suppresses the short channel effect accompanying miniaturization.
Double gate field effect transistors are roughly divided into two structures. One is a three-terminal double-gate field effect transistor that uses both the first gate and the second gate for signal input, the other uses the first gate for signal input, and the second gate has a predetermined constant potential (constant potential). 4 terminal for controlling the threshold voltage as viewed from the first gate to an optimum value by changing the value of the threshold voltage from time to time, including the case where it is maintained at least at a constant potential for a period sufficiently longer than the input signal period. Double gate field effect transistors are known (see, for example,
特許文献1に示されるような、しきい値電圧を任意にかつ精度よく制御するために、4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートに積分回路を入れて立ち上がりおよび立ち下り動作を遅らせる回路は、3端子二重ゲート電界効果トランジスタと比較してゲート振幅(Sファクター)は大きくなってしまうが、4端子二重ゲート電界効果トランジスタで第2ゲートに定電位を与えた場合よりはSファクターが小さくなる。その上、立ち上がり時にしきい値電圧を正方向にシフトさせることができるため、ノイズマージンを大きくとることができる。
A circuit for delaying the rising and falling operations by inserting an integrating circuit into the second gate of the four-terminal double-gate field effect transistor in order to control the threshold voltage arbitrarily and accurately as disclosed in
特許文献2に示されるような、一方のゲート電極の電位により他方のゲートからみたしきい値電圧を制御できるようにするために、4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートに微分回路を入れる回路は、4端子二重ゲート電界効果トランジスタで第2ゲートに定電位を与えた場合よりSファクターが小さく、第2ゲートの容量を入力信号で直接チャージしないため低消費電力だが、定常時でのIonを大きくとれないため、高負荷容量のものをドライブするには向かない場合がある。 In order to be able to control the threshold voltage seen from the other gate by the potential of one gate electrode as shown in Patent Document 2, a differentiating circuit is provided on the second gate of the four-terminal double-gate field effect transistor. The S-factor is smaller than when a constant potential is applied to the second gate using a four-terminal double-gate field effect transistor, and the second gate capacitance is not directly charged by the input signal. Since Ion cannot be increased, it may not be suitable for driving a high load capacity device.
非特許文献1に示されるようなFPGA(フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ集積回路)等の再構成可能集積回路でのバッファを構成するインバータは、駆動する配線容量が大きく、また、ファンアウトも大きいので必然的に大きなサイズのトランジスタでインバータを設計する。さらに、再構成可能集積回路では回路設計者がデザインによって、まったく使用しないバッファも存在してしまい、この未使用のバッファは単なる負荷容量として駆動インバータから見える。この大きいかつ、未使用のバッファは特に漏れ電流による消費電力増加の原因となり問題となっている。
An inverter constituting a buffer in a reconfigurable integrated circuit such as an FPGA (Field Programmable Gate Array Integrated Circuit) as shown in Non-Patent
これまでの二重ゲート電界効果トランジスタを用いた回路設計では、あらかじめ回路設計者が3端子二重ゲート電界効果トランジスタを用いるか、4端子二重ゲート電界効果トランジスタを用いるかを回路設計時に決定していた。
多くの回路設計の場合、この設計方法で最適な回路設計が可能であるが、回路設計後に例えば4端子二重ゲート電界効果トランジスタの両方のゲートに同じ信号を接続する3端子モードか、それぞれのゲートに別々の信号を接続する4端子モードかを切り替えることができれば、より複雑な機能を実現する回路を設計することができると考えられる。
また、FPGA(フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ集積回路)に代表される再構成可能集積回路では、動的に回路が変更されるため、あらかじめクリティカルパスがどこになるか分からないことから、回路設計時に3端子モードであるか4端子モードで設計するかを適切に選択できない。
In circuit design using conventional double-gate field effect transistors, the circuit designer decides in advance whether to use a 3-terminal double-gate field effect transistor or a 4-terminal double-gate field effect transistor at the time of circuit design. It was.
In many circuit designs, an optimum circuit design is possible with this design method. However, after the circuit design, for example, a three-terminal mode in which the same signal is connected to both gates of a four-terminal double-gate field effect transistor, If it is possible to switch between the four-terminal mode in which different signals are connected to the gate, it is possible to design a circuit that realizes a more complicated function.
In a reconfigurable integrated circuit represented by an FPGA (Field Programmable Gate Array Integrated Circuit), since the circuit is dynamically changed, it is not known in advance where the critical path is. It is not possible to appropriately select whether the design is the 3-terminal mode or the 4-terminal mode.
例えば、FPGA中の配線を駆動するバッファのインバータは負荷容量が大きく、すべてのインバータを3端子モードで設計すると駆動能力は大きくなってしまうが、入力負荷容量も大きくなってしまう。
一方すべてのインバータを4端子モードで設計すると3端子モードと比べ駆動能力は小さくなってしまうが、入力負荷容量は半分になる。したがって、回路設計後に内部で流れる信号特性に対して適切なモードが選択できるならば、より高速および低消費電力で動作するFPGAが設計できると考えられる。
このように、従来の回路では、回路を組み立てた後で動作モードを適宜変更して動作させることはできなかった。
For example, the inverter of the buffer that drives the wiring in the FPGA has a large load capacity. If all the inverters are designed in the three-terminal mode, the driving capability increases, but the input load capacity also increases.
On the other hand, if all inverters are designed in the 4-terminal mode, the driving capability is reduced compared to the 3-terminal mode, but the input load capacity is halved. Therefore, if an appropriate mode can be selected for the characteristic of the signal flowing inside after circuit design, it is considered that an FPGA that operates at higher speed and lower power consumption can be designed.
Thus, the conventional circuit cannot be operated by appropriately changing the operation mode after the circuit is assembled.
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、回路を構成する二重ゲート電界効果トランジスタの動作モードを、回路組み上げ後に適宜変更できるようにした二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路およびCMOSトランジスタ回路を提供することにある。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a MOS transistor circuit and a CMOS using a double gate field effect transistor in which the operation mode of the double gate field effect transistor constituting the circuit can be appropriately changed after circuit assembly. It is to provide a transistor circuit.
本発明の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路は、二重ゲート電界効果トランジスタの第1ゲートに第1の入力信号を加え、第2ゲートに選択回路を接続し、その選択回路に第1の入力信号と第2の入力信号を加え、選択回路により第1の入力信号または第2の入力信号を選択して第2ゲートに加える。第2ゲートに切り替えて入力される入力信号に応じて、3端子動作又は4端子動作を行わせる。 In the MOS transistor circuit using the double gate field effect transistor of the present invention, the first input signal is applied to the first gate of the double gate field effect transistor, and the selection circuit is connected to the second gate. The first input signal and the second input signal are added, and the selection circuit selects the first input signal or the second input signal and applies it to the second gate. A three-terminal operation or a four-terminal operation is performed in accordance with an input signal input by switching to the second gate.
具体的には、上記目的を達成するために以下の解決手段を採用する。
(1)MOSトランジスタ回路は、
4端子二重ゲート電界効果トランジスタを含む電界効果トランジスタで構成された機能ブロックと、選択回路とを有し、
前記機能ブロック内の4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第1ゲートを第1の入力信号端子に接続し、前記機能ブロック内の前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートを選択回路の出力端子に接続し、前記選択回路の入力端子に前記第1の入力信号端子を含む異なる2つ以上の信号の入力信号端子を接続したことを特徴とする。
(2)上記(1)記載のMOSトランジスタ回路において、
前記選択回路は、2つの同じ導電型トランジスタスイッチの出力端を共通に接続し、一方の前記トランジスタスイッチのゲートにメモリをその内容を読み出し可能に接続し、他方の前記トランジスタスイッチのゲートに前記メモリをインバータを介して接続して前記メモリの内容が反転して読み出されるように構成し、
前記2つのトランジスタスイッチのそれぞれの入力端を、前記異なる2つの信号の入力信号端子とし、
前記2つのトランジスタスイッチの共通に接続した出力端を、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートへ接続したことを特徴とする。
Specifically, the following means are adopted to achieve the above object.
(1) MOS transistor circuit
A functional block composed of a field effect transistor including a four-terminal double gate field effect transistor, and a selection circuit;
A first gate of a four-terminal double-gate field effect transistor in the functional block is connected to a first input signal terminal, and a second gate of the four-terminal double-gate field effect transistor in the functional block is connected to a selection circuit. It is connected to an output terminal, and input signal terminals of two or more different signals including the first input signal terminal are connected to an input terminal of the selection circuit.
(2) In the MOS transistor circuit described in (1) above,
The selection circuit commonly connects the output terminals of two same-conductivity-type transistor switches, connects the memory to the gate of one of the transistor switches so that the contents can be read, and connects the memory to the gate of the other transistor switch. Are connected via an inverter so that the contents of the memory are inverted and read out,
The input terminals of the two transistor switches are used as input signal terminals for the two different signals,
The commonly connected output terminal of the two transistor switches is connected to the second gate of the four-terminal double gate field effect transistor.
(3)上記(1)記載のMOSトランジスタ回路において、
前記選択回路は、2つの異なる導電型トランジスタスイッチの出力端を共通に接続し、両方の前記トランジスタスイッチのゲートにメモリをその内容を読み出し可能に接続し、
前記2つのトランジスタスイッチのそれぞれの入力端を、前記異なる2つの信号の入力信号端子に接続し、
前記2つのトランジスタスイッチの共通に接続した出力端を、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートへ接続したことを特徴とする。
(4)上記(1)記載のMOSトランジスタ回路において、
前記選択回路は、NチャネルとPチャネルの電界効果トランジスタを並列に接続した2つの同じトランスミッションゲート型トランジスタスイッチの出力端を共通に接続し、
前記一方のトランスミッションゲート型トランジスタスイッチであるNチャネルの電界効果トランジスタのゲートと前記他方のトランスミッション型トランジスタスイッチであるPチャネルの電界効果トランジスタのゲートにメモリをその内容を読み出し可能に接続し、前記一方のトランスミッションゲート型トランジスタスイッチであるPチャネルの電界効果トランジスタのゲートと前記他方のトランスミッション型トランジスタスイッチであるNチャネルの電界効果トランジスタのゲートをインバータを介して接続して前記メモリの内容が反転して読み出されるように構成し、
前記2つのトランスミッション型トランジスタスイッチのそれぞれの入力端を、前記異なる2つの信号の入力信号端子とし、
前記2つのトランスミッション型トランジスタスイッチの共通に接続した出力端を、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートへ接続したことを特徴とする。
(3) In the MOS transistor circuit described in (1) above,
The selection circuit commonly connects the output terminals of two different conductivity type transistor switches, and connects the memory to the gates of both of the transistor switches so that the contents can be read.
Each input terminal of the two transistor switches is connected to an input signal terminal of the two different signals,
The commonly connected output terminal of the two transistor switches is connected to the second gate of the four-terminal double gate field effect transistor.
(4) In the MOS transistor circuit described in (1) above,
The selection circuit commonly connects the output terminals of two identical transmission gate type transistor switches in which N-channel and P-channel field effect transistors are connected in parallel.
A memory is connected to the gate of the N-channel field effect transistor which is the one transmission gate type transistor switch and the gate of the P-channel field effect transistor which is the other transmission type transistor switch so that the contents can be read. The gate of a P-channel field effect transistor, which is a transmission gate type transistor switch, and the gate of an N-channel field effect transistor, which is the other transmission type transistor switch, are connected via an inverter to invert the contents of the memory. Configured to be read,
Each input terminal of the two transmission type transistor switches is used as an input signal terminal for the two different signals,
The output terminal connected in common between the two transmission type transistor switches is connected to the second gate of the four-terminal double-gate field effect transistor.
(5)上記(1)記載のMOSトランジスタ回路において、
前記機能ブロックは、1つ以上の4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第1ゲートを入力端子とし、第2ゲートを選択回路の出力に接続し、ソースを第1の電源に接続し、ドレインを出力端子とするとともに負荷素子を通して第2の電源に接続したことを特徴とする。
(6)上記(1)記載のMOSトランジスタ回路において、
前記異なる2つ以上の入力信号端子は、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタのしきい値電圧を超えない一定電位の電源電圧源と接続されていることを特徴とする。
(7)上記(1)記載のMOSトランジスタ回路において、
前記異なる2つ以上の入力信号端子は、パルス信号を入力とすることを特徴とする。
(8)上記(1)記載のMOSトランジスタ回路において、
前記選択回路のトランジスタは、ON抵抗の高い電界効果トランジスタとしたことを特徴とする。
(5) In the MOS transistor circuit described in (1) above,
The functional block has a first gate of one or more four-terminal double-gate field effect transistors as an input terminal, a second gate connected to the output of the selection circuit, a source connected to a first power supply, and a drain connected The output terminal is connected to a second power source through a load element.
(6) In the MOS transistor circuit described in (1) above,
The two or more different input signal terminals are connected to a power source voltage source having a constant potential not exceeding a threshold voltage of the four-terminal double gate field effect transistor.
(7) In the MOS transistor circuit described in (1) above,
The two or more different input signal terminals receive a pulse signal.
(8) In the MOS transistor circuit described in (1) above,
A transistor of the selection circuit is a field effect transistor having a high ON resistance.
(9)CMOSトランジスタ回路は、上記(5)記載の前記負荷素子に前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタとは反対導電型の4端子二重ゲート電界効果トランジスタまたは反対導電型の電界効果トランジスタを用い、これらのゲートのいずれかを前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの前記第1ゲートに接続したことを特徴とする。
(10)CMOSトランジスタ回路は、上記(5)記載の前記負荷素子に前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタとは反対導電型の4端子二重ゲート電界効果トランジスタを接続し、前記反対導電型の4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第1ゲートを前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの前記第1ゲートに接続し、前記反対導電型の4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートを前記選択回路と同じ等の機能を有する別の選択回路に接続したことを特徴とする。
(9) In the CMOS transistor circuit, a 4-terminal double-gate field effect transistor having a conductivity type opposite to the 4-terminal double-gate field effect transistor or a field effect transistor having a conductivity type opposite to the 4-terminal double-gate field effect transistor is used as the load element according to (5). And one of these gates is connected to the first gate of the four-terminal double-gate field effect transistor.
(10) In the CMOS transistor circuit, a four-terminal double-gate field effect transistor having a conductivity type opposite to the four-terminal double-gate field effect transistor is connected to the load element according to (5), and A first gate of a four-terminal double-gate field effect transistor is connected to the first gate of the four-terminal double-gate field effect transistor, and a second gate of the opposite-conductivity-type four-terminal double-gate field effect transistor is connected to the first gate. It is characterized by being connected to another selection circuit having the same function as the selection circuit.
(11)CMOSトランジスタ回路は、上記(1)乃至(8)のいずれか1項記載の前記MOSトランジスタ回路を2つその4端子二重ゲート電界効果トランジスタを互いに異なる導電型として、
前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1およびX2を組み合わせてCMOSインバータ回路を構成し、
それぞれトランジスタからなる4つのトランジスタスイッチTS1、TS2、TS3およびTS4をメモリの内容を選択的に読み出すことによって前記CMOSインバータ回路を3端子モードあるいは4端子モードで動作するように接続したCMOSインバータ回路であって、
前記一方の4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2のソースと前記他方の4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1のドレインを接続して出力端とし、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2およびX1の両第1ゲートを接続して入力端とし、
前記トランジスタスイッチTS1は第1入力信号端子と前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2の第2ゲートに接続され、
前記トランジスタスイッチTS2は第1入力信号端子と前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1の第2ゲートに接続され、
前記トランジスタスイッチTS3は第2入力信号端子と前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2の第2ゲートに接続され、
前記トランジスタスイッチTS4は第3入力信号端子と前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1の第2ゲートに接続され、
前記メモリは、直接前記トランジスタスイッチTS1および前記トランジスタスイッチTS2のゲートに接続されると共にインバータを介して前記トランジスタスイッチTS3と前記トランジスタスイッチTS4のゲートに接続され、
前記第1乃至第3入力信号端子からの各入力信号を選択的に前記トランジスタスイッチTS1およびTS2またはTS3およびTS4両トランジスタの第2ゲートに入力するように構成したことを特徴とする。
(11) A CMOS transistor circuit includes two MOS transistor circuits according to any one of the above (1) to (8), the four-terminal double-gate field effect transistors having different conductivity types,
Combining the 4-terminal double gate field effect transistors X1 and X2 to form a CMOS inverter circuit,
A CMOS inverter circuit in which the CMOS inverter circuit is connected to operate in a three-terminal mode or a four-terminal mode by selectively reading out the memory contents of four transistor switches TS1, TS2, TS3, and TS4 each consisting of a transistor. And
The source of the one four-terminal double-gate field effect transistor X2 and the drain of the other four-terminal double-gate field effect transistor X1 are connected to form an output terminal, and the four-terminal double-gate field effect transistors X2 and X1 Connect both first gates as input terminals,
The transistor switch TS1 is connected to a first input signal terminal and a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X2,
The transistor switch TS2 is connected to a first input signal terminal and a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X1,
The transistor switch TS3 is connected to a second input signal terminal and a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X2,
The transistor switch TS4 is connected to a third input signal terminal and a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X1,
The memory is directly connected to the gates of the transistor switch TS1 and the transistor switch TS2, and is connected to the gates of the transistor switch TS3 and the transistor switch TS4 via an inverter.
Each input signal from the first to third input signal terminals is selectively input to the second gates of the transistor switches TS1 and TS2 or TS3 and TS4 transistors.
(12)上記(9)乃至(11)のいずれか1項記載のCMOSトランジスタ回路において、前記異なる2つ以上の入力信号端子は、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタのしきい値電圧を超えない一定電位の電源電圧源と接続されていることを特徴とする。
(13)上記(9)乃至(11)のいずれか1項記載のCMOSトランジスタ回路において、前記異なる2つ以上の入力信号端子は、パルス信号を入力とすることを特徴とする。
(14)上記(9)乃至(11)のいずれか1項記載のCMOSトランジスタ回路において、前記選択回路のトランジスタは、ON抵抗の高い電界効果トランジスタとしたことを特徴とする。
(12) In the CMOS transistor circuit according to any one of (9) to (11), the two or more different input signal terminals exceed a threshold voltage of the four-terminal double-gate field effect transistor. It is connected to a power source voltage source having no constant potential.
(13) In the CMOS transistor circuit according to any one of (9) to (11), the two or more different input signal terminals receive a pulse signal.
(14) In the CMOS transistor circuit described in any one of (9) to (11) above, the transistor of the selection circuit is a field effect transistor having a high ON resistance.
本発明の4端子二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路およびCMOSトランジスタ回路は、より自由度が高くかつ複雑な機能を実現することができるようになる。特に、FPGAに代表される再構成可能集積回路の配線駆動用バッファに用いることで、ユーザーデザインの回路を動作速度および消費電力の観点でより高性能にすることができる。例えば、FPGAにおいて、タイミング余裕が大きく高速動作が必要ない部分に関しては4端子モードでリーク電流を抑えるようにバイアス電圧を設定し低消費電力を実現したり、タイミング余裕が小さくスイッチング確率が低い部分には3端子モードで駆動電流を大きくして高速化を実現したり、タイミング余裕が小さくスイッチング確率の高い部分には後述する微分回路モードを用いることによって入力容量が小さいかつSファクターが4端子モードよりは小さくして高エネルギー効率を実現したり、これらを組み合わせることでシステム要求を満たすようなユーザーデザインの回路を実現することができる。
また、従来の回路では、回路を組み立てた後で動作モードを適宜変更して動作させることはできなかったが、本発明の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路およびCMOSトランジスタ回路は、回路を構成する二重ゲート電界効果トランジスタの動作モードを、回路組み上げ後に適宜変更できるようになる。
The MOS transistor circuit and the CMOS transistor circuit using the four-terminal double-gate field effect transistor of the present invention have higher flexibility and can realize complicated functions. In particular, by using the wiring drive buffer of a reconfigurable integrated circuit typified by an FPGA, a user-designed circuit can have higher performance in terms of operation speed and power consumption. For example, in a FPGA where the timing margin is large and high-speed operation is not required, the bias voltage is set to suppress the leakage current in the 4-terminal mode to achieve low power consumption, or the timing margin is small and the switching probability is low. Increases the drive current in the 3-terminal mode to achieve higher speed, or uses the differential circuit mode described later for the portion with a small timing margin and high switching probability, thereby reducing the input capacitance and the S factor from the 4-terminal mode. It is possible to realize a high-energy efficiency by reducing the size, or by combining these, it is possible to realize a user-designed circuit that meets the system requirements.
Further, in the conventional circuit, the operation mode was appropriately changed after the circuit was assembled, but the MOS transistor circuit and the CMOS transistor circuit using the double gate field effect transistor of the present invention were The operation mode of the double gate field effect transistor constituting the circuit can be appropriately changed after the circuit is assembled.
本発明の実施の形態を図に基づいて詳細に説明する。 Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
実施例1は、本発明の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路およびCMOSトランジスタ回路に係る。
図1は本発明の実施例1のMOSトランジスタ回路の構成図である。
図1は、本発明の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路やCMOSトランジスタ回路を備えた機能ブロック10および選択回路11を直列に接続し、所定の基本機能を奏するものを機能ブロックとして表した図である。
それぞれの入力信号は、それぞれの信号端子(図示省略)から配線を介して機能ブロック(図示省略)内の信号端子(図示省略)および選択回路11内の信号端子(図示省略)へ入力される(以下、同様に構成する)。
二重ゲート電界効果トランジスタを含む電界効果トランジスタで構成された機能ブロック10には、その二重ゲート電界効果トランジスタの第1ゲートへ入力信号S1が加えられ、その同じ二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートへ選択回路11の出力信号が加えられる。
The first embodiment relates to a MOS transistor circuit and a CMOS transistor circuit using the double gate field effect transistor of the present invention.
1 is a configuration diagram of a MOS transistor circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 1 shows a
Each input signal is inputted from each signal terminal (not shown) to a signal terminal (not shown) in a functional block (not shown) and a signal terminal (not shown) in the
In the
選択回路11は、入力信号S1と入力信号S2(ここでは2つの入力信号を示しているが、実際は2つ以上の入力信号でもよい)を入力し、これらの入力の内の任意のものを選択し、前記二重ゲート電界効果トランジスタの第1ゲートへ出力する。
選択回路11は、外部からの選択指令を受けて、入力信号S1を選択出力して機能ブロック10の二重ゲート電界効果トランジスタを3端子動作させ、また、入力信号S1以外の入力信号S2等を選択出力して機能ブロックの二重ゲート電界効果トランジスタを4端子動作等させる。
機能ブロック10は、二重ゲート電界効果トランジスタを含む電界効果トランジスタで構成された回路であり、例えば、インバータ、アンドゲート、オアゲートなど基本的な論理ゲートを構成する回路、またはそれらを組み合わせた回路で構成される。
選択回路11は、機能ブロック10の二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートに与える入力信号14を第2ゲートへの入力信号候補13の中から選択する回路である。第2ゲートへの入力信号候補13は、第1ゲートへの入力信号12と同じ信号(3端子動作)、または機能ブロック10内の二重ゲート電界効果トランジスタのしきい値を超えない範囲のバイアス電圧、前記バイアス電圧に抵抗を介したもの、パルス信号、別の入力信号等任意のものがある。
選択回路11は、複数の入力信号候補から1つの信号を選択しその経路を導通させる機能を持っており、経路を記憶するメモリの他、パストランジスタやトランスミッションゲートなどのトランジスタスイッチ、またはCMOS論理ゲートの組み合わせで構成することができる。
The
Upon receiving a selection command from the outside, the
The
The
The
本実施例は、例えばFPGAの配線バッファに用いることができる。一般的にFPGAの配線バッファの出力は高ファンアウト(Fanout)であるので、配線バッファには高い駆動能力を必要とされている。ファンアウトはロジックICの出力が駆動できるロジック信号入力数を単位ロジックの入力本数で表したもので、ファンアウトが大きいほど,大きな駆動能力が必要とされ、大きな駆動能力は大きな電力消費も伴う。但し、FPGAは実装された回路により各配線バッファが遅延を維持するための必要な駆動能力が異なるため、本実施例のように選択回路11の入力信号を切り替えることで、駆動能力が切り替わり、より最適な駆動能力を設定することができ、無駄な消費電力を抑えることができる。さらに、配線バッファの出力先には、別の配線バッファが存在していることもあり、別の配線バッファに大きな駆動能力が必要ない場合には、選択回路11の入力信号を切り替えることで、別の配線バッファの入力負荷容量が小さくなり、より高速でかつ低消費電力な回路が実現できる。
This embodiment can be used for an FPGA wiring buffer, for example. In general, since the output of the wiring buffer of the FPGA is a high fanout, the wiring buffer is required to have a high driving capability. The fan-out is the number of logic signal inputs that can drive the output of the logic IC, expressed as the number of unit logic inputs. The larger the fan-out, the larger the driving capability is required, and the larger the driving capability is accompanied by higher power consumption. However, since the required driving capability for each wiring buffer to maintain a delay differs depending on the circuit in which the FPGA is mounted, the driving capability is switched by switching the input signal of the
図2は、図1の選択回路の変更例である。図2は、具体的には、トランジスタスイッチ(スイッチとして動作するトランジスタ)で構成した2入力1出力の選択回路の構成図である。図2は選択回路11の異なる実施例を示す図2(a)〜図2(d)を含む。
2入力1出力の選択回路11は、メモリ15およびトランジスタスイッチTS1(17)とTS2(18)およびインバータ回路16で構成され、メモリ15の内容によってトランジスタスイッチTS1(17)またはTS2(18)の一方がオン状態となり、入力aまたは入力bが出力cから出力される。
図2(a)は、n型MOSトランジスタによるパストランジスタでトランジスタスイッチTS1(17)およびTS2(18)を構成した例である。トランジスタスイッチTS1(17)はメモリ15の内容が直接ゲートへ入力され、トランジスタスイッチTS2(18)はメモリ15の内容がインバータ回路16を介してゲートへ入力される。
図2(b)は、n型MOSトランジスタのパストランジスタでトランジスタスイッチTS1(17)を、p型MOSトランジスタのパストランジスタでトランジスタスイッチTS2(18)を構成した例で、この例の場合図2(a)のインバータ回路16を必要としない。
FIG. 2 is a modification of the selection circuit of FIG. Specifically, FIG. 2 is a configuration diagram of a 2-input 1-output selection circuit configured by transistor switches (transistors that operate as switches). FIG. 2 includes FIGS. 2 (a) to 2 (d) showing different embodiments of the
The
FIG. 2A shows an example in which the transistor switches TS1 (17) and TS2 (18) are configured by pass transistors of n-type MOS transistors. In the transistor switch TS1 (17), the contents of the
FIG. 2B shows an example in which the transistor switch TS1 (17) is configured by a pass transistor of an n-type MOS transistor, and the transistor switch TS2 (18) is configured by a pass transistor of a p-type MOS transistor. The
図2(c)は、n型とp型のMOSトランジスタを組み合わせたCMOSトランスミッションゲートでトランジスタスイッチTS1(19)およびTS2(20)を構成した例である。
図2(d)は、論理回路素子、例えば、AND回路素子とOR回路素子の組み合わせで入力信号の選択動作を行うように構成した例である。論理回路素子の種類および論理回路構成は所期の選択動作を行う限りにおいて設計的に求めることができる。
トランジスタスイッチTS1(19)の第1ゲートおよびトランジスタスイッチTS2(20)の第2ゲートへはメモリ15の内容が直接入力され、トランジスタスイッチTS1(19)の第2ゲートおよびトランジスタスイッチTS2(20)の第1ゲートへはメモリ15の内容がインバータ16を介して入力される。
以降の説明においては、選択回路11はすべてn型MOSトランジスタのみによるパストランジスタで例示し説明を行うが、p型MOSトランジスタ、もしくはn型とp型を組み合わせたCMOSトランスミッションゲート、もしくは3端子二重ゲートMOSトランジスタで構成されてもよい。
FIG. 2C shows an example in which the transistor switches TS1 (19) and TS2 (20) are configured by CMOS transmission gates combining n-type and p-type MOS transistors.
FIG. 2D shows an example in which an input signal selection operation is performed by a combination of logic circuit elements, for example, AND circuit elements and OR circuit elements. The type of logic circuit element and the logic circuit configuration can be determined by design as long as the desired selection operation is performed.
The contents of the
In the following description, the
図3は本発明の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路の実施例2の構成図である。
4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(21)は、ソースSが電源Vssに接続され、ドレインDが負荷素子Load(L)を介して電源Vddに接続されている。第1ゲートG1には第1の入力信号(in1)が加えられ、第2ゲートG2には選択回路11aが接続されている。これらの構成は、点線の枠で示すように、機能ブロック10aとして構成される。図3の例は基本的に図1の構成を備え、機能ブロック10aは機能ブロック10に対応し、選択回路11aは選択回路11に対応する。
選択回路11aには、第1ゲートG1と同じ第1の入力信号(in1)と第2の入力信号(in2)が接続されている。この選択回路11aによって、どちらか一方の入力信号が導通し、二重ゲート電界効果トランジスタX1(21)の第2ゲートG2に加えられる。この実施例は第1ゲートG1を入力端子とするインバータ回路の作用を行う。なお、選択回路11aに加えられる入力信号は2つに限ることはなく、第1の入力信号(in1)を含む2つ以上の入力信号、例えば実施例1と同じく複数の入力信号が加えられていてもよい。
FIG. 3 is a block diagram of a second embodiment of a MOS transistor circuit using a double gate field effect transistor of the present invention.
In the four-terminal double-gate field effect transistor X1 (21), the source S is connected to the power supply Vss, and the drain D is connected to the power supply Vdd via the load element Load (L). A first input signal (in1) is applied to the first gate G1, and a selection circuit 11a is connected to the second gate G2. These configurations are configured as a functional block 10a as indicated by a dotted frame. The example of FIG. 3 basically has the configuration of FIG. 1, the functional block 10 a corresponds to the
The same first input signal (in1) and second input signal (in2) as the first gate G1 are connected to the selection circuit 11a. Either one of the input signals is rendered conductive by the selection circuit 11a and applied to the second gate G2 of the double gate field effect transistor X1 (21). This embodiment operates as an inverter circuit having the first gate G1 as an input terminal. Note that the number of input signals applied to the selection circuit 11a is not limited to two, and two or more input signals including the first input signal (in1), for example, a plurality of input signals are added as in the first embodiment. May be.
4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(21)は、N型でもP型でもよいが、その二つのゲートのうち第1ゲートG1を入力端子とし、第2ゲートG2には第1ゲートG1と同じ第1の入力信号(in1)もしくは第2の入力信号(in2)が選択回路11を介して加えられる。選択回路11によって第1の入力信号(in1)が選択された場合は、二重ゲート電界効果トランジスタX1(21)は3端子モードとなり第1の入力信号(in1)側からみた負荷容量は増加するが、Sファクターは減少し高いIonが得られる。
一方、選択回路11によって第2の入力信号(in2)が選択された場合は、二重ゲート電界効果トランジスタX1(21)は4端子モードとなり3端子モードと比較するとSファクターが大きくIonも低くなってしまうが、第1の入力信号(in1)側からみた負荷容量は小さくなり、第2の入力信号(in2)によってしきい値電圧を制御することができる。例えば、Vdd=1V、Vss=0Vで、二重ゲート電界効果トランジスタX1(21)がn型なら第2の入力信号(In2)を−0.5V、p型なら第2の入力信号(in2)=1.5Vの一定電位に設定すれば、しきい値が下がりリーク電流を抑えることができる。
しかし、このようなネガティブバイアスを用いるときは、選択回路11aで確実にスイッチングを行うために、各トランジスタスイッチのゲート電圧および各トランジスタのボディ電位を調整する必要がある。
The four-terminal double-gate field effect transistor X1 (21) may be N-type or P-type, but the first gate G1 is the input terminal of the two gates, and the second gate G2 is the same as the first gate G1. The first input signal (in1) or the second input signal (in2) is applied through the
On the other hand, when the second input signal (in2) is selected by the
However, when such a negative bias is used, it is necessary to adjust the gate voltage of each transistor switch and the body potential of each transistor in order to perform switching reliably in the selection circuit 11a.
また、図3の選択回路11a内の各トランジスタスイッチもしくはどちらかのトランジスタスイッチのON抵抗を高く設計しておけば、別の回路特性を得ることも可能になる。
例えば、選択回路11aとして図2(a)の回路を適用する場合、第1の入力信号(in1)側のトランジスタスイッチ(例えば図2(a)のTS2が相当する)のON抵抗が高い場合は、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(21)の第2ゲートG2に積分回路を入れて立ち上がりおよび立ち下りを遅らす回路(特許文献1参照)と等価になり(以後、積分回路モードという)、3端子モードと比較してSファクターは大きくなってしまうが、4端子モードで第2ゲートG2に一定電位を与えた場合よりはSファクターが小さくなる。その上、立ち上がり時にしきい値電圧を正方向にシフトさせることができるため、ノイズマージンを大きくとることができる。
一方、第2の入力信号(in2)側のトランジスタスイッチ(例えば図2(a)のTS1が相当する)のON抵抗が高い場合は、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(21)の第2ゲートG2に微分回路を入れる回路(特許文献2参照)と等価になり(以後、微分回路モードと記載する)、定常時でのIonを大きくとれないが、4端子モードで第2ゲートに一定電位を与えた場合よりSファクターが小さく、第2ゲートG2の容量を入力信号で直接チャージしないため低消費電力になる。もちろん、第1の入力信号(in1)側と第2の入力信号(in2)側の両方のトランジスタスイッチのON抵抗が高い場合は、前記両方の振る舞いを実現できる。なお、意識的にトランジスタスイッチのON抵抗を高くしなくても、選択回路11aがない従来方法と比べると、効果は小さいながらも前記両方の振る舞いが実現されることになる。
Further, if the ON resistance of each transistor switch or one of the transistor switches in the selection circuit 11a in FIG. 3 is designed to be high, another circuit characteristic can be obtained.
For example, when the circuit of FIG. 2A is applied as the selection circuit 11a, the ON resistance of the transistor switch on the first input signal (in1) side (for example, corresponding to TS2 of FIG. 2A) is high. Equivalent to a circuit (refer to Patent Document 1) in which an integration circuit is inserted in the second gate G2 of the four-terminal double-gate field effect transistor X1 (21) to delay rise and fall (hereinafter referred to as an integration circuit mode); Although the S factor is larger than that in the three-terminal mode, the S factor is smaller than in the case where a constant potential is applied to the second gate G2 in the four-terminal mode. In addition, since the threshold voltage can be shifted in the positive direction at the time of rising, the noise margin can be increased.
On the other hand, when the ON resistance of the transistor switch (for example, TS1 in FIG. 2A) on the second input signal (in2) side is high, the second terminal of the four-terminal double-gate field effect transistor X1 (21). It becomes equivalent to a circuit (see Patent Document 2) in which a differentiation circuit is inserted into the gate G2 (hereinafter referred to as differentiation circuit mode), and Ion cannot be increased in a steady state, but a constant potential is applied to the second gate in the 4-terminal mode. Since the S factor is smaller than the case where the capacitance of the second gate G2 is given, the capacity of the second gate G2 is not directly charged by the input signal, resulting in low power consumption. Of course, when the ON resistances of the transistor switches on both the first input signal (in1) side and the second input signal (in2) side are high, both of the above behaviors can be realized. Even if the ON resistance of the transistor switch is not consciously increased, both of the above behaviors can be realized although the effect is small as compared with the conventional method without the selection circuit 11a.
図4は本発明の実施例3の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたCMOSトランジスタ回路の構成図である。
図4の回路は、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(22)およびX2(23)で構成されたCMOSインバータ回路Aに、トランジスタスイッチTS1(24)、TS2(25)、TS3(26)、TS4(27)を追加し、メモリ15の内容によってX1(22)およびX2(23)で構成されたCMOSインバータ回路Aを3端子モードあるいは4端子モードで動作させる性能制御可能CMOSインバータ回路Aである。
トランジスタスイッチTS1(24)は入力信号in1端子と4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2(23)の第2ゲートに接続され、
トランジスタスイッチTS2(25)は入力信号in1端子と4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2(22)の第2ゲートに接続され、
トランジスタスイッチTS3(26)は入力信号in2p端子と4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2(23)の第2ゲートに接続され、
トランジスタスイッチTS4(27)は入力信号in2n端子と4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(22)の第2ゲートに接続され、
メモリmem15は、直接トランジスタスイッチTS1(24)とTS2(25)のゲートに接続されると共にインバータ16を介してトランジスタスイッチTS3(26)とTS4(27)のゲートに接続されている。
FIG. 4 is a configuration diagram of a CMOS transistor circuit using the double gate field effect transistor according to the third embodiment of the present invention.
The circuit of FIG. 4 includes a CMOS inverter circuit A composed of four-terminal double-gate field effect transistors X1 (22) and X2 (23), and transistor switches TS1 (24), TS2 (25), TS3 (26), This is a CMOS inverter circuit A capable of performance control, in which TS4 (27) is added and the CMOS inverter circuit A configured by X1 (22) and X2 (23) is operated in the three-terminal mode or the four-terminal mode depending on the contents of the
The transistor switch TS1 (24) is connected to the input signal in1 terminal and the second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X2 (23),
The transistor switch TS2 (25) is connected to the input signal in1 terminal and the second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X2 (22),
The transistor switch TS3 (26) is connected to the input signal in2p terminal and the second gate of the 4-terminal double gate field effect transistor X2 (23),
The transistor switch TS4 (27) is connected to the input signal in2n terminal and the second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X1 (22),
The memory mem15 is directly connected to the gates of the transistor switches TS1 (24) and TS2 (25) and is connected to the gates of the transistor switches TS3 (26) and TS4 (27) via the
CMOSインバータ回路Aは、n型MOSトランジスタX2(23)のドレインとp型MOSトランジスタX1(22)のソースを接続し、入力信号in1を両トランジスタの第1ゲートin1に入力し、各入力信号in2p、in2nを選択的に両トランジスタの第2ゲートin1に入力するように構成する。
例えば、メモリ15の出力がON信号ならば、トランジスタスイッチTS1(24)およびTS2(25)がONになりトランジスタスイッチX1(22)およびX2(23)の第2ゲートに入力信号in1が加えられ3端子モードのCMOSインバータ回路として動作し、メモリ15の出力がOFF信号ならば、トランジスタスイッチTS3(26)およびTS4(27)がONになり、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2(23)には入力信号in2pが加えられ、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(22)は入力信号in2nが加えられる4端子モードのCMOSインバータ回路として動作する。もちろん、各トランジスタスイッチのON抵抗を高く設定すれば、微分回路モードや積分回路モードも設定することができる。
The CMOS inverter circuit A connects the drain of the n-type MOS transistor X2 (23) and the source of the p-type MOS transistor X1 (22), inputs the input signal in1 to the first gate in1 of both transistors, and inputs each input signal in2p. , In2n are selectively input to the second gate in1 of both transistors.
For example, if the output of the
なお、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2(23)は機能ブロック10b、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(22)は機能ブロック10cとして記載可能である。また、トランジスタスイッチTS1(24)とTS3(26)で一つの選択回路11b、トランジスタスイッチTS2(25)とTS4(27)で一つの選択回路11cとしても記載可能であるが、メモリ15およびインバータ回路16の削減のためにトランジスタスイッチレベルで記載しており、以降も同様の理由でトランジスタスイッチを用いて記載する。
また、図4の回路を図3の回路と対比すると、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2(23)の機能ブロック10bとトランジスタスイッチTS1(24)およびTS3(26)の選択回路11bからなる回路は、4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1(22)に対し、Lord(負荷)として機能する。
図2〜図4に例示したことからわかるように、図5以下の実施例に於いても図1の例示のように、機能ブロックと選択回路の組み合わせから構成される。
The 4-terminal double gate field effect transistor X2 (23) can be described as the
4 is compared with the circuit of FIG. 3, the circuit is composed of the
As can be seen from the examples shown in FIGS. 2 to 4, the embodiments shown in FIG. 5 and the subsequent examples are also composed of combinations of functional blocks and selection circuits as shown in FIG. 1.
図5は本発明の実施例4の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたCMOSトランジスタ回路の構成図である。
図5の回路では、図4の性能制御可能CMOSインバータ回路Aを2段に直列に接続しバッファ回路を構成している。図5の回路の説明は図4の説明を援用し、ここでは省略する。図5の回路は、メモリ15に記憶されている制御内容によって前段および後段のCMOSインバータ回路の動作および動作モードが制御される。
FIG. 5 is a configuration diagram of a CMOS transistor circuit using a double gate field effect transistor according to a fourth embodiment of the present invention.
In the circuit of FIG. 5, the performance-controllable CMOS inverter circuit A of FIG. 4 is connected in series in two stages to constitute a buffer circuit. The description of the circuit of FIG. 5 uses the description of FIG. 4 and is omitted here. In the circuit of FIG. 5, the operation and operation mode of the front-stage and rear-stage CMOS inverter circuits are controlled according to the control contents stored in the
図6は本発明の実施例5の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたCMOSトランジスタ回路の構成図である。
図6のCMOSトランジスタ回路は、
二重ゲート電界効果トランジスタX1およびX2で構成されたCMOSインバータ回路に、トランジスタスイッチTS1、TS2、TS3、TS4を追加し、メモリ15の内容によって二重ゲート電界効果トランジスタX1およびX2で構成されたCMOSインバータ回路を異なる4端子モードで動作させる第2の性能制御可能CMOSインバータ回路Bである。
トランジスタスイッチTS1は入力信号in2p2端子と4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2の第2ゲートに接続され、
トランジスタスイッチTS2は入力信号in2n2端子と4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2の第2ゲートに接続され、
トランジスタスイッチTS3は入力信号in2p1端子と4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2の第2ゲートに接続され、
トランジスタスイッチTS4は入力信号in2n1端子と4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1の第2ゲートに接続され、
メモリmem15は、直接トランジスタスイッチTS1とTS2のゲートに接続されると共にインバータ16を介してトランジスタスイッチTS3とTS4のゲートに接続されている。
FIG. 6 is a configuration diagram of a CMOS transistor circuit using a double gate field effect transistor according to a fifth embodiment of the present invention.
The CMOS transistor circuit of FIG.
Transistor switches TS1, TS2, TS3, TS4 are added to the CMOS inverter circuit composed of the double gate field effect transistors X1 and X2, and the CMOS composed of the double gate field effect transistors X1 and X2 according to the contents of the
The transistor switch TS1 is connected to the input signal in2p2 terminal and the second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X2,
The transistor switch TS2 is connected to the input signal in2n2 terminal and the second gate of the 4-terminal double gate field effect transistor X2,
The transistor switch TS3 is connected to the input signal in2p1 terminal and the second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X2,
The transistor switch TS4 is connected to the input signal in2n1 terminal and the second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X1,
The memory mem15 is directly connected to the gates of the transistor switches TS1 and TS2, and is connected to the gates of the transistor switches TS3 and TS4 via the
トランジスタスイッチTS1とTS2は抵抗としてはたらく。
例えば、メモリ15の出力がON信号ならば、トランジスタスイッチTS1およびTS2がONになり二重ゲート電界効果トランジスタX2には入力信号in2p2が加えられ、二重ゲート電界効果トランジスタX1には入力信号in2n2が加えられる4端子モードのCMOSインバータ回路として動作する。
メモリ15の出力がOFF信号ならば、トランジスタスイッチTS3およびTS4がONになり、二重ゲート電界効果トランジスタX2には入力信号in2p1が加えられ、二重ゲート電界効果トランジスタX1には入力信号in2n1が加えられる4端子モードのCMOSインバータ回路として動作する。
4つの入力信号in2n1、in2p1、in2n2、in2p2を用いることによって、性能の異なる4端子モードのCMOSインバータ回路が実現できるほか、片方の組(例えばトランジスタスイッチTS1およびTS2のトランジスタスイッチのON抵抗を高く設計しておくことにより、普通の4端子モードと微分回路モードとを切り替えることが可能となる。
なお、片方の組を微分回路モードとする場合で、もう一方の4端子モードと同じ電圧で動作させる場合は入力信号in2n2とin2p2はなくてもよく、それぞれ入力信号in2n1とin2p1を加える。
Transistor switches TS1 and TS2 serve as resistors.
For example, if the output of the
If the output of the
By using four input signals in2n1, in2p1, in2n2, and in2p2, a 4-terminal mode CMOS inverter circuit with different performance can be realized, and one of the sets (eg, transistor switches TS1 and TS2 transistor switch ON resistance is designed to be high) By doing so, it is possible to switch between the normal 4-terminal mode and the differentiation circuit mode.
In the case where one set is set to the differentiation circuit mode and the operation is performed with the same voltage as the other four-terminal mode, the input signals in2n2 and in2p2 may not be provided, and the input signals in2n1 and in2p1 are added, respectively.
図7は本発明の実施例6の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたCMOSトランジスタ回路の構成図である。
図7の回路は、図6の第2の性能制御可能CMOSインバータ回路Bと、図4の性能制御可能CMOSインバータ回路Aを直列接続状態に組み合わせたバッファ回路である。図7の回路の説明は図4の回路および図6の回路の説明を援用し、ここでは省略する。図7の回路の前段は図6の回路で構成し、後段は図4の回路で構成する。
前段を4端子モードあるいは微分回路モードにすることで、入力側の負荷容量を小さくすることができ、出力側を3端子モードにすればIonが高いバッファ回路となる。
FIG. 7 is a configuration diagram of a CMOS transistor circuit using the double gate field effect transistor according to the sixth embodiment of the present invention.
The circuit of FIG. 7 is a buffer circuit in which the second performance controllable CMOS inverter circuit B of FIG. 6 and the performance controllable CMOS inverter circuit A of FIG. 4 are combined in a serial connection state. The description of the circuit in FIG. 7 uses the description of the circuit in FIG. 4 and the circuit in FIG. 6 and is omitted here. The front stage of the circuit of FIG. 7 is configured by the circuit of FIG. 6, and the rear stage is configured by the circuit of FIG.
By setting the front stage to the 4-terminal mode or the differentiation circuit mode, the load capacity on the input side can be reduced, and if the output side is set to the 3-terminal mode, a buffer circuit having a high Ion is obtained.
図8は本発明の実施例7の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたCMOSトランジスタ回路の構成図である。
図8の回路は、3端子モードに固定された二重ゲート電界効果トランジスタで構成したCMOSインバータ回路Cと図4の性能制御可能CMOSインバータ回路とを組み合わせたバッファ回路である。CMOSインバータ回路Cは、図4のインバータ回路Aにおいて第1ゲートと第2ゲートを短絡した構成とする。
通常、後段のCMOSインバータ回路は駆動力を稼ぐためにゲート幅を大きく設計することが多いことからリーク電流の増加が懸念されるが、後段のCMOSインバータ回路を4端子モードに設定することができれば未使用時や大きな駆動能力を必要としない場合のリーク電流を抑えることができる。
FIG. 8 is a configuration diagram of a CMOS transistor circuit using the double gate field effect transistor according to the seventh embodiment of the present invention.
The circuit of FIG. 8 is a buffer circuit that combines the CMOS inverter circuit C composed of a double gate field effect transistor fixed in the three-terminal mode and the performance-controllable CMOS inverter circuit of FIG. The CMOS inverter circuit C has a configuration in which the first gate and the second gate are short-circuited in the inverter circuit A of FIG.
Usually, the CMOS inverter circuit at the latter stage is often designed to have a large gate width in order to increase the driving force, so there is a concern about an increase in leakage current. However, if the CMOS inverter circuit at the latter stage can be set to the 4-terminal mode. Leakage current when not in use or when large driving capability is not required can be suppressed.
図9は本発明の実施例8の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたCMOSトランジスタ回路の構成図である。
図9の回路は、図8の回路のCMOSインバータ回路Cにおけるそれぞれの二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートを図8のように第1ゲートと短絡させる代わりに抵抗R1、R2を介して入力信号in2n2、in2p2端子へ接続して微分回路モードに固定された二重ゲート電界効果トランジスタで構成したCMOSインバータ回路Dと図4の性能制御可能CMOSインバータ回路Aとを組み合わせたバッファ回路である。
(その他の例)
FIG. 9 is a configuration diagram of a CMOS transistor circuit using the double gate field effect transistor according to the eighth embodiment of the present invention.
In the circuit of FIG. 9, the second gate of each double-gate field effect transistor in the CMOS inverter circuit C of the circuit of FIG. 8 is input via resistors R1 and R2 instead of short-circuiting the first gate as shown in FIG. This is a buffer circuit combining the CMOS inverter circuit D composed of a double gate field effect transistor connected to the signals in2n2 and in2p2 terminals and fixed in the differentiation circuit mode, and the performance-controllable CMOS inverter circuit A of FIG.
(Other examples)
図5および図7〜図9までの実施例4、6〜8では、2段のCMOSインバータ回路を用いたバッファ回路を示したが、2段以上であれば任意の段数に構成することもできる。その場合の2〜n−1段目(nは正の整数で4以上の任意の段数とする)までのCMOSインバータ回路は、上記実施例で示したそれぞれの回路のあらゆる組み合わせで構成することもできる。 5 and FIGS. 7 to 9 show the buffer circuit using the two-stage CMOS inverter circuit in the fourth and sixth to eighth embodiments. However, the number of stages may be arbitrary as long as the number is two or more. . In this case, the CMOS inverter circuit up to the 2nd to (n-1) th stage (n is a positive integer and an arbitrary number of 4 or more) may be configured by any combination of the circuits shown in the above embodiments. it can.
本発明の二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路およびCMOSトランジスタ回路は、回路を構成する二重ゲート電界効果トランジスタの動作モードを、回路組み上げ後に適宜変更できるようにした二重ゲート電界効果トランジスタを用いたMOSトランジスタ回路およびCMOSトランジスタ回路の構成を特徴とするので、この特徴を有する技術に適用可能であり、例えば、電界効果トランジスタを用いたCMOS回路およびCMOSセルライブラリ、FPGAなどの再構成可能集積回路に適用可能である。 In the MOS transistor circuit and the CMOS transistor circuit using the double gate field effect transistor of the present invention, the operation mode of the double gate field effect transistor constituting the circuit can be appropriately changed after the circuit is assembled. Since it is characterized by the configuration of a MOS transistor circuit and a CMOS transistor circuit using transistors, it can be applied to a technology having this feature. For example, a CMOS circuit using a field effect transistor, a CMOS cell library, an FPGA, etc. It is applicable to possible integrated circuits.
10、10a、10b、10c 二重ゲート電界効果トランジスタを含む電界効果トランジスタで構成された機能ブロック
11、11a、11b、11c 選択回路
12 第1ゲートへの入力信号
13 第2ゲートへの入力信号候補
14 選択された第2ゲートへの入力信号
15 メモリ
16 インバータ回路
G1 第1ゲート
G2 第2ゲート
D ドレイン
S ソース
in1、in2n、in2p、in2n1、in2p1、in2n2、in2p2 入力信号
out 出力信号
Vdd、Vss 電源
TS1、TS2、TS3、TS4、TS5、TS6、TS7、TS8 トランジスタスイッチ
X1、X2、X3、X4 二重ゲート電界効果トランジスタ
R1、R2 抵抗
10, 10a, 10b, 10c Function blocks 11, 11a, 11b, 11c configured by field effect transistors including double gate field effect
Claims (14)
前記機能ブロック内の4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第1ゲートを第1の入力信号端子に接続し、前記機能ブロック内の前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートを選択回路の出力端子に接続し、前記選択回路の入力端子に前記第1の入力信号端子を含む異なる2つ以上の信号の入力信号端子を接続したことを特徴とするMOSトランジスタ回路。 A functional block composed of a field effect transistor including a four-terminal double gate field effect transistor, and a selection circuit;
A first gate of a four-terminal double-gate field effect transistor in the functional block is connected to a first input signal terminal, and a second gate of the four-terminal double-gate field effect transistor in the functional block is connected to a selection circuit. A MOS transistor circuit, characterized in that an input signal terminal for two or more different signals including the first input signal terminal is connected to an input terminal of the selection circuit.
前記2つのトランジスタスイッチのそれぞれの入力端を、前記異なる2つの信号の入力信号端子とし、
前記2つのトランジスタスイッチの共通に接続した出力端を、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートへ接続したことを特徴とする請求項1記載のMOSトランジスタ回路。 The selection circuit commonly connects the output terminals of two same-conductivity-type transistor switches, connects the memory to the gate of one of the transistor switches so that the contents can be read, and connects the memory to the gate of the other transistor switch. Are connected via an inverter so that the contents of the memory are inverted and read out,
The input terminals of the two transistor switches are used as input signal terminals for the two different signals,
2. The MOS transistor circuit according to claim 1, wherein an output terminal commonly connected to the two transistor switches is connected to a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor.
前記2つのトランジスタスイッチのそれぞれの入力端を、前記異なる2つの信号の入力信号端子に接続し、
前記2つのトランジスタスイッチの共通に接続した出力端を、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートへ接続したことを特徴とする請求項1記載のMOSトランジスタ回路。 The selection circuit commonly connects the output terminals of two different conductivity type transistor switches, and connects the memory to the gates of both of the transistor switches so that the contents can be read.
Each input terminal of the two transistor switches is connected to an input signal terminal of the two different signals,
2. The MOS transistor circuit according to claim 1, wherein an output terminal commonly connected to the two transistor switches is connected to a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor.
前記一方のトランスミッションゲート型トランジスタスイッチであるNチャネルの電界効果トランジスタのゲートと前記他方のトランスミッション型トランジスタスイッチであるPチャネルの電界効果トランジスタのゲートにメモリをその内容を読み出し可能に接続し、前記一方のトランスミッションゲート型トランジスタスイッチであるPチャネルの電界効果トランジスタのゲートと前記他方のトランスミッション型トランジスタスイッチであるNチャネルの電界効果トランジスタのゲートをインバータを介して接続して前記メモリの内容が反転して読み出されるように構成し、
前記2つのトランスミッション型トランジスタスイッチのそれぞれの入力端を、前記異なる2つの信号の入力信号端子とし、
前記2つのトランスミッション型トランジスタスイッチの共通に接続した出力端を、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタの第2ゲートへ接続したことを特徴とする請求項1記載のMOSトランジスタ回路。 The selection circuit commonly connects the output terminals of two identical transmission gate type transistor switches in which N-channel and P-channel field effect transistors are connected in parallel.
A memory is connected to the gate of the N-channel field effect transistor which is the one transmission gate type transistor switch and the gate of the P-channel field effect transistor which is the other transmission type transistor switch so that the contents can be read. The gate of a P-channel field effect transistor, which is a transmission gate type transistor switch, and the gate of an N-channel field effect transistor, which is the other transmission type transistor switch, are connected via an inverter to invert the contents of the memory. Configured to be read,
Each input terminal of the two transmission type transistor switches is used as an input signal terminal for the two different signals,
2. The MOS transistor circuit according to claim 1, wherein an output terminal commonly connected to the two transmission type transistor switches is connected to a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor.
前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1およびX2を組み合わせてCMOSインバータ回路を構成し、
それぞれトランジスタからなる4つのトランジスタスイッチTS1、TS2、TS3およびTS4をメモリの内容を選択的に読み出すことによって前記CMOSインバータ回路を3端子モードあるいは4端子モードで動作するように接続したCMOSインバータ回路であって、
前記一方の4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2のソースと前記他方の4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1のドレインを接続して出力端とし、前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2およびX1の両第1ゲートを接続して入力端とし、
前記トランジスタスイッチTS1は第1入力信号端子と前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2の第2ゲートに接続され、
前記トランジスタスイッチTS2は第1入力信号端子と前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1の第2ゲートに接続され、
前記トランジスタスイッチTS3は第2入力信号端子と前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX2の第2ゲートに接続され、
前記トランジスタスイッチTS4は第3入力信号端子と前記4端子二重ゲート電界効果トランジスタX1の第2ゲートに接続され、
前記メモリは、直接前記トランジスタスイッチTS1および前記トランジスタスイッチTS2のゲートに接続されると共にインバータを介して前記トランジスタスイッチTS3と前記トランジスタスイッチTS4のゲートに接続され、
前記第1乃至第3入力信号端子からの各入力信号を選択的に前記トランジスタスイッチTS1およびTS2またはTS3およびTS4両トランジスタの第2ゲートに入力するように構成したことを特徴とするCMOSトランジスタ回路。 Two said MOS transistor circuits of any one of Claims 1 thru | or 8, The 4-terminal double gate field effect transistor is made into the mutually different conductivity type,
Combining the 4-terminal double gate field effect transistors X1 and X2 to form a CMOS inverter circuit,
A CMOS inverter circuit in which the CMOS inverter circuit is connected to operate in a three-terminal mode or a four-terminal mode by selectively reading out the memory contents of four transistor switches TS1, TS2, TS3, and TS4 each consisting of a transistor. And
The source of the one four-terminal double-gate field effect transistor X2 and the drain of the other four-terminal double-gate field effect transistor X1 are connected to form an output terminal, and the four-terminal double-gate field effect transistors X2 and X1 Connect both first gates as input terminals,
The transistor switch TS1 is connected to a first input signal terminal and a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X2,
The transistor switch TS2 is connected to a first input signal terminal and a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X1,
The transistor switch TS3 is connected to a second input signal terminal and a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X2,
The transistor switch TS4 is connected to a third input signal terminal and a second gate of the four-terminal double gate field effect transistor X1,
The memory is directly connected to the gates of the transistor switch TS1 and the transistor switch TS2, and is connected to the gates of the transistor switch TS3 and the transistor switch TS4 via an inverter.
A CMOS transistor circuit configured to selectively input respective input signals from the first to third input signal terminals to the second gates of the transistor switches TS1 and TS2 or TS3 and TS4.
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