JP2010178307A - Digital filter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、デジタル無線通信装置の送信部において、ベースバンド信号の帯域制限に用いるFIR(Finite Impulse Response)型のデジタルフィルタに関する。 The present invention relates to an FIR (Finite Impulse Response) type digital filter used for band limiting of a baseband signal in a transmitter of a digital wireless communication apparatus.
直交変調によりデータを伝送するデジタル無線通信装置の送信部においては、通常、ベースバンド信号の帯域を制限するために、FIR型のデジタルフィルタを使用する。 In a transmission unit of a digital wireless communication apparatus that transmits data by orthogonal modulation, an FIR type digital filter is usually used to limit the band of a baseband signal.
従来のFIR型デジタルフィルタは、タップ数をNとすると、それぞれ1サンプリング期間の遅延を生じさせるN個の遅延器と、入力データ及び各遅延器の出力に対してそれぞれタップ係数を乗算する(N+1)個の乗算器と、各乗算器の出力を順次加算してRFI出力を得るN個の加算器とから構成される。1タップは、1つの遅延器と、それに対応する乗算器及び加算器とで構成される(特許文献1参照)。 In the conventional FIR type digital filter, assuming that the number of taps is N, N delay units each causing a delay of one sampling period, and the input data and the output of each delay unit are respectively multiplied by tap coefficients (N + 1). ) Multipliers and N adders that sequentially add the outputs of the multipliers to obtain the RFI output. One tap is composed of one delay device, a multiplier and an adder corresponding to the delay device (see Patent Document 1).
FIR型デジタルフィルタにおいて、タップ数は、必要とするフィルタ特性を満足する最小のタップ数以上で、かつ、符号化したデータを構成するサンプル数の整数倍とする必要がある。例えば、通過域が40[KHz]で減衰量が100[KHz]に対して−70[dB]以下となるロー・パス・フィルタを設計する場合、最低でも百以上のタップ数を必要とする。 In the FIR type digital filter, the number of taps needs to be equal to or larger than the minimum number of taps satisfying the required filter characteristics and an integer multiple of the number of samples constituting the encoded data. For example, when designing a low pass filter having a pass band of 40 [KHz] and an attenuation of −70 [dB] or less with respect to 100 [KHz], at least a hundred or more taps are required.
従来のFIR型デジタルフィルタは、タップ数が増えるに従い、遅延器、乗算器及び加算器の個数が増えるため、フィルタ全体の回路規模が大きくならざるを得ない。 In the conventional FIR type digital filter, the number of delay units, multipliers and adders increases as the number of taps increases, and thus the circuit scale of the entire filter must be increased.
本発明はこのような事情に基づいてなされたもので、その目的とするところは、タップ数の増減に係らず回路規模を小さく一定にでき、安価なFIR型のデジタルフィルタを提供しようとするものである。 The present invention has been made based on such circumstances, and an object of the present invention is to provide an inexpensive FIR type digital filter that can keep the circuit scale small and constant regardless of the increase or decrease in the number of taps. It is.
本発明のデジタルフィルタは、符号化したデータを構成するサンプル数の整数倍のタップ数を有するFIR型デジタルフィルタの各タップに係るタップ係数と符号化したデータとの積和演算結果を示すFIR出力データを記憶するメモリと、符号化したデータを時系列に並べて送信符号パターンを生成する送信符号パターン生成部と、送信符号パターン生成部で生成された送信符号パターンに応じたFIR出力データを、サンプリングクロックに同期してメモリから読み出す読出手段とを備える。 The digital filter of the present invention has an FIR output indicating a product-sum operation result of the tap coefficient associated with each tap of the FIR type digital filter having a tap number that is an integral multiple of the number of samples constituting the encoded data and the encoded data. A memory for storing data, a transmission code pattern generation unit for generating a transmission code pattern by arranging encoded data in time series, and sampling FIR output data corresponding to the transmission code pattern generated by the transmission code pattern generation unit And reading means for reading from the memory in synchronization with the clock.
かかる手段を講じた本発明によれば、タップ数の増減に係らず回路規模を小さく一定にでき、安価なFIR型のデジタルフィルタを提供できる。 According to the present invention in which such a measure is taken, it is possible to provide a low-cost FIR digital filter that can keep the circuit scale small and constant regardless of the increase or decrease in the number of taps.
以下、本発明に係る一実施形態を、図面を用いて説明する。
本実施形態は、直交変調によりデータを伝送するデジタル無線通信装置の送信部において、ベースバンド信号の帯域を制限するためのFIR型のデジタルフィルタ(本実施形態では、説明の便宜上、FIRフィルタと称する)に、本発明を適用した場合である。
Hereinafter, an embodiment according to the present invention will be described with reference to the drawings.
In the present embodiment, an FIR type digital filter for limiting the band of a baseband signal in a transmission unit of a digital wireless communication apparatus that transmits data by orthogonal modulation (in this embodiment, for convenience of explanation, this is referred to as an FIR filter). ) Is a case where the present invention is applied.
前記送信部の回路構成を、図1のブロック図にて示す。制御部1は、インターフェイス2を介して接続されるホスト機器からデータ送信指令を受けると、送信データを符号化部3に出力する。
The circuit configuration of the transmitter is shown in the block diagram of FIG. When receiving a data transmission command from a host device connected via the
符号化部3は、所定の通信速度に応じて、制御部1から出力される送信データ“0”または“1”を符号化する。符号化方式は、標準的なNRZ(non return to zero)符号化方式であり、送信データの“0”を“Low”、“1”を“High”に割り当てる。符号化されたデータシンボル、いわゆる送信符号データは、ベースバンド信号として本発明に係るFIRフィルタ4に供給される。
The
FIRフィルタ4は、不要な周波数帯域の電波が放出されないように、ベースバンド信号の帯域を制限する。帯域が制限されたベースバンド信号は、ベースバンド信号Iとベースバンド信号Qとに分けられ、サンプリングクロック発生部5から発生されるサンプリングクロックに同期して、I系統のデジタル・アナログコンバータ6-1とQ系統のデジタル・アナログコンバータ6-2とにそれぞれ供給される。
The
デジタル・アナログコンバータ6-1.6-2は、ベースバンド信号Iまたはベースバンド信号Qをアナログ信号に変換する。アナログ信号に変換されたベースバンド信号Iまたはベースバンド信号Qは、それぞれアンチエイリングフィルタの役割を果たすロー・パス・フィルタ7-1,7-2で,サンプリング周波数の1/2を超える周波数成分が除去される。さらに、ベースバンド信号I,Qは、アンプ8-1,8-2で増幅された後、変調器9に供給される。
The digital / analog converter 6-1.6-2 converts the baseband signal I or the baseband signal Q into an analog signal. The baseband signal I or baseband signal Q converted into an analog signal is a low-pass filter 7-1 or 7-2 that plays the role of an anti-aliasing filter, and has a frequency component exceeding 1/2 of the sampling frequency. Removed. Further, the baseband signals I and Q are amplified by the amplifiers 8-1 and 8-2 and then supplied to the
変調器9は、ベースバンド信号Iと搬送波信号とを乗算器91で乗算して、同相成分Iを生成する。また、ベースバンドQ信号と90度移相器93で位相が90度ずれた搬送波信号とを乗算器91で乗算して、直交成分Qを生成する。さらに、同相成分Iと直交成分Qとをミキサ94で合成して、変調信号を生成する。変調信号は、パワーアンプ10で所定の出力に増幅され、ロー・パス・フィルタ11でさらに低周波成分が除去された後、アンテナ12から電波として放射される。
The
上記FIRフィルタ4の回路構成を、図2のブロック図にて示す。送信符号パターン生成部41は、符号化部3から供給される送信符号データを時系列に並べることで、送信符号パターンを生成する。送信符号パターン生成部41は、図2に示すように、送信符号データを時系列に並べるためのシフトレジスタで構成する。
The circuit configuration of the
アドレス選択部42は、送信符号パターン生成部41で生成される送信符号パターンに基づいて、FIR出力メモリ43からデータを読み出すためのアドレスを選択する。そして、サンプリングクロック発生部5から発生されるサンプリングクロックに同期して、FIR出力メモリ43からその選択したアドレスのデータを読み出す(読出手段)。FIR出力メモリ43から読み出されたデータは、デジタル・アナログコンバータ6-1.6-2に出力される。
The
FIR出力メモリ43は、FIR出力データを記憶する。FIR出力データは、所望のフィルタ特性を有するFIRフィルタ4のタップ係数に基づいて作成される。以下、FIR出力データの作成手順について説明する。
The
先ず、FIRフィルタ4のタップ数の決め方について説明する。FIRフィルタは、最小二乗平均法等の公知のアルゴリズムに基づいて設計する。この際、最小のタップ数は、必要とするフィルタ特性に応じて決まる。本実施の形態では、必要とするフィルタ特性を満足する最小タップ数以上で、かつ、送信符号データを構成するサンプル数の整数倍となるタップ数のFIRフィルタ4を設計する。
First, how to determine the number of taps of the
ここで、説明の便宜上、送信部は、データ通信速度を80kbps、サンプリングクロックの周波数fsを2MHzとする。この場合、符号化部3は、図4に示すように、送信データの“0”または“1”を25個のサンプルポイントでサンプリングし、データシンボル“Low”または“High”へ符号化する。この符号化されたデータシンボル、すなわち送信符号データ“Low”または“High”の長さは、それぞれ12.5μsecである。
Here, for convenience of explanation, it is assumed that the transmission unit has a data communication speed of 80 kbps and a sampling clock frequency fs of 2 MHz. In this case, as shown in FIG. 4, the
また、FIRフィルタ4は、図5に示すように、通過域が40KHz、減衰量が100KHzで−70dB以下となるロー・パス・フィルタとする。このようなフィルタ特性を有するFIRフィルタ4の場合、最低でも100個以上のタップ数を必要とする。そこで本実施の形態では、図4で説明した送信符号データのサンプル数「25」の5倍となる「125」をタップ数とし、このタップ数「125」を有するFIRフィルタ4を設計する。
Further, as shown in FIG. 5, the
次に、FIR出力メモリ43に格納するFIR出力データの演算方法について説明する。タップ数「125」を有するFIRフィルタ4の各タップ係数をa(k)(ただしkは、0≦k≦124の整数)とする。この場合、送信符号データを構成するi番目の入力サンプルX(i)に対するFIRフィルタ4の出力Y(i)は、次の式[数1]で算出される。
そこで、i番目から(i+24)番目までの25個の入力サンプルX(i)〜X(i+24)について、式[数1]により、FIRフィルタ4の出力Y(i)〜Y(i+24)を算出する。 Therefore, for the 25 input samples X (i) to X (i + 24) from the i-th to the (i + 24) -th, the outputs Y (i) to Y ( i + 24) is calculated.
本実施の形態では、FIRフィルタ4のタップ数が「125」であり、1つの送信符号データのサンプル数が「25」である。このため、FIRフィルタ4には、符号化部3から順次供給され、転送される送信符号データ(“High”→“1”または“Low”→“0”)が5データ分、履歴として保持される。この状態で、次の1データX(i)〜(i+24)が供給されると、サンプリングクロックに同期してFIRフィルタ4からデータY(i)〜Y(i+24)が出力される。
In the present embodiment, the number of taps of the
FIRフィルタ4内に履歴として保持される5つの送信符号データを発生順に[D5,D4,D3,D2,D1]とする。このとき、次の送信符号データD0がFIRフィルタ4に入力されたときのFIR出力データY(i)〜Y(i+24)は、“1”または“0”である6つの送信符号データ[D5,D4,D3,D2,D1,D0]の組合せパターン数、すなわち[000000],[000001],…,[111111]の64通りある。そこで、式[数1]を用いて、これら64通りの送信符号パターン毎にFIR出力データY(i)〜Y(i+24)を算出する。そして、パターン毎に算出されたFIR出力データY(i)〜Y(i+24)を、FIR出力メモリ43に格納する。このように、FIR出力データY(i)〜Y(i+24)は、送信符号パターンに基づいて一義的に決定される。
The five transmission code data held as history in the
FIR出力メモリ43の一例を、図6に示す。また、このFIR出力メモリ43に対してアドレス選択部42が有するデータテーブル42Tの一例を、図7に示す。
図6及び図7において、P0〜P63は、送信符号パターンの識別子を示す。識別子P0は、送信符号データ[D5,D4,D3,D2,D1,D0]が[000000]の送信符号パターンに対応し、識別子P1は、[000001]の送信符号パターンに対応する。識別子P63は、[111111]に対応する。以下では、識別子P0〜P63を、送信符号パターンP0〜P63と称する。
An example of the
6 and 7, P0 to P63 indicate identifiers of transmission code patterns. The identifier P0 corresponds to a transmission code pattern whose transmission code data [D5, D4, D3, D2, D1, D0] is [000000], and the identifier P1 corresponds to a transmission code pattern of [000001]. The identifier P63 corresponds to [111111]. Hereinafter, the identifiers P0 to P63 are referred to as transmission code patterns P0 to P63.
また、FIR出力データY(p,i)のpは、送信符号パターンP0〜P63の添え字0〜63を示す。FIR出力データY(0,0)は、送信符号パターンP0のFIR出力データY(0)を示し、FIR出力データY(0,1)は、送信符号パターンP0のFIR出力データY(1)を示す。他のFIR出力データY(0,2)〜Y(63,24)についても同様である。
Further, p in the FIR output data Y (p, i) indicates
1つの送信符号パターンPn(nは0≦n≦63)に対応するFIR出力データは、サンプル数「25」のデータY(n,0)〜Y(n,24)からなる。FIR出力メモリ43は、1つの送信符号パターンPnに対応したサンプル数「25」のFIR出力データY(n,0)〜Y(n,24)を、連続するアドレス領域に記憶する。データテーブル42Tでは、送信符号パターンPn毎に、そのパターンPnに対応した先頭のFIR出力データY(n,0)が格納されたメモリ43のアドレスと、最終のFIR出力データY(n,24)が格納されたメモリ43のアドレスとを記憶する。
The FIR output data corresponding to one transmission code pattern Pn (n is 0 ≦ n ≦ 63) is composed of data Y (n, 0) to Y (n, 24) with the number of samples “25”. The
上述したように、送信符号パターンは、6ビットの組合せである。したがって、送信符号パターン生成部41は、図3に示すように、6つの送信符号データ[D5,D4,D3,D2,D1,D0]を時系列に記憶可能な6段のシフトレジスタで構成すればよい。以下、シフトレジスタにおいて、送信符号データD5を記憶するエリアをセルS5、送信符号データD4を記憶するエリアをセルS4、送信符号データD3を記憶するエリアをセルS3、送信符号データD2を記憶するエリアをセルS2、送信符号データD1を記憶するエリアをセルS1、送信符号データD0を記憶するエリアをセルS0と称する。
As described above, the transmission code pattern is a 6-bit combination. Therefore, as shown in FIG. 3, the transmission code
次に、FIRフィルタ4の動作を、図8の流れ図を用いて説明する。符号化部3にて符号化された1ビットの送信符号データD0がFIRフィルタ4に入力されると(ST1)、送信符号パターン生成部41は、この送信符号データD0をシフトレジスタのセルS0に記憶する(ST2)。なお、シフトレジスタの各セルS5〜S0は、初期状態では全て“0”が格納されている。
Next, the operation of the
シフトレジスタのセルS0に送信符号データD0がセットされると、アドレス選択部42は、シフトレジスタの各セルS5〜S0のデータD5〜D0を送信符号パターンPnとして読み出す(ST3)。アドレス選択部42は、データテーブル42Tを検索し、送信符号パターンPnに対応した先頭アドレスと最終アドレスを選択する(ST4)。そして、先頭アドレスをデータAに代入し、最終アドレスをデータBに代入する(ST5)。
When the transmission code data D0 is set in the shift register cell S0, the
アドレス選択部42は、サンプリングクロック発生部5からサンプリングクロックが入力されるのを待機する(ST6)。サンプリングクロックが入力されると(ST6のYES)、アドレス選択部42は、FIR出力メモリ43からデータAに一致するアドレスAのFIR出力データY(p,i)を読み出す(ST7)。そして、このFIR出力データY(p,i)を、デジタル・アナログコンバータ6-1,6-2に出力させる(ST8:読出手段)。
The
FIR出力データY(p,i)が出力されたならば、アドレス選択部42は、データAに“1”を加算する(ST9)。そして、データAがデータBを超えたか否かを判断する(ST10)。越えていない場合(ST10のNO)、すなわち、読み出したFIR出力データY(p,i)が格納されているアドレスの次のアドレスが最終アドレスを越えていない場合には、アドレス選択部42は、次のサンプリンググクロックが入力されるのを待機する(ST6)。サンプリングクロックが入力されると(ST6のYES)、アドレス選択部42は、上記ST7〜ST10の処理を繰り返す。
If the FIR output data Y (p, i) is output, the
データAがデータBを超えた場合(ST10のYES)、すなわち、直前に読み出したFIR出力データY(p,i)が格納されているアドレスが最終アドレスであった場合には、送信符号パターン生成部41は、シフトレジスタの各セルS0〜S4のデータD0〜D4を、それぞれ上位のセルS1〜S5に順次シフトする(ST11)。
When the data A exceeds the data B (YES in ST10), that is, when the address storing the FIR output data Y (p, i) read immediately before is the final address, the transmission code pattern is generated. The
以後、符号化部3にて符号化された1ビットの送信符号データD0がFIRフィルタ4に入力される毎に、FIRフィルタ4は、ST1〜ST11の動作を繰り返す。
Thereafter, every time 1-bit transmission code data D0 encoded by the
今、制御部1から送信データ“01110101111”が出力された場合を想定する。この場合、符号化部3では、上記送信データが符号化されて、“0”,“1”,“1”,“1”,“0”,“1”,“0”,“1”,“1”,“1”,“1”の計11ビットの送信符号データがFIRフィルタ4に順次入力される。
Assume that the transmission data “01110101111” is output from the
先頭ビットの送信符号データ“0”がFIRフィルタ4に入力されると、送信符号パターン生成部41は、シフトレジスタの初期値をすべて“0”としているので、[000000]の送信符号パターンP0を生成する。図6及び図7を参照すると、送信符号パターンP0の先頭アドレスは[0000]であり、最終アドレスは[0024]である。したがって、アドレス選択部42は、FIR出力メモリ43からアドレス[0000]〜[0024]までのFIR出力データY(0,0)〜Y(0,24)を順次読み出す。FIR出力メモリ43から読み出されたFIR出力データY(0,0)〜Y(0,24)は、デジタル・アナログコンバータ6-1,6-2に順次出力される。
When transmission code data “0” of the first bit is input to the
次ビットの送信符号データ“1”がFIRフィルタ4に入力されると、送信符号パターン生成部41は、[000001]の送信符号パターンP1を生成する。図6及び図7を参照すると、送信符号パターンP1の先頭アドレスは[0025]であり、最終アドレスは[0049]である。したがって、アドレス選択部42は、FIR出力メモリ43からアドレス[0025]〜[0049]までのFIR出力データY(1,0)〜Y(1,24)を順次読み出す。FIR出力メモリ43から読み出されたFIR出力データY(1,0)〜Y(1,24)は、デジタル・アナログコンバータ6-1,6-2に順次出力される。
When the transmission code data “1” of the next bit is input to the
以後の送信符号データ“1”,“1”,“0”,“1”,“0”,“1”,“1”,“1” ,“1”についても、FIRフィルタ4は、同様に処理する。なお、最終ビットの送信符号データ“1”がFIRフィルタ4に入力され、[101111]の送信符号パターンP47が生成されると、送信符号データの入力は完了するが、帯域制限のために、それ以降は、データ“0”を送信符号パターン生成部41のシフトレジスタに格納する。
The
図9は、制御部1から送信データD“01110101111”が出力された場合のFIRフィルタ4の出力信号Eを示す。送信データDが帯域制限前であり、出力信号FがFIRフィルタ4によって帯域制限された信号である。
FIG. 9 shows an output signal E of the
このように本実施の形態によれば、予め記憶しておいたFIRフィルタ4の出力演算結果を、符号化したデータを時系列に並べて生成される送信符号パターンに応じてメモリ43から読み出すことにより、FIRフィルタ4としての処理を行うので、乗算器及び加算器の必要がなくなる。したがって、タップ数の増減に係らず回路規模を小さく一定にすることができ、安価なFIR型のデジタルフィルタを提供することができる。
As described above, according to the present embodiment, the output calculation result of the
なお、この発明は前記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
例えば、前記実施形態では、送信部のデータ通信速度を80kbps、サンプリングクロックの周波数fsを2MHzとした場合を例示したが、本発明はこれに限定されるものではない。また、異なる通信速度や変調方式毎にそれぞれFIR出力データを算出してFIR出力メモリ43に格納してもよい。この際、FIR出力メモリ43の領域を、異なる通信速度や変調方式毎に区分し、アドレス選択部42は、通信速度や変調方式を判別して領域を選択し、その領域内のアドレスを指定するようにしてもよい。
For example, in the embodiment, the case where the data communication speed of the transmission unit is 80 kbps and the frequency fs of the sampling clock is 2 MHz is exemplified, but the present invention is not limited to this. Further, FIR output data may be calculated for each of different communication speeds and modulation methods and stored in the
この他、前記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態に亘る構成要素を組合わせてもよい。 In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, the constituent elements over different embodiments may be combined.
1…制御部、3…符号化部、4…FIRフィルタ、5…サンプリングクロック発生部、6-1、6-2…デジタル・アナログコンバータ、41…送信符号パターン生成部、42…アドレス選択部、43…FIR出力メモリ。
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記符号化したデータを時系列に並べて送信符号パターンを生成する送信符号パターン生成部と、
前記送信符号パターン生成部で生成された送信符号パターンに応じた前記FIR出力データを、サンプリングクロックに同期して前記メモリから読み出す読出手段と、
を具備したことを特徴とするデジタルフィルタ。 A memory for storing FIR output data indicating a product-sum operation result of a tap coefficient associated with each tap of the FIR type digital filter having a tap number that is an integral multiple of the number of samples constituting the encoded data and the encoded data; ,
A transmission code pattern generation unit that generates a transmission code pattern by arranging the encoded data in time series; and
Reading means for reading out the FIR output data corresponding to the transmission code pattern generated by the transmission code pattern generation unit from the memory in synchronization with a sampling clock;
A digital filter comprising:
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Legal Events
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Effective date: 20120605 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
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A02 | Decision of refusal |
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