JP2010152473A - Voltage detection circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、チャージポンプの電圧制御の他、各種回路において、ある被測定電圧がある一定の電圧より大か小か検知するための発明に係り、特に基準電圧が被測定電圧と異なる電圧であるために被測定電圧を分圧する分圧回路を設けて比較しなければならない場合に用いられる回路であって、被測定電圧を接地電位との抵抗の比率により分圧した分圧電圧を設ける分圧回路と、分圧回路の出力と基準電圧とを比較する比較回路とを利用して検知結果を出力するに際して、イネーブル信号により起動し被測定電圧を閾値電圧より大か小かの検知信号を出力することにより行う電圧検知回路に関する。 The present invention relates to an invention for detecting whether a measured voltage is larger or smaller than a certain voltage in various circuits in addition to voltage control of a charge pump. In particular, the reference voltage is a voltage different from the measured voltage. For this purpose, a voltage dividing circuit that divides the voltage to be measured must be provided and compared, and the divided voltage is obtained by dividing the voltage to be measured by the ratio of the resistance to the ground potential. When the detection result is output using the circuit and the comparison circuit that compares the output of the voltage dividing circuit with the reference voltage, the detection signal is activated by the enable signal and the detected voltage is larger or smaller than the threshold voltage. It is related with the voltage detection circuit performed by doing.
従来から様々な電圧検知回路の回路構成が提案されている。図3は従来から良く用いられる電圧検知回路の例である。その回路の波形図を図4に示す。 Conventionally, various circuit configurations of voltage detection circuits have been proposed. FIG. 3 shows an example of a voltage detection circuit that has been frequently used in the past. A waveform diagram of the circuit is shown in FIG.
被測定電圧151を接地電位152との抵抗の比率により分圧した分圧回路の出力153を提供すべく設けた分圧回路111と、分圧回路の出力153と基準電圧154とを比較回路112で比較する。他方、イネーブル信号156は遅延回路113で遅延イネーブル信号157となり、この遅延イネーブル信号157と、比較回路112の比較回路出力155からAND回路114で論理積であるANDを取った結果を検知結果158とする。
A voltage dividing circuit 111 provided to provide an
この場合、検知を停止できる様に、被測定電圧151を直接分圧回路111に直結せず、イネーブル信号によるスイッチ機能を持つ分圧入力回路115が設けられている。具体的には、イネーブ反転信号159がPMOSFETのゲート入力となっている回路からなる結果、イネーブル反転信号159が「Low」のときのみ被測定電圧151が直接分圧回路111の分圧入力電圧160となる。
In this case, a voltage dividing
さらに、比較回路112は、イネーブル信号161が「High」のときのみ働く。
Further, the
この回路の動作波形は、図4の様な波形となる。 The operation waveform of this circuit is as shown in FIG.
すなわち、動作開始前181ではイネーブル信号が「Low」であり、そのイネーブル反転信号159が「High」の場合が初期状態なので、分圧入力回路115はOFFになっているため、直接分圧回路111により接地電位152が働き、分圧回路の出力153は低電圧になっている。また、同じイネーブル信号161が「Low」であるために比較回路112が働かず、比較回路出力155が「Low」となり、また、イネーブル信号156が「Low」であるために遅延回路113の遅延イネーブル信号157も最終的には「Low」となり、結局AND回路114から出る検知結果158も「Low」となっている。
That is, since the enable signal is “Low” before the operation is started 181 and the enable
この状態で、イネーブル信号を立ち上げると安定時間182に入り、そのイネーブル反転信号159が「Low」となり、分圧入力回路115はONになるが、直接分圧回路111が充電されるのに時間がかかり、当初分圧回路の出力153は低電圧になっている。また、同じイネーブル信号161が「High」になるために比較回路112が働きだし、比較回路出力155が「High」となるが、イネーブル信号156が「High」になっても遅延回路113の遅延イネーブル信号157は当初「Low」となり、結局AND回路114から出る検知結果158も「Low」のままとなっている。
In this state, when the enable signal is raised, the
そして、直接分圧回路111が充電されるのに十分な安定時間182の長さが遅延回路113の遅延時間となっている。この様に、遅延回路113の遅延時間経過後、すなわち安定時間の後検知時間となり、分圧回路の出力153は被測定電圧側抵抗171、172、173と接地側抵抗174の比率で分圧され比較時間183、184、185に入る。
The delay time of the
もし、閾値となる基準電圧154が安定時間経過後の分圧電圧153より高い場合、すなわち比較(+)時間183、185は、比較回路112の比較回路出力155が「High」となり、遅延イネーブル信号157も「High」となっているので、結局AND回路114から出る検知結果158も「High」となる。
If the
他方、もし、閾値となる基準電圧154が安定時間経過後の分圧回路の出力153より低い比較(−)時間184の場合は、比較回路112の比較回路出力155も「Low」となり、遅延イネーブル信号157も「High」となっていても、結局AND回路114から出る検知結果158は「Low」となる。
On the other hand, if the
最後に、イネーブル信号が「Low」になった場合、そのイネーブル反転信号159が「High」となり分圧入力回路115はOFFになるため、直接分圧回路111により接地電位152まで分圧回路の出力153が電圧降下する。他方、同じイネーブル信号161も「Low」になるため比較回路112の比較回路出力155が「Low」となる。その結果、遅延イネーブル信号157が「High」のままでも、結局AND回路114から出る検知結果158も「Low」となって比較時間を終了し、動作終了後186となる。
Finally, when the enable signal becomes “Low”, the enable
ほかに、特許文献1の様な、低電圧Vcc2からVoutを生成する場合と、高電圧Vcc1からVoutを生成する場合とでチャージポンプの段数を変えることでVoutの昇圧時間を短縮する技術が示されている。
In addition, a technique for shortening the Vout boosting time by changing the number of stages of the charge pump between the case of generating Vout from the low voltage Vcc2 and the case of generating Vout from the high voltage Vcc1 as shown in
特許文献は以下の通り。
起動時間の短縮を外部回路を用いずに自己回路だけによって構成し、安定時間の短縮を実現するとともに、分圧回路の抵抗で消費される消費電流を最小限にすることで経済的な回路となるとともに、抵抗で消費される消費電流を最小限にすることで熱の発生を最小限に抑制することを目的とする。 The start-up time can be shortened by using only the self-circuit without using an external circuit to reduce the stabilization time, and the current consumption consumed by the resistance of the voltage divider circuit can be minimized. At the same time, an object is to minimize the generation of heat by minimizing the current consumed by the resistor.
本発明で、前記課題を解決するため、まず、請求項1では、被測定電圧を接地電位との抵抗の比率により分圧した分圧電圧を設ける分圧回路と、分圧回路の出力と基準電圧とを比較する比較回路とを利用して検知結果を出力するに際して、イネーブル信号により起動し被測定電圧を閾値とする基準電圧より大か小かの検知信号を出力することにより行う電圧検知回路において、電源電圧をD入力とし比較回路出力の反転信号をクロックとしイネーブル反転信号をリセット入力としたD型フリップフロップと、D型フリップフロップのQ出力を比較回路出力との論理積により検知信号とする検知出力回路と、D型フリップフロップQ出力の反転信号と比較回路出力との否定論理積により電源電圧から分圧電圧への接続を制御する制御信号とする加速充電回路と、を備えることを特徴とする電圧検知回路を提供するものである。
In order to solve the above-mentioned problems in the present invention, first, in
また、請求項2では、さらに、イネーブル信号により比較回路の動作が為されるとともに、イネーブル反転信号により分圧電圧から接地電位へ接続するスイッチをOFF信号とする放電回路と、イネーブル信号により被測定電圧から分圧回路へ接続するスイッチをON信号とする分圧入力回路と、を備えることを特徴とする請求項1記載の電圧検知回路を提供するものである。
Further, in the second aspect, the operation of the comparison circuit is performed by the enable signal, and the discharge circuit that switches off the switch that connects the divided voltage to the ground potential by the enable inversion signal, and the measurement target by the enable signal A voltage detection circuit according to
また、請求項3では、加速充電回路と放電回路と分圧入力回路がMOSFETからなることを特徴とする請求項2記載の電圧検知回路を提供するものである。 According to a third aspect of the present invention, there is provided the voltage detection circuit according to the second aspect, wherein the acceleration charging circuit, the discharging circuit, and the voltage dividing input circuit comprise MOSFETs.
また、請求項4では、加速充電回路が、D型フリップフロップQ出力の反転信号と比較回路出力のNAND信号を発生させ、このNAND信号が電源電圧から分圧電圧へ接続するPMOSFETのゲート入力となっている回路からなり、放電回路が、イネーブル反転信号がNMOSFETのゲート入力となっている回路からなり、分圧入力回路が、イネーブル反転信号がPMOSFETのゲート入力となっている回路からなることを特徴とする請求項3記載の電圧検知回路を提供するものである。 According to a fourth aspect of the present invention, the acceleration charging circuit generates an inverted signal of the D-type flip-flop Q output and a NAND signal of the comparison circuit output, and the NAND signal is connected to the gate input of the PMOSFET connected from the power supply voltage to the divided voltage. The discharge circuit is composed of a circuit in which the enable inversion signal is the gate input of the NMOSFET, and the voltage dividing input circuit is composed of a circuit in which the enable inversion signal is the gate input of the PMOSFET. The voltage detection circuit according to claim 3 is provided.
本発明により、請求項1では起動時間の短縮を外部回路を用いずに自己回路だけによって構成し、安定時間の短縮を実現するとともに、分圧回路の抵抗で消費される消費電流を最小限にすることで経済的な回路となるとともに、抵抗で消費される消費電流を最小限にすることで熱の発生を最小限に抑制する電圧検知回路を提供することが可能になった効果がある。 According to the present invention, the start-up time is shortened only by the self-circuit without using an external circuit according to the present invention, the stabilization time is shortened, and the current consumption consumed by the resistance of the voltage dividing circuit is minimized. Thus, there is an effect that it becomes possible to provide a voltage detection circuit which becomes an economical circuit and suppresses heat generation to a minimum by minimizing the current consumed by the resistor.
また、請求項2では、動作開始時に分圧回路の出力が下がりきっておらず、残留電荷が残っており基準電圧より高い場合に発生する誤動作を防止できるとともに、起動時間のみならず、比較時間終了後の立ち下げに要する時間も短縮することができる。 According to the second aspect of the present invention, the output of the voltage dividing circuit is not lowered at the start of operation, and it is possible to prevent a malfunction that occurs when the residual charge remains and is higher than the reference voltage. The time required for the shutdown after the completion can be shortened.
さらに、請求項3では、半導体集積回路の中で設計することを可能とし、動作の速い半導体集積回路を提供することが可能になったものである。 Further, according to the third aspect of the present invention, it is possible to design in a semiconductor integrated circuit and to provide a semiconductor integrated circuit having a fast operation.
請求項4では、その具体的に実現する回路構成を提供するものである。 Claim 4 provides a circuit configuration that is specifically realized.
本発明を実施するにあたって、最良の形態を説明する。当然、特許請求の範囲内で等価な回路等で同様な効果を奏する回路に変形実施することを排除するものではない。 In carrying out the present invention, the best mode will be described. Naturally, it is not excluded to modify the circuit to have the same effect with an equivalent circuit or the like within the scope of the claims.
図1は本願発明の一つの実施の形態にかかる電圧検知回路の例であり、この回路を用いて説明する。その回路の波形図を図2に示す。 FIG. 1 shows an example of a voltage detection circuit according to an embodiment of the present invention, which will be described using this circuit. A waveform diagram of the circuit is shown in FIG.
被測定電圧51を接地電位52との抵抗の比率により分圧した分圧回路の出力53を提供すべく分圧回路11が設けられており、分圧回路の出力53と基準電圧54とを比較回路12で比較する。
A voltage dividing circuit 11 is provided to provide an
この場合、検知を停止できる様に、被測定電圧51を直接分圧回路11に直結せず、イネーブル信号59によるスイッチ機能を持つ分圧入力回路15が設けられいる。具体的には、イネーブル反転信号がPMOSFETのゲート入力となっている回路からなる結果、イネーブル信号が「High」のとき、すなわちイネーブル反転信号59が「Low」のときのみ被測定電圧51が直接分圧回路11の分圧入力電圧60となる。
In this case, a voltage dividing input circuit 15 having a switching function by an enable
また、分圧電圧53は被測定電圧側抵抗71、72、73と接地側抵抗74の比率で分
圧される。
The divided
この比較回路12の比較回路出力55は、NOT回路17にて論理反転してNOT回路出力57とした上、D型フリップフロップ13のクロックに入力される。なお、この入力Dは「High」である電源電圧68であり、リセット入力はイネーブル反転信号56である。
The
このD型フリップフロップ13のQ出力62と、比較回路12の比較回路出力55からAND回路14で論理積であるANDを取った結果を検知結果58とする。
A result obtained by ANDing the AND circuit 14 from the
それとは別に、D型フリップフロップ13のQ出力62は、さらにNOT回路18にて論理反転したNOT回路出力63とした上、比較回路12の比較回路出力55とでNAND回路19で論理積の反転回路であるNANDを取った結果を加速充電抑制信号64とする。
Separately, the
この場合、加速充電抑制信号64によるスイッチ機能を持つ加速充電回路21が設けられている。具体的には、加速充電抑制信号64がPMOSFETのゲート入力となっている回路からなる結果、加速充電抑制信号64が働かないときのみ「High」である電源電圧65が分圧回路の出力53に直結し、分圧回路の出力53が「High」となる。
In this case, an acceleration charging circuit 21 having a switching function based on the acceleration
他方、イネーブル反転信号66によるスイッチ機能を持つ放電回路22が設けられている。具体的には、イネーブル反転信号がNMOSFETのゲート入力となっている回路からなる結果、イネーブル信号が「Low」のとき、すなわちイネーブル反転信号66が「High」のときのみ分圧回路の出力53が接地電位67に直結し、分圧回路の出力53の残留電荷が接地電位67に流れて、分圧回路の出力53が接地電位である「Low」になる。
On the other hand, a
この回路の動作波形は、図2の様な波形となる。 The operation waveform of this circuit is as shown in FIG.
すなわち、動作開始前81ではイネーブル信号が「Low」である、すなわちイネーブル反転信号59が「High」の場合が初期状態なので、分圧入力回路15はOFFになっているため、直接分圧回路11により接地電位52が働き、分圧電圧53は低電圧になっているとともに、分圧回路の出力53が接地電位67に直結し、分圧回路の出力53の残留電荷が接地電位67に流れて、分圧回路の出力53が接地電位である低電圧になっている。
That is, since the enable signal is “Low” 81 before the operation is started, that is, when the enable
また、同じイネーブル信号61が「Low」であるために比較回路12が働かず、比較回路出力55が「Low」となり、D型フリップフロップ13のQ出力62はイネーブル反転信号56が「High」であるためにリセット入力が入っているので「Low」となり、それと比較回路12の比較回路出力55とのAND回路14での論理積であるANDの結果である検知結果58は「Low」となる。同様に、D型フリップフロップ13のQ出力62のNOT回路18による論理反転したNOT回路出力63は「High」であり、比較回路12の比較回路出力55からNAND回路14で論理積の反転であるNANDの結果である加速充電抑制信号64は「High」となる。これにより放電回路22のNMOSFETが働かず、電源電圧65から分圧回路の出力53に電荷が移動することはない。
Further, since the same enable
この状態で、イネーブル信号を立ち上げるといきなり安定時間に入らず加速充電時間81になり、そのイネーブル反転信号59が「Low」となり、分圧入力回路15はONになる。それと同時にイネーブル信号が「Low」になりスイッチがOFFになり、放電回路22が閉じて分圧回路の出力53が接地電位67に電荷が移動できず、分圧回路の出力53の電位が維持される。
In this state, when the enable signal is raised, the stable charging time is not reached and the acceleration charging time 81 is reached, the enable
また、直接分圧回路11は、当初分圧電圧53が低電圧になっているので、同じイネーブル信号61が「High」になるために比較回路12が働きだし、比較回路出力55が「High」となる。
In the direct voltage dividing circuit 11, since the divided
この比較回路12の比較回路出力55が「High」なので、NOT回路17にて論理反転したNOT回路出力57は「Low」となるので、D型フリップフロップ13のクロックに入力がなされないことになり、リセット入力もイネーブル反転信号56なので「High」であってもこのD型フリップフロップ13のQ出力62は「Low」のままとなっている。この結果、比較回路12の比較回路出力55との間でAND回路14で論理積であるANDを取った結果は「Low」のままとなり、検知結果58となる。
Since the
他方、D型フリップフロップ13のQ出力62が「Low」であれば、さらにNOT回路18にて論理反転したNOT回路出力63として「High」となる。比較回路12の比較回路出力55も上述の様に「High」であるので、AND回路19で論理積の反転回路であるNANDを取った結果も「Low」となり加速充電抑制信号64がOFFとなる。これにより、加速充電抑制信号64がPMOSFETのゲート入力となっている加速充電回路21が働き出し、電源電圧65が分圧回路の出力53に直結し、分圧回路の出力53へ電荷が流れ出し加速充電される。
On the other hand, if the
この結果、加速充電がされて直接分圧回路11は、分圧電圧53が基準電圧54より高電圧になると、加速充電時間82を終了し、比較回路12が働きだし、比較回路出力55が「Low」となり安定時間83が開始する。
As a result, when the acceleration charging is performed and the divided
この結果、比較回路12の比較回路出力55も「Low」となり、NOT回路17にて論理反転したNOT回路出力57は「High」となり、D型フリップフロップ13のクロックに入力がされ、リセット入力もイネーブル反転信号56なので「High」であり、「High」である電源電圧68が入力Dであるので、D型フリップフロップ13のQ出力62は「High」となる。それでも、比較回路12の比較回路出力55とのAND回路14で論理積であるANDを取った結果は「Low」のままであり、検知結果58となる。
As a result, the
他方、D型フリップフロップ13のQ出力62が「High」の場合は、さらにNOT回路18にて論理反転したNOT回路出力63が「Low」となり、比較回路12の比較回路出力55も「Low」になったので、NAND回路19で論理積の反転回路であるNANDを取った結果は「High」となり加速充電抑制信号64がONとなる。これにより、加速充電抑制信号64がPMOSFETのゲート入力となっている加速充電回路21が停止し、電源電圧65が分圧回路の出力53に直結しなくなり、分圧回路の出力53へ電荷が流れなくなる。
On the other hand, when the
これ以降、D型フリップフロップ13のQ出力62が「High」になりリセット信号が入力される、すなわちイネーブル反転信号56が「Low」になるまで「High」であり続ける。
Thereafter, the
この結果、最終的に分圧電圧53は被測定電圧側抵抗71、72、73と接地側抵抗74の比率で分圧される状態で安定して安定時間83が終了し、比較時間84、85、86に入る。
As a result, finally, the divided
もし、閾値である基準電圧54が安定時間経過後の分圧電圧53より高い場合、すなわち比較(+)時間84、86は、比較回路12の比較回路出力55が「High」となり、D型フリップフロップ13のQ出力62も「High」であり続けるので、結局AND回路14から出る検知結果58も「High」となる。また、D型フリップフロップ13のQ出力62はNOT回路18にて論理反転したNOT回路出力63が「Low」となり、比較回路12の比較回路出力55が「High」であっても、AND回路19で論理積の反転回路であるNANDを取った結果は「High」となり加速充電抑制信号64がONのままである。
If the
他方、もし、閾値である基準電圧54が安定時間経過後の分圧回路の出力53より低い場合、すなわち比較(−)時間85は、比較回路12の比較回路出力55も「Low」となり、D型フリップフロップ13のQ出力62も「High」であり続けても、結局AND回路14から出る検知結果58も「Low」となる。また、NOT回路18にて論理反転したNOT回路出力63も「Low」のままなので、しかも比較回路12の比較回路出力55が「Low」なので、AND回路19で論理積の反転回路であるNANDを取った結果は「High」となり加速充電抑制信号64がONのままである。
On the other hand, if the
最後に、イネーブル信号が「Low」になった場合、そのイネーブル信号の反転信号59が「High」となり分圧入力回路15はOFFになるため、直接分圧回路11により接地電位52まで分圧電圧53が電圧降下すると同時に、イネーブル反転信号59が「High」になるので、分圧入力回路15はOFFになり、直接分圧回路11により接地電位52になり、分圧回路の出力53の残留電荷が接地電位52に流れることにより分圧回路の出力53が接地電位である低電圧になるとともにイネーブル反転信号66により放電回路22であるNMOSFETのゲート入力がONとなるので、分圧回路の出力53が接地電位67に直結し、分圧回路の出力53の残留電荷が接地電位67に加速に流れて放電し、分圧回路の出力53が接地電位である低電圧に加速的になる。これにより動作開始時に分圧回路の出力53が下がりきっておらず、残留電荷が残っており基準電圧54より高い場合に発生する誤動作を防止できる。
Finally, when the enable signal becomes “Low”, the
また、同じイネーブル信号61が「Low」であるために比較回路12が停止し、比較回路出力55が「Low」となり、D型フリップフロップ13のD型フリップフロップ13のQ出力62もイネーブル反転信号56が「High」になりリセット入力が入って「Low」となり、それと比較回路12の比較回路出力55からAND回路14で論理積であるANDの結果である検知結果58も「Low」となって比較時間を終了し、動作終了後87となる。
Further, since the same enable
なお動作終了後87は、D型フリップフロップ13のQ出力62のNOT回路18により論理反転したNOT回路の出力63も「High」となり、比較回路12の比較回路出力55からNAND回路19で論理積の反転であるNANDの結果である加速充電抑制信号64も「High」となり、これにより、加速充電抑制信号64がPMOSFETのゲート入力となっている加速充電回路21が働きを停止する。これにより電圧降下回路21のPMOSFETがOFFのままであり、電源電圧65から分圧回路の出力53に電荷が移動することがない。
After the operation is completed 87, the
この様に、加速充電時間82に分圧回路の出力53が閾値である基準電圧54に近い電位になるため、この電位から被測定電圧側抵抗71、72、73と接地側抵抗74の比率で分圧される状態になる安定時間83は極めて短くなる。また、加速充電時間82も十分に短いため、両方の時間を合わせても従来の回路の安定時間182より極めて短い時間で比較時間に入ることができる。また、安定したかどうかの判断も、従来の回路における遅延回路113の様に固定的に設置する必要はなく、自己回路により安定時間が終了したか
判断しているので、余裕時間を持たせる必要がなく動作を早くできるものである。
In this way, since the
11 分圧回路
12 比較回路
13 D型フリップフロップ
14 AND回路
15 分圧入力回路
17 NOT回路
18 NOT回路
19 NAND回路
21 加速充電回路
22 放電回路
51 被測定電圧
52 接地電位
53 分圧回路の出力
54 基準電圧
55 比較回路出力
56 イネーブル反転信号
57 NOT回路出力
58 検知結果
59 イネーブル反転信号
60 分圧入力電圧
61 イネーブル信号
62 D型フリップフロップのQ出力
63 NOT回路出力
64 加速充電抑制信号
65 電源電圧
66 イネーブル反転信号
67 接地電位
68 電源電圧
71、72、73 被測定電圧側抵抗
74 接地側抵抗
81 動作開始前
82 加速充電時間
83 安定時間
84、86 比較(+)時間
85 比較(−)時間
87 動作終了後
111 分圧回路
112 比較回路
113 遅延回路
114 AND回路
115 分圧入力回路
151 被測定電圧
152 接地電位
153 分圧回路の出力
154 基準電圧
155 比較回路出力
156 イネーブル信号
157 遅延イネーブル信号
158 検知結果
159 イネーブル反転信号
160 分圧入力電圧
161 イネーブル信号
171、172、173 被測定電圧側抵抗
174 接地側抵抗
181 動作開始前
182 安定時間
183、185 比較(+)時間
184 比較(−)時間
186 動作終了後
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Voltage divider circuit 12 Comparison circuit 13 D type flip-flop 14 AND circuit 15 Voltage divider input circuit 17 NOT circuit 18 NOT circuit 19 NAND circuit 21 Acceleration charging circuit 22 Discharge circuit 51 Voltage to be measured 52 Ground potential 53 Output of voltage divider circuit 54 Reference voltage 55 Comparison circuit output 56 Enable inversion signal 57 NOT circuit output 58 Detection result 59 Enable inversion signal 60 Divided input voltage 61 Enable signal 62 D-type flip-flop Q output 63 NOT circuit output 64 Acceleration charge suppression signal 65 Power supply voltage 66 Enable inversion signal 67 Ground potential 68 Power supply voltage 71, 72, 73 Voltage-side resistance to be measured 74 Ground-side resistance 81 Before operation 82 Accelerated charging time 83 Stabilization time 84, 86 Comparison (+) time 85 Comparison (-) time 87 Operation 111 voltage divider after completion 12 Comparison circuit 113 Delay circuit 114 AND circuit 115 Voltage division input circuit 151 Voltage to be measured 152 Ground potential 153 Voltage division circuit output 154 Reference voltage 155 Comparison circuit output 156 Enable signal 157 Delay enable signal 158 Detection result 159 Enable inversion signal 160 minutes Voltage input voltage 161 Enable signal 171, 172, 173 Measured voltage side resistance 174 Ground side resistance 181 Before operation start 182 Stabilization time 183, 185 Comparison (+) time 184 Comparison (-) time 186 After operation end
Claims (4)
電源電圧をD入力とし比較回路出力の反転信号をクロックとしイネーブル反転信号をリセット入力としたD型フリップフロップと、
D型フリップフロップのQ出力を比較回路出力との論理積により検知信号とする検知出力回路と、
D型フリップフロップQ出力の反転信号と比較回路出力との否定論理積により電源電圧から分圧電圧への接続を制御する制御信号とする加速充電回路と、
を備えることを特徴とする電圧検知回路。 When outputting a detection result using a voltage dividing circuit that provides a divided voltage obtained by dividing the voltage to be measured by the ratio of the resistance to the ground potential, and a comparison circuit that compares the output of the voltage dividing circuit with a reference voltage In the voltage detection circuit that is activated by the enable signal and outputs a detection signal that is larger or smaller than the reference voltage having the measured voltage as a threshold,
A D-type flip-flop having a power supply voltage as a D input, an inverted signal of the comparison circuit output as a clock, and an enable inverted signal as a reset input;
A detection output circuit that uses the Q output of the D-type flip-flop as a detection signal by a logical product with the output of the comparison circuit;
An acceleration charging circuit that serves as a control signal for controlling connection from the power supply voltage to the divided voltage by a negative logical product of the inverted signal of the D-type flip-flop Q output and the comparison circuit output;
A voltage detection circuit comprising:
イネーブル信号により被測定電圧から分圧回路へ接続するスイッチをON信号とする分圧入力回路と、
を備えることを特徴とする請求項1記載の電圧検知回路。 Further, the operation of the comparison circuit is performed by the enable signal, and the discharge circuit that sets the switch connected to the ground potential from the divided voltage by the enable inversion signal as an OFF signal,
A voltage dividing input circuit having an ON signal as a switch connected to the voltage dividing circuit from the voltage to be measured by an enable signal;
The voltage detection circuit according to claim 1, further comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Country Status (1)
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2005024502A (en) * | 2003-07-03 | 2005-01-27 | Nec Micro Systems Ltd | Power-supply voltage detection circuit and semiconductor integrated circuit device |
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