JP2010130368A - ラインノイズ減衰器 - Google Patents

Abstract

【課題】直列共振現象を引き起こすコンデンサを用いることなく、しかも、配線態様が一様でない電源ラインなどに流れるノイズ電流を抵抗でノイズ障害を抑制するまでに電力消費する。
【解決手段】信号電源から負荷に信号電力を供給する導体ライン４に重畳するノイズ電流を減衰させることにより電磁環境を浄化するラインノイズ減衰器であって、前記導体ライン４は、高周波ノイズ電流を受信するアンテナとして作動する。低周波信号電力の流れを許容するインダクタ１と、純抵抗値に置き換えた前記インダクタの抵抗値に対して、前記インダクタで遮断された高周波ノイズ電流が流れ込む抵抗値に設定され、その抵抗値で前記高周波ノイズ電流を熱に代えて消費する抵抗２とを、前記導体ライン４に有している。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源或いは信号源から電子装置に電力或いは信号を供給するためのラインに重畳するノイズ電流を減衰させることにより電磁環境を浄化するラインノイズ減衰器に関する。

電子装置に接続されているアースライン、電源ラインなどの導体ラインに重畳するノイズ電流は、それらの導体ラインがアンテナとして作動した結果、コモンモード電流が主体となる。そして、これらの導体ラインで構成される電源ラインなどの２導体ラインでは、その配線態様は一様ではなく、方向を変えて引き回され、前記２導体ラインに不連続点を生じるコモンモード電流の一部がノーマルモード電流に変換される。

各種導体ラインに重畳するコモンモードとノーマルモードとの両ノイズ電流による障害を除去、軽減するノイズ減衰器が必要となる。この種のノイズ減衰器が特許文献１に開示されている。

特許文献１に開示されたノイズフィルターは、ノーマルモードノイズ除去用のコンデンサと、高調波電流抑制用のチョークコイルとの共振現象を防止する構造のものである。前記ノイズ減衰器は前記チョークコイルで低周波領域における入力電流の通過時間を長くすることにより、入力電流の尖頭値を小さくして、高調波成分を抑制している。また、電源装置内の前記コンデンサによりノーマルノイズを吸収している、すなわちノーマルモードでのノイズをコンデンサ及び帰還ラインに通して交流電源側に反射させている。また、前記チョークコイルに抵抗を並列に接続することにより、チョークコイルとコンデンサとによる直列共振現象を抑えている。

また、特許文献２には、１台毎に対地容量がことなる電子装置のアース線に取り付けられる２端子の保安アース線用ノイズフィルターが開示されている。
特開平８−２６５０８５号公報 特許第３９５７２０６号公報

特許文献１に開示されたノイズフィルターは、前記コンデンサと前記チョークコイルとの直列共振現象によって、第１７次〜第２３次の高調波電流が規格を満足するための限界値を超えることを解決するものであり、ノーマルモードノイズ除去用のコンデンサと高調波電流抑制用のチョークコイルとの組合せに抵抗を加えることにより、第１７次〜第２３次の高調波電流も限界値以下に改善している。

しかし、特許文献１は、ノーマルモードノイズをコンデンサで抑制する関係上、コモンモードの場合、コンデンサの両端での電圧が同一電圧となるため、コンデンサにより短絡路を作って高周波ノイズ電流を交流電源側へ反射することは不可能である。

さらに、チョークコイルに抵抗を並列に接続はしているが、前記抵抗は、コンデンサとの直列共振現象を抑制するためのものであるから、その抵抗値は直列共振現象を抑制する値に限定される。確かに抵抗に電流が流れると、その抵抗により電力消費されることは事実であるが、その電力消費量は、直列共振現象を抑制するために設定されたものであり、ノーマルモードノイズが前記抵抗に流れたとしても、その抵抗値は低く抑えられているため、ノイズ電流をノイズ障害の抑制値まで電力消費するには至らないものである。

さらに、特許文献１では、チョークコイルのインダクタンスと抵抗の抵抗値とを実測データに基づいて得ている。電源ラインは上述したようにその配線形態が一様ではなく、方向を変えて引き回されて不連続点が生じるため、コモンモードノイズ電流の一部がノーマルモードノイズ電流に変換される場合があることを想定した構成であって、ノイズ電流のほどんとがコモンモードである場合には、特許文献１の方式では上述したようにコンデンサの両端での電圧が同一電圧となるため、コンデンサによるノイズの交流電源側への反射を行うことは不可能であり、コモンモードでのノイズ障害に対応することは困難である。

また、特許文献２では、インダクタの磁気飽和を利用するものであり、機器に流れて機器に障害を引き起こす大電流値の低周波電流で前記インダクタを磁気飽和させて、前記低周波電流をアースに放出して機器を保護し、アース線に重畳する高周波ノイズ小電流をインダクタと並列の抵抗で熱消費するものである。この特許文献２の技術を電力系統にそのまま適用した場合、電力系統の導体に流れる低周波電源電流は大電流値であるから、インダクタが磁気飽和して、導体に重畳した高周波ノイズ電流がインダクタで阻止されることなく機器に流れ込むことになり、機器に高周波ノイズ電流による障害を発生させてしまうこととなる。

したがって、特許文献２の技術を電力系統のノイズフィルターとして構築するには、視点を代えて電力系統のノイズフィルターに適した設計理論を確立させる必要がある。また、実際に製品化されているインダクタについて考察すると、磁気飽和を引き起こすことなく高周波ノイズ電流を阻止するために必要なインダクタンス値をもつインダクタが開発されておらず、このことを克服したインダクタの開発が必要となる。

本発明の目的は、直列共振現象を引き起こすコンデンサを用いることなく、しかも、導体に流れる低周波信号電流で磁気飽和することなく、配線態様が一様である電源ラインなどに流れるコモンモードのノイズ電流を抵抗で抑制することで障害を除去レベルまでに電力消費するラインノイズ減衰器を提供することにある。

前記目的を達成するため、本発明に係るラインノイズ減衰器は、低周波信号電源から負荷に信号電力を供給する導体ラインに重畳するノイズ電流を減衰させることにより電磁環境を浄化するラインノイズ減衰器であって、
前記導体ラインは、高周波ノイズ電流を送受信するアンテナとして作動し、低周波信号電力の電流量を許容するインダクタと、高周波ノイズ電流の角周波数における前記インダクタのリアクタンス値に対して、前記インダクタで遮断された高周波ノイズ電流が流れ込む抵抗が所定の値に設定され、その抵抗値で前記高周波ノイズ電流を熱に代えて消費する抵抗とを有し、
前記インダクタのインダクタンスと前記抵抗の抵抗値との比を定量的に固定して、前記インダクタと前記抵抗とを前記導体ラインに有することを特徴としている。

本発明によれば、信号電源から負荷に信号電力を供給する導体ライン、例えば電源ラインに流れるノイズ電流を、直列共振現象を引き起こすコンデンサを用いることなく、また低周波信号電流で磁気飽和せずに、配線態様が一様であってもなくても電源ラインや信号ラインなどに流れるコモンモードのノイズ電流を電力消費することで障害を除去できることとなる。

以下、本発明の実施形態を図に基づいて詳細に説明する。

本発明の実施形態における基本原理の基礎は、電子装置に接続された導体ラインがアンテナとして作動した結果、ノイズ電流を派生させる要因になっていることに着眼したことにある。このアンテナ理論を採用したのは、本発明者等が最初であり、これを展開した先行例は存在しない。以下、文献として、J, D, Kraus “Antennas” 谷村 功訳、近代科学社、「空中線」昭和４７年版（文献１）、上巻 ｐ４９.及び 黒川 兼行、「マイクロ波回路入門」、丸善（株）、昭和３８年版、ｐ３４（文献２）を参照して説明する。

電子装置に接続されているアースライン、電源ライン等の導体ラインに重畳するノイズ電流は、それらの導体ラインがアンテナとして作動した結果、コモンモード電流が主体となる。そして、これらの導体ラインのうち電源ライン等の２導体ラインでは、その配線形態は一様ではなく方向を変えて引き回された結果、前記導体ラインの伝送路に不連続点を生じ、コモンモード電流の一部はノーマルモード電流に変換される。

そこで、各種導体ラインに重畳する両モードのノイズ電流による障害を除去、軽減に有効なノイズ減衰器につき提案する。

電子装置に接続された導体ラインがアンテナとして作動した結果、ノイズ電流を派生させる要因となっているとした場合、その等価回路は図７のように示される（文献１）。この場合は導体ラインとしてアースラインを例にとり、回路を形成する導体ラインの一部が導線ではなく大地となっている。

図７において、アンテナとして作動する導体ライン４の内部インピーダンスをＺ_ａ＝Ｒ_ｒ＋ｊＸ_ａとし、また導体ライン４に接続されている被ノイズ障害電子装置のノイズ障害負荷インピーダンスをＺ_Ｌ＝Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌとする。ここに言うノイズ障害負荷とは、電子装置がノイズ電流により障害を惹起している場合の仮想負荷であり、それは明確には目視、計測はできないが、一般的に機器筐体内の電子回路と電力ライン間の浮遊容量および抵抗が考えられる。その場合、ノイズ障害に消費されるエネルギーは一つの抵抗に置き換えられるから、以下これを単に障害負荷と呼ぶこととし、Ｒ_Ｌをノイズ障害を生じさせている電力消費の抵抗分とする。

今、図７に示す等価回路において、導体ライン４の電子装置障害負荷直前の入力端Ｔ１，Ｔ２におけるノイズ電圧をＶ_ｎ、ノイズ電流をＩ_ｎとし、これらの次変換量である、

なる量を与えたとき（文献２）、アンテナとして作動する導体ライン４への入力電圧をＥ_ｎとすれば、図７から

であるから、

が得られる。（４）式で表される値がノイズトラブルを生じさせる最大ノイズ電力値を示すこととなる。

（４）式に示す値は、前述のように電子装置に接続された電源ライン、アースライン等の導体ラインがアンテナとして機能した場合に障害負荷に供給できる最大ノイズ電力値（可換電力値）を示している。言い換えれば、（４）式に示す値は、前記導体ラインがアンテナとして電磁環境から受信できる最大ノイズ電力で、電子装置にノイズ障害を与えうるノイズ電力の最大値であり、
Ｒ_ｒ＝Ｒ_Ｌ，Ｘ_ａ＝−Ｘ_Ｌが成立している場合の障害抵抗Ｒ_Ｌに供給されるノイズ電力である。

そして、Ｒ_ｒ＝Ｒ_Ｌ，Ｘ_ａ＝−Ｘ_Ｌの整合条件下では、
Ｅ_ｎ−Ｚ_ａＩ_ｎ＝Ｚ_ＬＩ_ｎ ∴Ｅ_ｎ＝（Ｚ_ａ＋Ｚ_Ｌ）Ｉ_ｎ、Ｚ_Ｌ＝Ｚ_ａ ^＊であるから、（２）式は、

となり、｜ｂ_ｎ｜^２はアンテナとして作動する導体ライン４と障害負荷が前述の整合条件を満たしていないためにアンテナとしての導体ライン４に受信されないノイズ電力と解釈され、前述の整合条件下では、その電力が０であることを示している。つまり、受信ノイズ電力の全てが電子装置の障害抵抗Ｒ_Ｌに電力消費されることを示している。

今、（１）、（２）式を用いて、（｜ａ_ｎ｜^２−｜ｂ_ｎ｜^２）を求めてみると、

となり、Ｗ_ｎＬは通常状態（不整合状態）における障害負荷抵抗が消費する消費電力を示している。

ノイズ電力による障害を軽減するということは、（６）式の右辺Ｗ_ｎＬを低減することを意味し、回路にインダクタの挿入によってＷ_ｎＬの低減が図られることを示している。

従来、電源ラインのノイズフィルターとして用いられている４端子型フィルターでは、インダクタがコモンモードノイズ電流にのみ有効となるように構成されている（特許文献１参照）。これは、（６）式の分母の（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）の項にＸ_ｆ＝ω_ｎＬなる対周波数増加特性を持つリアクタンス分（インダクタ）を加えることと同じ機能である。ここで、ω_ｎはノイズ電流の角周波数、Ｌはインダクタのインダクタンスである。

つまり、（６）式における（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）^２が（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ＋Ｘ_ｆ）^２となり、

となる。Ｗ′_ｎＬ＜Ｗ_ｎＬとなるためには、（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ＋Ｘ_ｆ）^２＞（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）^２である必要があり、従って、（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）が容量性である場合には、Ｘ_ｆ＞−２（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）となるようなＸ_ｆ、つまりインダクタを採用する必要がある。

もし、導体ラインに挿入するインダクタがＸ_ｆ＜−２（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）となるようなインダクタを使用すると、Ｗ′_ｎＬ＞Ｗ_ｎＬとなってしまうので、対策が、障害負荷抵抗で消費する電力の増加という逆効果を齎す問題を抱えていることになる。
一方、（６）、（７）式における｜ｂ_ｎ｜^２と｜ｂ′_ｎ｜^２は、

となり、Ｘ_ｆ→∞に対して

となり、｜ｂ′_ｎ｜^２は受信電力の殆どが導体ライン（帰還ライン）を介して電源側に帰還する逆行電力となる。

また、 （｜ｂ′_ｎ｜^２−｜ｂ_ｎ｜^２）を求めてみると、

となり、（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）が容量性のとき、Ｘ_ｆ＞−２（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）の条件下で｜ｂ′_ｎ｜^２＞｜ｂ_ｎ｜^２となるから、逆行電力の増加により、障害電力が減少することを示している。
なお（８）式においてアンテナ整合条件であるＲ_ｒ＝Ｒ_Ｌ，Ｘ_ａ＝−Ｘ_Ｌとおけば、｜ｂ_ｎ｜^２は０となり、導体ライン４がアンテナとして機能する場合の最大受信ノイズ電力が逆行電力、或いは再輻射電力となることはなく、（５）式の結果に一致する。

各種の導体ライン４へインダクタを挿入することによるノイズ障害低減対策は、前述のように逆効果となる恐れもあり、また逆行電力の増加を齎すのみで電磁環境浄化作用も派生しない。

そこで、ここではインダクタを純抵抗に置き換えた場合の効果につき検討する。すなわち、ω_ｎＬ≫Ｒならば、インダクタを純抵抗に置き換えた場合に等価となり、

とおいて（７）式と比較すれば、抵抗Ｒの存在により明らかにＷ″_ｎＬ＜Ｗ_ｎＬとなり、障害負荷抵抗Ｒ_Ｌでの消費電力が低減されている。この場合の逆行電力は、

となり、Ｒ≫（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）かつ（Ｒ_ｒ−Ｒ_Ｌ）≒Ｒとなるように並列抵抗Ｒの値を選べば、｜ｂ′_ｎ｜^２は限りなく小さくなり、逆行電力は０に近づく。

また、インダクタＸ_ｆを抵抗Ｒに置き換え、Ｘ_ｆ＝Ｒとして（｜ｂ′_ｎ｜^２−｜ｂ″_ｎ｜^２）を求めると、

となり、Ｒ≫Ｒ_Ｌ，Ｒ_ｒかつＲ≫｜Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ｜ならば、

となるから、ノイズ電力の一部は抵抗Ｒによって消費され、逆行電力、つまり再輻射電力はインダクタＸ_ｆよりも低減されることを示している。この低減度は（１２）式に依存する。

前述のように、本発明の実施形態では、インダクタを純抵抗に置き換えることにより、電子装置におけるノイズ障害電力および逆行電力を低減できることを検証した。しかしながら、電源ラインには、所定の電源周波等の信号電流が容易に流れることが要求されている。特に信号ラインには、所定の周波の信号電流を流さねばならないから、単に抵抗のみを導体ラインに挿入することはできない。

そこで、本発明の実施形態では、図１（ａ）に示すアンテナとして作動する導体ライン４である電源ラインにおいて基本周波数電流（低周波信号電流）が流れやすく、高周波ノイズ電流には電力消費を与え流れにくくする最も簡単な回路素子の構成を基本構成として用いている。すなわち、本発明の実施形態は図１（ａ）に示すように、インダクタ１と抵抗２とを並列接続して、これを最も簡単な回路素子構成としている。

図１（ａ）に示すように構成すれば、低周波領域にある電源周波電流（低周波信号電流）はインダクタ１側に流れ、高周波領域にあるノイズ電流（高周波ノイズ電流）は抵抗２側に流れるように、インダクタ１のインダクタンスＬ、抵抗２の抵抗値Ｒを決めることができる。例えば、インダクタ１のインダクタンスＬを１０ｍＨ、抵抗２の抵抗値Ｒを５０Ωとすると、電源周波数５０Ｈｚの電流（低周波信号電流）に対してはインダクタ１が３Ωのリアクタンスであるから、５０Ω≫３Ωとなり、電源周波電流の殆どはインダクタ１側に流れる。一方、１０ＫＨｚの高周波ノイズ電流ではインダクタ１が約６３０Ωのリアクタンスを呈し、この高周波ノイズ電流の殆どが抵抗２側に流れて電力消費を受けることとなる。したがって、１０ＫＨｚ以上の高周波ノイズ電流に対しては、インダクタ１を純抵抗に置き換えたことと等価になると言える。

本発明の実施形態は、図１（ａ）に示す基本回路構成を２電源ラインに挿入してノイズ減衰器を実用化している。

電源ライン等の信号線のような導体ライン４における信号伝送は、いわゆるノーマルモードによってなされている。従来、電源ラインに用いられているノイズフィルターのインダクタは、高周波応答性の高いコア材を用いる必要があるが、そのコア材は低電流値で磁気飽和を生じやすい欠点がある。そこで、従来のノイズフィルターでは、磁気飽和を避けるために１つのコア材に２つの同一ターン巻線を施し、往復電流によって磁束が互いに打ち消されるように構成されている。従って、この場合のインダクタは、コモンモードノイズ電流に対してのみ有効となっている。

アンテナ工学のバラン回路において述べられている事柄であるが、ノーマルモードで線状アンテナに給電しようとしても、アンテナとの接続部に生じる伝送線路の不連続点でノーマルモード電流の一部がコモンモードに変換されてしまうことは良く知られている事柄である。従って、電源ライン（導体ライン４）の引き回し方で直角に方向変換するなどの不連続点でコモンモードノイズ電流の一部がノーマルモードに変換される場合が多いため、特許文献１にも有効性がないわけではない。

本発明の実施形態に係るラインノイズ減衰器はコモン、ノーマル両モードのノイズ電流の抑制、ノイズ電力消費に有効となるべく構成しているが、しかし、信号ライン特に電源ラインに挿入する場合、問題となるのは、前述のコア材の磁気飽和が有効電流値の限界を与えてしまう点である。

そこで、本発明の実施形態に係るラインノイズ減衰器は、１つのコア材における巻線数が所望信号電流値で磁気飽和する限界ターン数に止めることとし、このインダクタ１に抵抗２を並列に組み合わせた素子を単位素子とすることとし、電源ライン等の所望電流に耐えるノイズ減衰器の実用化を図っている。なお、磁気飽和する限界ターン数は、導体ラインに流れる電流値によって決まるものであり、一義的に決定されるものではなく、前記電流値に応じて調整を行うこととなる。

本発明の実施形態に係るラインノイズ減衰器は図１（ａ）に示すようにインダクタ１と抵抗２とを並列接続して単位素子とし、これらの単位素子を図１（ｂ）に示すように直列（縦続）接続している。さらに、前記インダクタ１のインダクタンスＬ_ｉ（Ｌ_１，Ｌ_２，Ｌ_３，・・・Ｌ_ｎ）と前記抵抗２の抵抗値Ｒ_ｉ（Ｒ_１，Ｒ_２・・・Ｒ_ｎ）との比を定量的に固定させている。

図１（ｂ）におけるｉ番目の単位素子のインピーダンスをＺ_ｉとすれば、

と表せる。ここに、

である。

したがって、電源ライン（導体ライン４）に直列接続した２以上の単位素子による総合インピーダンスＺは、

となる。ここで、

とすれば、

となり、任意のノイズ電流の角周波数ωに対して、Ｒ_ｉ／ωＬ_ｉ＝ｘとおけば、
（１９）式は、

となる。

この場合、ωをノイズ減衰器における所望ノイズ下限角周波数ω_ｎとして、
Ｒ_ｉ／ω_ｎＬ_ｉ＝ｘ＝１つまりＲ_ｉ＝ω_ｎＬ_ｉとなるようにＲ_ｉとＬ_ｉの値を設定すれば、
（２０）式は、

となる。
従って、前記設定下限ノイズ角周波数より高いノイズ角周波でωＬ_ｉ≫Ｒ_ｉとなるから、ｘ→０となり、

となる。

ここで、インダクタ１のインダクタンスＬ_ｉ（Ｌ_１，Ｌ_２・・・Ｌ_ｎ）と抵抗２の抵抗値Ｒ_ｉ（Ｒ_１，Ｒ_２・・・Ｒ_ｎ）との比を定量的に固定するとは、ωをノイズ減衰器における所望ノイズ下限角周波数ω_ｎとして、Ｒ_ｉ／ω_ｎＬ_ｉ＝ｘ＝１つまりＲ_ｉ＝ω_ｎＬ_ｉとなるようにＲ_ｉとＬ_ｉの値を設定することを意味する。なお、Ｒ_ｉは図１（ｂ）に示すように直列接続したｉ番目の単位素子における抵抗２_ｉの抵抗値を意味し、Ｌ_ｉは図１（ｂ）に示すように直列接続したｉ番目の単位素子におけるインダクタ１_ｉのインダクタンスを意味する。

ここで、電源ライン用ノイズ減衰器を実用化した一例を挙げることにする。最大電流１０Ａまで非飽和のインダクタ１であって、０．４ｍHのインダクタンスをもつフェライトトロイダルコイルをインダクタ１として使用したとする。有効下限ノイズ周波数を１０ｋHzとすると、Ｒ_ｉ＝２５Ωである。この単位素子を２つの電源ラインに３個ずつ使用することとすれば、ΣＲ_ｉ＝１５０Ωとなる。また有効下限ノイズ周波数を５０ｋHzとする場合には、Ｒ_ｉ＝１２５Ωとし、トータル抵抗値は７５０Ωとなる。

また、本発明の実施形態では図２に示すように、逆行電力をも消費するため、図１（ｂ）に示す回路素子を２導体ライン４，４にバランスさせて接続している。３は信号電源、５は負荷である。なお、図２では、導体ラインを２線式としたが、これに限られるものではなく、３線式であってもよいものである。

本発明の実施形態に係るラインノイズ減衰器は、線状アンテナとして作動している例えば電源ライン等の導体ラインに重畳するノイズ電流を純抵抗によって電力消費に導き、導体ラインに接続された電子装置のノイズ障害を除去するものである。この場合、前記電子装置におけるノイズ障害を除去すればよいのであって、インダクタ１に並列な抵抗２の抵抗値を必要以上に大きくしてはならない。本発明の実施形態に係るラインノイズ源衰器のもう一つの目的機能は、ノイズ電流を抵抗によって消費し、線状アンテナとして作動する導体ラインからの再輻射電力を可能な限り低減することにより、ノイズ電磁環境を浄化することにある。

そのためには、図６に示す線状アンテナとして作動する導体ライン４のインピーダンスＺ_ａとノイズ電流負荷としての負荷のインピーダンスＺ_Ｌとの値を知る必要がある。これらの値を正確に知る必要はないが、大凡の値を知ることにより、ラインノイズ減衰器の定数を決定することができる。そこで、以下にノイズ障害を受けている電子装置における前記Ｘ_ａとＺ_Ｌとの値を知る手段について検討する。

図３及び図４は、ノイズ減衰器の定数を決定するために或る大型の電子装置に接続したアースライン上のクランプ型電流計による実測ノイズ電流のスペクトルの例を示している。図３及び図４には、電磁環境中に設置した各種のアースラインに重畳するノイズ電流を実測したサンプルデータＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆのスペクトルを示してある。図３及び図４では、その横軸に周波数（ｋＨｚ）を、縦軸に電流値（ｄＢμＡ）を取ってスペクトルを示している。図３では、周波数１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚでのサンプルデータＡ，Ｂ，Ｃのスペクトルを示しており、図４では、周波数０．１ＭＨｚ〜１ＭＨｚでのサンプルデータＤ，Ｅ，Ｆのスペクトルを示している。図３から明らかなように、１００ｋＨｚ以下のノイズ電流のスペクトルは様々な大きさを示しており、実際にノイズ障害の要因となっているノイズ電流の周波数は不明である。しかし、ノイズ電流の最大電流振幅に注目するのが常識的と考え、図３のうち、３０ｋＨｚのノイズ電流に注目する。この３０ｋＨｚのノイズ電流を本発明の実施形態に係るラインノイズ源衰器によって電力消費し、かつ対象となる電子装置のノイズ障害を除去するには、線状アンテナとして作動する導体ライン４のインピーダンスＺ_ａ及びノイズ障害負荷のインピーダンスＺ_Ｌの大きさを知る必要がある。

導体ライン４のインピーダンスＺ_ａ及びノイズ障害負荷のインピーダンスＺ_Ｌの大きさを知るには、２つのインダクタを使用した測定を行う。今、２つのインダクタのインダクタンスを各々Ｌ_１，Ｌ_２とし、そのインタクタンス値を既知とすれば、注目するノイズ周波電流の角周波数におけるリアクタンス値Ｘ_１，Ｘ_２は既知である。

導体ライン４に２つのインダクタを挿入する前に測定したノイズ電流の電流値をＩ_０とし、１つのインダクタを導体ラインに挿入した時の電流値をＩ_１またもう一つのインダクタを導体ラインに挿入した時の電流値をＩ_２とすれば、次式（２２），（２３），（２４）が成り立つ。

これを解けば、

この例では、３０ｋＨｚのノイズ電流に注目しているから、その波長は１０ｋｍであり、導体ライン４の長さは波長に比べて遙かに短く、また地上高も小さい。したがって、Ｒ_ｒの抵抗値は１０Ω以下と考えられるが、数十ｋＨｚのノイズ電流が数ミリＡも流れている場合、（２５）式が示す値がどのようになるかが問題となる。何故ならば、この導体ライン４に重畳しているノイズ電流がアンテナ放射抵抗に依存するものとは考えられず、近傍ノイズ磁界によるものと考えられるからである。もし、そうであるならば、Ｒ_ｒは発振器の内部抵抗として取り扱えばよいこととなる。

図５（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を適用した特性Ｈと、ノイズ減衰器を適用しない比較例の特性Ｇとを示している。図５（ａ）、（ｂ）から明らかなように、比較例の特性Ｇでは、３０ｋＨｚ、５０ｋＨｚ、７０ｋＨｚ、９０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚなどでノイズが突出しているが、本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を適用することにより、ノイズが減衰していることが分かる。この実測結果から、本発明の実施形態に係るノイズ減衰器は、ノイズ環境を浄化できることが明らかである。

また、本発明の実施形態は図６に示すように、インダクタ１と抵抗２との単位素子の前段に、インダクタ６とコンデンサ７との並列共振回路を配置することにより、ノイズ電流をさらに有効に抑制するようにしてもよいものである。

本発明の実施形態によれば、信号電源から負荷に信号電力を供給する導体ライン、例えば電源ラインに流れるノイズ電流を、直列共振現象を引き起こすコンデンサを用いることなく、しかも、配線態様が一様でない電源ラインなどに流れるノイズ電流、すなわちコモンモード及びノーマルモードのノイズ電流を抵抗でノイズ障害を抑制するまでに電力消費することができ、電源或いは信号源から電子装置に電力或いは信号を供給するためのラインに重畳するノイズ電流を減衰させることにより電磁環境を浄化できる。

具体的に説明すると、特許文献１に開示されたノイズフィルターでは、ノーマルモードのノイズ電流をコンデンサに迂回させて交流電源側に反射させているため、ノイズ電流が導体を伝って交流電源側に流れる際にノイズ電流が導体から周囲に再放射され、これが二次障害を引き起こすこととなる。

これに対して、本発明の実施形態によれば、インダクタを純抵抗に置き換えた効果について検討したように、アンテナとしての導体ラインの内部インピーダンスをＺ_ａ＝Ｒ_ｒ＋ｊＸ_ａとし、前記導体ラインに接続されている被ノイズ障害電子装置のノイズ障害負荷インピーダンスをＺ_ｌ＝Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌとしたとき、前記抵抗の抵抗値Ｒを、Ｒ≫（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）かつ（Ｒ_ｒ−Ｒ_Ｌ）≒Ｒの関係に設定している。そのため、インダクタに並列な抵抗でノイズ電流が熱消費されて、逆行電力すなわちノイズ電流が導体を流れる際の電力を可及的に０に近付けることができ、電磁環境を浄化することができる。このことは特許文献１のようにコンデンサを用いたノイズフィルターでは達成できない効果である。

また、特許文献１では、導体ラインへインダクタを挿入することによりノイズ障害低減の対策を施している。電源ライン等の信号線のような導体ラインにおける信号伝送は、いわゆるノーマルモードによってなされている。従来、電源ラインに用いられているノイズフィルターのインダクタは、高周波応答性の高いコア材を用いる必要があるが、そのコア材は低電流値で磁気飽和を生じやすい欠点がある。そこで、従来のノイズフィルターでは、磁気飽和を避けるために１つのコア材に２つの同一ターン巻線を施し、往復電流によって磁束が互いに打ち消されるように構成されている。従って、この場合のインダクタは、コモンモードノイズ電流に対してのみ有効となっており、ノーマルモードでの対策がなされていないのである。

本発明の実施形態に係るラインノイズ減衰器はコモン、ノーマル両モードのノイズ電流の抑制、ノイズ電力消費に有効となるべく構成しているが、しかし、信号ライン特に電源ラインに挿入する場合、問題となるのは、前述のコア材の磁気飽和が有効電流値の限界を与えてしまう点である。

そこで、本発明の実施形態に係るラインノイズ減衰器は、２以上のインダクタを縦続接続し、前記縦続接続した各インダクタに抵抗をそれぞれ並列接続している。具体的に説明すると、本発明の実施形態では図１（ｂ）に示すように、１つのコア材における巻線数が所望信号電流値で磁気飽和する限界ターン数に止めることとし、このインダクタ１に抵抗２を並列に組み合わせた素子を単位素子とすることとし、この単位素子を縦続接続し、その縦続接続した個数のインダクタのインダクタンス値を合計した値を総合インダクタンス値としているため、電源ライン等の所望電流で磁気飽和が生じることを抑えることができる。したがって、特許文献２のような磁気飽和現象を回避することができ、電源ラインに抵抗を挿入したことによる問題を解決できるのである。

２以上のインダクタを縦続接続することにより、磁気飽和を回避することができるが、さらに、ギャップを有する閉磁路形成用コアに巻線を施したインダクタを用いることにより、耐磁気飽和性を向上できることとなる。

さらに、前記インダクタのインダクタンスと前記抵抗の抵抗値との比を定量的に固定して、前記インダクタと前記抵抗とを前記導体ラインに有する際に、縦続接続したｉ番目のインダクタのインダクタンスをＬ_ｉ、抵抗の抵抗値をＲ_ｉ、ラインノイズ減衰器における設定ノイズ下限角周波数をω_ｎとして、Ｒ_ｉ＝ω_ｎＬ_ｉとの関係に設定することにより、ノイズ電流をインダクタに流すことなく並列接続した抵抗に誘導することができ、ノイズ電流を抵抗で熱消費することができる。

また、アンテナとしての導体ラインの内部インピーダンスをＺ_ａ＝Ｒ_ｒ＋ｊＸ_ａとし、前記導体ラインに接続されている被ノイズ障害電子装置のノイズ障害負荷インピーダンスをＺ_ｌ＝Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌとしたとき、前記抵抗の抵抗値Ｒを、Ｒ≫Ｒ_ｒかつＲ≫｜Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ｜の関係に設定することにより、逆行電力を０に近付けることができる。

また、導体ラインにインダクタを挿入する前に測定したノイズ電流の電流値をＩ_０とし、１つのインダクタを導体ラインに挿入した時の電流値をＩ_１、またもう一つのインダクタを導体ラインに挿入した時の電流値をＩ_２とし、

の式に基づいて算出し、

の式に基づいて算出することにより、導体ラインのインピーダンス及びノイズ障害負荷のインピーダンスの大きさを知ることができ、異なる電磁環境に対しても一律に対応することができる。

また、前記インダクタと前記抵抗との組を２本の導体ラインにバランスさせて接続している。これにより、導体ライン単位で、線状アンテナとして作動している例えば電源ライン等の導体ラインに重畳するノイズ電流を純抵抗によって電力消費に導き、導体ラインに接続された電子装置のノイズ障害を除去することができる。さらに、導体ライン単位で、ノイズ電流を抵抗によって消費し、線状アンテナとして作動する導体ラインからの再輻射電力を可能な限り低減することにより、ノイズ電磁環境を浄化することができる。

本発明によれば、電源或いは信号源から電子装置に電力或いは信号を供給するためのラインに重畳するノイズ電流を減衰させることにより電磁環境を浄化することができ、電子装置等の誤作動を改善できるものである。

（ａ）は本発明の実施形態に係るラインノイズ減衰器の単位素子の構成を示す回路図、（ｂ）は図１（ａ）に示す単位素子を縦続接続した例を示す回路図である。 図１（ａ）に示す単位素子を２つの導体ラインにバランスさせて配置した回路図である。 本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を搭載した状態で測定した電磁環境を示す図である。 本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を搭載した状態で測定した電磁環境を示す図である。 本発明の実施形態と比較例とを比較した結果を示す特性図である。 本発明の他の実施形態を示す回路図である。 導体ラインがアンテナとして作動した場合における等価回路を示す図である。

符号の説明

１ インダクタ
２ 抵抗
４ 導体ライン

Claims (8)

1. 低周波信号電源から負荷に信号電力を供給する導体ラインに重畳するノイズ電流を減衰させることにより電磁環境を浄化するラインノイズ減衰器であって、
   前記導体ラインは、高周波ノイズ電流を送受信するアンテナとして作動し、
   低周波信号電力の流れを許容するインダクタと、ノイズ電流の角周波数における前記インダクタのリアクタンス値に対して、前記インダクタで遮断された高周波ノイズ電流が流れ込む抵抗値に設定され、その抵抗値で前記高周波ノイズ電流を熱に代えて消費する抵抗とを有し、
   前記インダクタのインダクタンスと前記抵抗の抵抗値との比を定量的に固定して、前記インダクタと前記抵抗とを前記導体ラインに有することを特徴とするラインノイズ減衰器。
2. ２以上のインダクタを縦続接続し、前記縦続接続した各インダクタに抵抗をそれぞれ並列接続した請求項１に記載のラインノイズ減衰器。
3. ギャップを有する閉磁路形成用コアに巻線を施したインダクタを用いた請求項２に記載のラインノイズ減衰器。
4. 縦続接続したｉ番目のインダクタのインダクタンスをＬ_ｉ、抵抗の抵抗値をＲ_ｉ、ラインノイズ減衰器における設定ノイズ下限角周波数をω_ｎとして、R_ｉ＝ω_ｎL_ｉとの関係に設定した請求項１に記載のラインノイズ減衰器。
5. 前記アンテナとしての導体ラインの内部インピーダンスをＺ_ａ＝Ｒ_ｒ＋ｊＸ_ａとし、前記導体ラインに接続されている被ノイズ障害電子装置のノイズ障害負荷インピーダンスをＺ_ｌ＝Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌとしたとき、
   前記抵抗の抵抗値Ｒを、
   Ｒ≫（Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ）かつ（Ｒ_ｒ−Ｒ_Ｌ）≒Ｒの関係に設定したことを特徴とする請求項１に記載のラインノイズ減衰器。
6. 前記アンテナとしての導体ラインの内部インピーダンスをＺ_ａ＝Ｒ_ｒ＋ｊＸ_ａとし、前記導体ラインに接続されている被ノイズ障害電子装置のノイズ障害負荷インピーダンスをＺ_ｌ＝Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌとしたとき、
   前記抵抗の抵抗値Ｒを、
   Ｒ≫Ｒ_ｒかつＲ≫｜Ｘ_ａ＋Ｘ_Ｌ｜の関係に設定した請求項１に記載のラインノイズ減衰器。
7. 前記導体ラインに前記インダクタを挿入する前に測定したノイズ電流の電流値をＩ_０とし、１つのインダクタを導体ラインに挿入した時の電流値をＩ_１、またもう一つのインダクタを導体ラインに挿入した時の電流値をＩ_２とし、
   

   

   請求項４に記載のラインノイズ減衰器。
8. 前記インダクタと前記抵抗との組を２本以上の導体ラインにバランスさせて接続した請求項１に記載のラインノイズ減衰器。

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