JP2010118700A - Light-emitting element driver - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To perform an APC operation effectively without supplying a meaningless overcurrent to a light-emitting element. <P>SOLUTION: When an APC select signal FA is set to an H-level for starting an APC operation, a monitor voltage V<SB>A</SB>is immediately generated by a monitor voltage generating circuit 16A, and an error voltage V<SB>EA</SB>corresponding to a difference between the monitor voltage V<SB>A</SB>and a reference voltage V<SB>P</SB>is outputted by an error amplifier circuit 18A. However, an S/H circuit 20A is maintained in a hold mode until the monitor voltage V<SB>A</SB>reaches near the reference voltage V<SB>P</SB>, a laser diode LD<SB>A</SB>is driven by the same switching current I<SB>SA</SB>as that before the APC operation start, and after the monitor voltage V<SB>A</SB>reaches near the reference voltage V<SB>P</SB>, the S/H circuit 20A is switched to a sampling mode, and the feedback control operation of a closed loop is started. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、発光素子を発光駆動する装置に係り、特に発光素子の光出力を一定に保つためのAPC(オートパワーコントロール)機能を有する発光素子駆動装置に関する。   The present invention relates to an apparatus for driving light emission of a light emitting element, and more particularly to a light emitting element driving apparatus having an APC (auto power control) function for keeping the light output of a light emitting element constant.

発光素子の代表例としてレーザダイオードがよく知られている。レーザダイオードに順方向の駆動電流を流すと、活性層の領域で電子とホールとが再結合してフォトンが発生し、この自然放出光が帰還作用によって活性層中を往復運動してレーザ発振(誘導放出)が生じる。   Laser diodes are well known as typical examples of light emitting elements. When a forward drive current is applied to the laser diode, electrons and holes are recombined in the active layer region to generate photons, and this spontaneously emitted light reciprocates in the active layer by a feedback action to generate laser oscillation ( Stimulated release).

一般に、レーザダイオードを駆動する装置は、レーザダイオードの特性が変化してもその光出力または発光量を一定に保つためにAPC機能を備えている。この種のAPCは、レーザダイオードの発生する光を受光してその光出力に応じた光電流を生成する受光素子と、この受光素子の光電流に所定の係数を乗じた大きさのモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成回路と、このモニタ電圧生成回路からのモニタ電圧をレーザダイオードの発光出力の設定値に対応する基準電圧と比較してその差分に応じた誤差電圧を出力する差動増幅回路と、この差動増幅回路の出力電圧をサンプリングしてホールドするサンプル・ホールド回路と、このサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた駆動電流を生成する駆動電流生成回路とで構成される。   In general, an apparatus for driving a laser diode has an APC function in order to keep its light output or light emission amount constant even if the characteristics of the laser diode change. This type of APC receives a light generated by a laser diode and generates a photocurrent according to the light output, and a monitor voltage having a magnitude obtained by multiplying the photocurrent of the light receiving element by a predetermined coefficient. A monitor voltage generation circuit for generating, a differential amplifier circuit for comparing the monitor voltage from the monitor voltage generation circuit with a reference voltage corresponding to a set value of the light emission output of the laser diode and outputting an error voltage corresponding to the difference; A sample and hold circuit that samples and holds the output voltage of the differential amplifier circuit, and a drive current generation circuit that generates a drive current according to the output voltage of the sample and hold circuit.

レーザダイオードが定常動作モードで発光している間はAPCが働かず、レーザダイオードに供給する駆動電流を再設定するときにAPC動作が行われる。この場合、レーザダイオードの光出力に応じた光電流が受光素子に流れ、モニタ電圧生成回路より受光素子の光電流ひいてはレーザダイオードの光出力に応じたモニタ電圧が出力される。そして、このモニタ電圧が誤差増幅回路で基準電圧と比較され、その差分または比較誤差を表す誤差電圧がサンプル・ホールド回路によりサンプリング・ホールドされて駆動電流生成回路に与えられる。駆動電流生成回路は、サンプル・ホールド回路の出力電圧を制御電圧としてこれに応じた電流値を有する駆動電流を生成し、この駆動電流をレーザダイオードに供給し、レーザダイオードはこの駆動電流の電流値に応じた光出力で発光する。こうしてフィードバックループの中でレーザダイオードが発光し、モニタ電圧が基準電圧に到達ないし収束すると、つまりレーザダイオードの光出力が設定出力に等しくなると、フィードバックループは平衡状態に達する。この平衡状態の下でサンプル・ホールド回路をサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えると、APC動作から定常動作へ切り替えた後も駆動電流生成回路よりレーザダイオードに供給される駆動電流の電流値が該平衡状態のときの電流値(再設定電流値)に保持され、レーザダイオードの光出力が設定出力に保持される。APC動作を終了するときは、上記のようなサンプル・ホールド回路のモード切替とともに、モニタ電圧生成回路ないしは受光素子をオフにするようにしている。   While the laser diode emits light in the steady operation mode, APC does not work, and the APC operation is performed when the drive current supplied to the laser diode is reset. In this case, a photocurrent corresponding to the light output of the laser diode flows through the light receiving element, and a monitor voltage corresponding to the photocurrent of the light receiving element and thus the light output of the laser diode is output from the monitor voltage generating circuit. Then, this monitor voltage is compared with a reference voltage by an error amplifier circuit, and an error voltage representing the difference or comparison error is sampled and held by a sample and hold circuit and is supplied to a drive current generation circuit. The drive current generation circuit generates a drive current having a current value corresponding to the output voltage of the sample and hold circuit as a control voltage, supplies the drive current to the laser diode, and the laser diode supplies the current value of the drive current. It emits light with the light output according to. Thus, when the laser diode emits light in the feedback loop and the monitor voltage reaches or converges to the reference voltage, that is, when the light output of the laser diode becomes equal to the set output, the feedback loop reaches an equilibrium state. When the sample-and-hold circuit is switched from the sampling mode to the hold mode under this equilibrium state, the current value of the drive current supplied from the drive current generation circuit to the laser diode is changed even after the APC operation is switched to the steady operation. The current value (reset current value) in the equilibrium state is held, and the light output of the laser diode is held at the set output. When the APC operation is terminated, the monitor voltage generation circuit or the light receiving element is turned off together with the mode switching of the sample and hold circuit as described above.

従来の発光素子駆動装置は、APC動作を開始するときに、モニタ電圧生成回路ないしは受光素子をそれまでのオフ状態からオン状態に切り替え、これと同時にサンプル・ホールド回路をそれまでのホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えるようにしている。   When the conventional light emitting element driving device starts the APC operation, the monitor voltage generation circuit or the light receiving element is switched from the previous off state to the on state, and at the same time, the sample and hold circuit is changed from the previous hold mode. Switch to sampling mode.

この場合、APC動作の開始直後で、モニタ電圧生成回路より出力されるモニタ電圧がそれまでのオフ状態のレベル(通常は零レベル)から基準電圧に向かって立ち上がる際に誤差増幅回路より大きな誤差電圧が出力され、この大きな誤差電圧がサンプル・ホールド回路でサンプリングされ、駆動電流生成回路へ与えられる。そうすると、サンプル・ホールド回路からの制御電圧に応じて駆動電流生成回路より出力される駆動電流の電流値はそれまでの設定電流値から増大し、レーザダイオードの光出力も設定出力付近の値から上昇する方向に変化し、これによってモニタ電圧がさらに上昇する。そして、モニタ電圧が基準電圧を超えると、APCのフィードバックループが一転して逆方向に働き、今度は誤差増幅回路より逆極性の誤差電圧が出力されることとなり、サンプル・ホールド回路から駆動電流生成回路へ与えられる制御電圧が低下して、駆動電流の電流値、レーザダイオードの光出力ひいてはモニタ電圧が減少または下降する。こうして終いには、モニタ電圧生成回路より出力されるモニタ電圧が基準電圧に収束して平衡状態に達し、レーザダイオードの光出力が設定出力に等しくなるように駆動電流の電流値が最設定される。   In this case, immediately after the start of the APC operation, an error voltage larger than that of the error amplifier circuit when the monitor voltage output from the monitor voltage generation circuit rises from the off-state level (usually zero level) until then to the reference voltage. The large error voltage is sampled by the sample and hold circuit and supplied to the drive current generation circuit. Then, according to the control voltage from the sample and hold circuit, the current value of the drive current output from the drive current generation circuit increases from the set current value so far, and the optical output of the laser diode also increases from the value near the set output. The monitor voltage further increases. When the monitor voltage exceeds the reference voltage, the APC feedback loop turns and works in the reverse direction. This time, the error voltage of the opposite polarity is output from the error amplifier circuit, and the drive current is generated from the sample and hold circuit. The control voltage applied to the circuit decreases, and the current value of the drive current, the optical output of the laser diode, and thus the monitor voltage decrease or decrease. At the end, the monitor voltage output from the monitor voltage generation circuit converges to the reference voltage and reaches an equilibrium state, and the current value of the drive current is set to the maximum so that the optical output of the laser diode becomes equal to the set output. The

しかしながら、上記のように駆動電流の電流値をそれまでの設定値よりいったん大きく増大させてから再び元の方へ戻すように減少させて新たな設定値(再設定値)に調整するのでは、APC動作の開始から完了までの所要時間がどうしても長くなってしまう。通常のアプリケーションではレーザダイオードの特性変化の速度に比してAPC動作は非常に短いサイクルで行われ、たとえばレーザ印字ヘッドにおいてはライン走査の合間にAPC動作が行われる。したがって、APC動作の開始直前と完了直後とで駆動電流の設定電流値が大して違わないのが普通である。それなのに、上記のように毎回一律に制御電圧や駆動電流の大幅な上げ下げや増減を行うのは無駄な動作あるいは誤動作といえる面があるだけでなく、他面においてレーザダイオードの特性がAPC動作時の過電流駆動によって劣化し、あるいは劣化を早めるおそれがある。   However, as described above, the current value of the drive current is increased once more than the previous set value and then decreased to return to the original value again and adjusted to a new set value (reset value). The time required from the start to the completion of the APC operation is inevitably long. In a normal application, the APC operation is performed in a very short cycle as compared with the speed of the characteristic change of the laser diode. For example, in the laser print head, the APC operation is performed between line scans. Therefore, it is normal that the set current value of the drive current is not significantly different between immediately before the start of the APC operation and immediately after completion of the APC operation. Nevertheless, as described above, it is not only a wasteful operation or a malfunction to perform a large increase / decrease or increase / decrease in the control voltage or drive current every time. There is a risk of deterioration due to overcurrent driving, or deterioration.

本発明は、上記のような従来技術の問題点を解消するものであり、発光素子に無意味な過電流を与えずに効率的にAPC動作を行うようにした発光素子駆動装置を提供することを目的とする。   The present invention solves the above-described problems of the prior art, and provides a light-emitting element driving device that can efficiently perform an APC operation without applying a meaningless overcurrent to the light-emitting element. With the goal.

上記の目的を達成するために、本発明の発光素子駆動装置は、発光素子の光出力を光電流に変換するための受光素子と、前記受光素子の光電流またはそれに比例した出力電流が流れるモニタ抵抗と前記光電流または前記出力電流の通電/遮断を切り替えるためのオン/オフ・スイッチとを有し、前記モニタ抵抗の電圧降下に応じたモニタ電圧を出力するモニタ電圧生成回路と、前記モニタ電圧生成回路の出力電圧と前記発光素子の光出力の設定値に対応する基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を出力する誤差増幅回路と、入力端子が前記誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能なサンプル・ホールド回路と、前記発光素子を発光駆動するために前記サンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、前記駆動電流を再設定するために前記モニタ電圧生成回路の前記オン/オフ・スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えた直後に、前記モニタ電圧生成回路より出力される前記モニタ電圧を監視し、前記モニタ電圧が前記基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記サンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替えるモード切替回路とを有する。   In order to achieve the above object, a light emitting element driving apparatus according to the present invention includes a light receiving element for converting the light output of the light emitting element into a photocurrent, and a monitor through which the photocurrent of the light receiving element or an output current proportional thereto flows. A monitor voltage generating circuit that includes a resistor and an on / off switch for switching on / off of the photocurrent or the output current, and outputs a monitor voltage according to a voltage drop of the monitor resistor; and the monitor voltage An error amplification circuit that compares an output voltage of the generation circuit and a reference voltage corresponding to a set value of an optical output of the light emitting element, and outputs an error voltage according to the difference, and an input terminal is an output of the error amplification circuit A sampling mode that samples and outputs the error voltage from the error amplification circuit, or a hold mode that holds the current output voltage. Switchable sample and hold circuit, a drive current generating circuit for generating a drive current having a current value corresponding to the output voltage of the sample and hold circuit for driving the light emitting element to emit light, and the drive current Immediately after switching the on / off switch of the monitor voltage generation circuit from the off state to the on state for resetting, the monitor voltage output from the monitor voltage generation circuit is monitored, and the monitor voltage is And a mode switching circuit that detects the timing of reaching the vicinity of the reference voltage and switches the sample and hold circuit from the hold mode to the sampling mode.

上記の構成においては、オン/オフ・スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えると、モニタ電圧生成回路内で光電流ないしそれに比例した出力電流が流れて、モニタ抵抗より光電流の電流値に比例した電圧値を有するモニタ電圧が得られる。このモニタ電圧は誤差増幅回路で基準電圧と比較され、誤差増幅回路より出力される誤差電圧がサンプル・ホールド回路に入力される。一方、モード切替回路は、サンプル・ホールド回路をそれまでのホールド・モードに保ったまま、モニタ電圧生成回路より出力されるモニタ電圧を監視する。こうして、誤差増幅回路より出力される誤差電圧の値に関係なく、ホールド・モード状態のサンプル・ホールド回路の出力電圧に対応した電流値の駆動電流が駆動電流生成回路より生成され、この駆動電流で発光素子が発光駆動される。そして、モニタ電圧が基準電圧の近傍に到達すると、そのタイミングでモード切替回路がサンプル・ホールド回路をホールド・モードからサンプリング・モードに切り替える。そうすると、サンプル・ホールド回路は誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力電圧をリアルタイムで更新し、閉ループのフィードバック制御動作が働いて、モニタ電圧を基準電圧に限りなく近づける。これにより、アプリケーションに依存せずに効率よくAPC動作を行うことができる。   In the above configuration, when the on / off switch is switched from the off state to the on state, a photocurrent or an output current proportional to it flows in the monitor voltage generation circuit, and is proportional to the current value of the photocurrent from the monitor resistor. A monitor voltage having a voltage value is obtained. This monitor voltage is compared with a reference voltage by an error amplification circuit, and the error voltage output from the error amplification circuit is input to the sample and hold circuit. On the other hand, the mode switching circuit monitors the monitor voltage output from the monitor voltage generation circuit while keeping the sample-and-hold circuit in the previous hold mode. In this way, a drive current having a current value corresponding to the output voltage of the sample-and-hold circuit in the hold mode state is generated from the drive current generation circuit regardless of the value of the error voltage output from the error amplification circuit. The light emitting element is driven to emit light. When the monitor voltage reaches the vicinity of the reference voltage, the mode switching circuit switches the sample / hold circuit from the hold mode to the sampling mode at that timing. Then, the sample and hold circuit samples the error voltage from the error amplifying circuit and updates the output voltage in real time, and the closed loop feedback control operation works to bring the monitor voltage as close as possible to the reference voltage. As a result, the APC operation can be performed efficiently without depending on the application.

本発明の好適な一態様によれば、モード切替回路が、モニタ電圧を入力して、モニタ電圧の微分波形を表す出力電圧を生成する微分回路と、この微分回路の出力電圧を入力し、その電圧が零近傍のレベルまで下がった時にサンプル・ホールド回路をホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えるための第1の切替信号を出力する出力回路とを有する。この場合、好適には、微分回路がコンデンサと抵抗とを直列に接続して構成され、該抵抗の両端間の電圧を微分回路の出力電圧とする。また、出力回路は、第1の入力端子が抵抗の一端に接続されるとともに、第2の入力端子が抵抗の他端に接続され、第1の入力端子に入力する第1の入力電圧と第2の入力端子に入力する第2の入力電圧との大小を比較してその比較結果を表す二値信号を第1のモード切替信号として出力するコンパレータを有する。さらに好適には、出力回路が、コンパレータの入力に所定のバイアスを与えるために、微分回路の抵抗の一端とコンパレータの第1の入力端子とに接続されたバイアス回路、あるいは微分回路の抵抗の他端とコンパレータの第2の入力端子とに接続されたバイアス回路を有してよい。さらに、コンパレータが、差動入力部を構成するためにそれぞれのベースが第1および第2の入力端子に接続された第1および第2のバイポーラ・トランジスタを有してよい。   According to a preferred aspect of the present invention, the mode switching circuit receives the monitor voltage and generates an output voltage representing the differentiated waveform of the monitor voltage, and inputs the output voltage of the differentiator circuit. And an output circuit for outputting a first switching signal for switching the sample and hold circuit from the hold mode to the sampling mode when the voltage drops to a level close to zero. In this case, preferably, the differentiation circuit is configured by connecting a capacitor and a resistor in series, and the voltage across the resistor is used as the output voltage of the differentiation circuit. The output circuit has a first input terminal connected to one end of the resistor, a second input terminal connected to the other end of the resistor, and a first input voltage input to the first input terminal and the first input voltage. A comparator that compares the second input voltage input to the second input terminal with a second input voltage and outputs a binary signal representing the comparison result as a first mode switching signal; More preferably, the output circuit applies a predetermined bias to the input of the comparator, a bias circuit connected to one end of the resistor of the differentiating circuit and the first input terminal of the comparator, or other than the resistor of the differentiating circuit. There may be a bias circuit connected to the end and the second input terminal of the comparator. Further, the comparator may have first and second bipolar transistors with their bases connected to the first and second input terminals to form a differential input.

また、別の好適な一態様として、モード切替回路が、モニタ電圧を入力して、モニタ電圧の微分波形を表す過渡電流を生成する微分回路と、この微分回路で生成される過渡電流の電流値が零近傍まで減少した時にサンプル・ホールド回路をホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えるための第1の切替信号を出力する出力回路とを有してもよい。   As another preferred embodiment, the mode switching circuit receives a monitor voltage and generates a transient current representing a differential waveform of the monitor voltage, and a current value of the transient current generated by the differential circuit And an output circuit for outputting a first switching signal for switching the sample and hold circuit from the hold mode to the sampling mode.

また、好適な一態様によれば、駆動電流生成回路の出力端子に対して発光素子と直列に接続されるスイッチング回路が設けられる。このスイッチング回路は、二値信号またはパルス信号として与えられる入力信号の論理レベルに応じて駆動電流生成回路からの駆動電流を発光素子に流し、もしくは駆動電流を遮断するように動作する。   According to a preferred aspect, there is provided a switching circuit connected in series with the light emitting element with respect to the output terminal of the drive current generation circuit. This switching circuit operates so that the drive current from the drive current generation circuit flows to the light emitting element or cuts off the drive current according to the logic level of the input signal given as a binary signal or a pulse signal.

また、好適な一態様によれば、モニタ電圧生成回路が、受光素子と直列接続された第1のトランジスタと、第1のトランジスタとカレントミラー回路を構成する第2のトランジスタとを有し、第2のトランジスタと直列に前記モニタ抵抗およびオン/オフ・スイッチが接続される。   According to a preferred aspect, the monitor voltage generation circuit includes a first transistor connected in series with the light receiving element, a second transistor that forms a current mirror circuit with the first transistor, and The monitor resistor and the on / off switch are connected in series with the two transistors.

また、好適な一態様によれば、モニタ電圧生成回路のオン/オフ・スイッチがオン状態からオフ状態に切り替わった時から所定時間の経過後に、モード切替回路がサンプル・ホールド回路をサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えるための第2の切替信号を出力する。   Further, according to a preferred aspect, the mode switching circuit removes the sample and hold circuit from the sampling mode after a lapse of a predetermined time from when the on / off switch of the monitor voltage generating circuit is switched from the on state to the off state. A second switching signal for switching to the hold mode is output.

また、好適な一態様においては、モード切替回路がサンプル・ホールド回路をサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えるのとほぼ同時に、モード選択回路がモニタ電圧生成回路のオン/オフ・スイッチをオン状態からオフ状態に切り替える。このモード選択回路は、オン/オフ・スイッチのオフ状態からオン状態への切り替えも行う。さらに、モード選択回路が、モード切替回路を通じて、サンプル・ホールド回路のホールド・モードからサンプリング・モードへの切り替え、およびサンプリング・モードからホールド・モードへの切り替えを選択する。   In a preferred aspect, the mode selection circuit switches the on / off switch of the monitor voltage generation circuit from the on state almost simultaneously with the mode switching circuit switching the sample / hold circuit from the sampling mode to the hold mode. Switch to off state. This mode selection circuit also switches the on / off switch from the off state to the on state. Furthermore, the mode selection circuit selects switching from the hold mode to the sampling mode and switching from the sampling mode to the hold mode of the sample and hold circuit through the mode switching circuit.

本発明の別の観点における発光素子駆動装置は、選択的に発光する第1または第2の発光素子の光出力を光電流に変換するための受光素子と、前記第1の発光素子が発光するときに前記受光素子の光電流またはそれに比例した第1の出力電流が流れる第1のモニタ抵抗と前記第1の出力電流の通電/遮断を切り替えるための第1のオン/オフ・スイッチとを有し、前記第1のモニタ抵抗の電圧降下に応じた第1のモニタ電圧を出力する第1のモニタ電圧生成回路と、前記第1のモニタ電圧生成回路の出力電圧と前記第1の発光素子の光出力の設定値に対応する第1の基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を発生する第1の誤差増幅回路と、入力端子が前記第1の誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記第1の誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能な第1のサンプル・ホールド回路と、前記第1の発光素子を発光駆動するために前記第1のサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する第1の駆動電流を生成する第1の駆動電流生成回路と、前記第1の駆動電流を再設定するために前記第1のモニタ電圧生成回路の前記第1のオン/オフ・スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えた直後に、前記第1のモニタ電圧生成回路より出力される前記第1のモニタ電圧を監視し、前記第1のモニタ電圧が前記第1の基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記第1のサンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替える第1のモード切替回路と、前記第2の発光素子が発光するときに前記受光素子の光電流またはそれに比例した第2の出力電流が流れる第2のモニタ抵抗と前記第2の出力電流の通電/遮断を切り替えるための第2のオン/オフ・スイッチとを有し、前記第2のモニタ抵抗の電圧降下に応じた第2のモニタ電圧を出力する第2のモニタ電圧生成回路と、前記第2のモニタ電圧生成回路の出力電圧と前記第2の発光素子の光出力の設定値に対応する第2の基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を発生する第2の誤差増幅回路と、入力端子が前記第2の誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記第2の誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能な第2のサンプル・ホールド回路と、前記第2の発光素子を発光駆動するために前記第2のサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する第2の駆動電流を生成する第2の駆動電流生成回路と、前記第2の駆動電流を再設定するために前記第2のモニタ電圧生成回路の前記第2のオン/オフ・スイッチをオフ状態からオン状態に切り替えた直後に、前記第2のモニタ電圧生成回路より出力される前記第2のモニタ電圧を監視し、前記第2のモニタ電圧が前記第2の基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記第2のサンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替える第2のモード切替回路とを有する。   According to another aspect of the present invention, there is provided a light emitting element driving apparatus, wherein a light receiving element for converting a light output of a first or second light emitting element that selectively emits light into a photocurrent, and the first light emitting element emits light. A first monitor resistor through which a photocurrent of the light receiving element or a first output current proportional to the photocurrent flows, and a first on / off switch for switching on / off of the first output current. And a first monitor voltage generation circuit that outputs a first monitor voltage corresponding to a voltage drop of the first monitor resistor, an output voltage of the first monitor voltage generation circuit, and the first light emitting element. A first error amplification circuit that compares a first reference voltage corresponding to the set value of the optical output and generates an error voltage according to the difference, and an input terminal is the output terminal of the first error amplification circuit Connected to the first error amplifier circuit A first sample and hold circuit that can be selectively switched to either a sampling mode that samples and outputs an error voltage or a hold mode that holds an output voltage regardless of the current input voltage; A first drive current generating circuit for generating a first drive current having a current value corresponding to an output voltage of the first sample and hold circuit to drive the light emitting element to emit light; and Immediately after switching the first on / off switch of the first monitor voltage generation circuit from the off state to the on state for resetting, the first monitor voltage generation circuit outputs the first monitor voltage generation circuit. The first sample and hold circuit is held by detecting the timing at which the first monitor voltage reaches the vicinity of the first reference voltage. A first mode switching circuit for switching from the mode to the sampling mode; a second monitor resistor through which a photocurrent of the light receiving element or a second output current proportional to the light receiving element flows when the second light emitting element emits light; A second on / off switch for switching on / off of the second output current, and outputs a second monitor voltage corresponding to a voltage drop of the second monitor resistor. The monitor voltage generation circuit compares the output voltage of the second monitor voltage generation circuit with the second reference voltage corresponding to the set value of the optical output of the second light emitting element, and an error corresponding to the difference A second error amplifying circuit for generating a voltage, and a sampling mode in which an input terminal is connected to an output terminal of the second error amplifying circuit, and the error voltage from the second error amplifying circuit is sampled and output. Or a second sample and hold circuit that can be selectively switched to any one of the hold modes for holding the output voltage regardless of the current input voltage, and the second light emitting element for driving the second light emitting element. A second drive current generating circuit for generating a second drive current having a current value corresponding to an output voltage of the second sample and hold circuit, and the second monitor for resetting the second drive current Immediately after switching the second on / off switch of the voltage generation circuit from the off state to the on state, the second monitor voltage output from the second monitor voltage generation circuit is monitored, and the second And a second mode for switching the second sample and hold circuit from the hold mode to the sampling mode by detecting the timing at which the monitor voltage reaches the vicinity of the second reference voltage. And a switching circuit.

また、本発明の他の観点における発光素子駆動装置は、選択的に発光する発光素子の光出力を光電流に変換するための受光素子と、前記発光素子が発光するときに前記受光素子の光電流またはそれに比例した第1の出力電流が選択的に流れる第1のモニタ抵抗を有し、前記第1のモニタ抵抗の電圧降下に応じた第1のモニタ電圧を出力する第1のモニタ電圧生成回路と、前記第1のモニタ電圧生成回路の出力電圧と前記発光素子の光出力の設定値に対応する第1の基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を発生する第1の誤差増幅回路と、入力端子が前記第1の誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記第1の誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能な第1のサンプル・ホールド回路と、前記発光素子を発光駆動するために前記第1のサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、前記発光素子が発光するときに前記受光素子の光電流またはそれに比例した第2の出力電流が選択的に流れる第2のモニタ抵抗を有し、前記第2のモニタ抵抗の電圧降下に応じた第2のモニタ電圧を出力する第2のモニタ電圧生成回路と、前記第2のモニタ電圧生成回路の出力電圧と前記発光素子の閾電流値付近に選ばれるバイアス電流設定値に対応する第2の基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を発生する第2の誤差増幅回路と、入力端子が前記第2の誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記第2の誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能な第2のサンプル・ホールド回路と、前記発光素子をバイアスするために前記第2のサンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有するバイアス電流を生成するバイアス電流生成回路と、前記発光素子が発光するときに、前記第1のモニタ抵抗に前記第1の出力電流を流すための第1のスイッチ位置もしくは前記第2のモニタ抵抗に前記第2の出力電流を流すための第2のスイッチ位置に切替可能な切替スイッチと、前記駆動電流を再設定するために前記切替スイッチを前記第1のスイッチ位置に切り替えた直後に、前記第1のモニタ電圧生成回路より出力される前記第1のモニタ電圧を監視し、前記第1のモニタ電圧が前記第1の基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記第1のサンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替える第1のモード切替回路と、前記バイアス電流を再設定するために前記切替スイッチを前記第2のスイッチ位置に切り替えた直後に、前記第2のモニタ電圧生成回路より出力される前記第2のモニタ電圧を監視し、前記第2のモニタ電圧が前記第2の基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記第2のサンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替える第2のモード切替回路とを有する。   According to another aspect of the present invention, there is provided a light emitting element driving apparatus including a light receiving element for converting light output of a light emitting element that selectively emits light into a photocurrent, and light of the light receiving element when the light emitting element emits light. A first monitor voltage generator having a first monitor resistor through which a current or a first output current proportional to the current selectively flows, and outputting a first monitor voltage according to a voltage drop of the first monitor resistor A first reference voltage corresponding to a set value of a light output of the light emitting element and an output voltage of the circuit, the first monitor voltage generating circuit, and generating an error voltage according to the difference And an error amplifier circuit of which the input terminal is connected to the output terminal of the first error amplifier circuit and is related to a sampling mode for sampling and outputting the error voltage from the first error amplifier circuit or the current input voltage Without output power A first sample-and-hold circuit that can be selectively switched to any one of the hold modes for holding the current, and a current value corresponding to the output voltage of the first sample-and-hold circuit for driving the light-emitting element to emit light A drive current generation circuit for generating a drive current having a second current resistance for selectively flowing a photocurrent of the light receiving element or a second output current proportional thereto when the light emitting element emits light, A second monitor voltage generating circuit for outputting a second monitor voltage corresponding to a voltage drop of the second monitor resistor; an output voltage of the second monitor voltage generating circuit; and a threshold current value of the light emitting element. A second error amplification circuit that compares the second reference voltage corresponding to the selected bias current set value and generates an error voltage according to the difference, and an input terminal that is an output of the second error amplification circuit end Can be selectively switched between a sampling mode for sampling and outputting the error voltage from the second error amplifier circuit, and a hold mode for holding the output voltage regardless of the current input voltage. A second sample and hold circuit; a bias current generating circuit for generating a bias current having a current value corresponding to an output voltage of the second sample and hold circuit to bias the light emitting element; and A first switch position for flowing the first output current through the first monitor resistor or a second switch position for flowing the second output current through the second monitor resistor when emitting light And the first switch immediately after switching the switch to the first switch position in order to reset the drive current. Monitoring the first monitor voltage output from the monitor voltage generation circuit, detecting the timing at which the first monitor voltage reaches the vicinity of the first reference voltage, and detecting the first sample and hold circuit. A first mode switching circuit for switching from the hold mode to the sampling mode, and the second monitor immediately after switching the switch to the second switch position to reset the bias current. The second monitor voltage output from the voltage generation circuit is monitored, the timing at which the second monitor voltage reaches the vicinity of the second reference voltage is detected, and the second sample and hold circuit is And a second mode switching circuit for switching from the hold mode to the sampling mode.

本発明の発光素子駆動装置によれば、上記のような構成および作用を有することにより、発光素子に無意味な過電流を与えずに効率的にAPC動作を行うことができる。   According to the light-emitting element driving device of the present invention, the APC operation can be efficiently performed without applying a meaningless overcurrent to the light-emitting element by having the above-described configuration and operation.

本発明の一実施形態における2チャネル・レーザダイオード駆動装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the 2 channel laser diode drive device in one Embodiment of this invention. 実施形態の駆動装置におけるモニタ電圧生成回路の一構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the example of 1 structure of the monitor voltage generation circuit in the drive device of embodiment. 実施形態の駆動装置におけるタイミング生成回路の一構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows one structural example of the timing generation circuit in the drive device of the embodiment. 実施形態の駆動装置におけるタイミング生成回路のより具体的な構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the more specific structural example of the timing generation circuit in the drive device of embodiment. 実施形態の駆動装置のAPC動作におけるモニタ電圧および制御電圧の波形を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the waveform of the monitor voltage and control voltage in APC operation | movement of the drive device of embodiment. 実施形態の2チャネル・レーザダイオード駆動装置からタイミング生成回路を除いた場合(比較例)の装置構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the apparatus structure at the time of removing a timing generation circuit from the 2 channel laser diode drive device of embodiment (comparative example). 図6の装置構成(比較例)のAPC動作において得られるモニタ電圧および制御電圧の波形を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the waveform of the monitor voltage and control voltage which are obtained in the APC operation | movement of the apparatus structure (comparative example) of FIG. 別の実施形態におけるレーザダイオード駆動装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the laser diode drive device in another embodiment.

以下、添付図を参照して本発明の好適な一実施形態を説明する。   Hereinafter, a preferred embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.

図1に、本発明の一実施形態による発光素子駆動装置の回路構成を示す。この発光素子駆動装置は、多チャネル発光素子の一例として2チャネルのレーザダイオードLD,LDを駆動する2チャネル・レーザダイオード駆動装置として構成されており、各々独立に動作可能な2つのLD駆動部10A,10BとAPC選択回路50とを備えている。 FIG. 1 shows a circuit configuration of a light emitting element driving apparatus according to an embodiment of the present invention. This light-emitting element driving device is configured as a two-channel laser diode driving device that drives two-channel laser diodes LD A and LD B as an example of a multi-channel light-emitting element. Units 10A and 10B and an APC selection circuit 50 are provided.

第1チャネルのレーザダイオードLDを駆動するための第1LD駆動部10Aは、電圧−電流変換回路(駆動電流生成回路)12Aと、スイッチング回路14Aと、フォトダイオードPDと、モニタ電圧生成回路16Aと、誤差増幅回路18Aと、S/H(サンプル・ホールド)回路20Aと、タイミング生成回路(モード切替回路)22Aとで構成される。 The 1LD driver 10A for driving the laser diode LD A of the first channel, the voltage - current converter circuit (drive current generation circuit) 12A, a switching circuit 14A, a photodiode PD, a monitor voltage generating circuit 16A , An error amplification circuit 18A, an S / H (sample and hold) circuit 20A, and a timing generation circuit (mode switching circuit) 22A.

第2チャネルのレーザダイオードLDを駆動するための第2LD駆動部10Bは、電圧−電流変換回路(駆動電流生成回路)12Bと、スイッチング回路14Bと、フォトダイオードPDと、モニタ電圧生成回路16Bと、誤差増幅回路18Bと、S/H回路20Bと、タイミング生成回路(モード切替回路)22Bとで構成される。 The 2LD driver 10B for driving the laser diode LD B of the second channel, the voltage - current converter circuit (drive current generation circuit) 12B, a switching circuit 14B, a photodiode PD, a monitor voltage generating circuit 16B , An error amplifier circuit 18B, an S / H circuit 20B, and a timing generation circuit (mode switching circuit) 22B.

フォトダイオードPDは、第1チャネルのレーザダイオードLDの発生するレーザ光および第2チャネルのレーザダイオードLDの発生するレーザ光のいずれも受光できるようになっており、第1LD駆動部10AのAPCと第2LD駆動部10BのAPCとに時分割的に共用される。後述するように、APC選択回路50の制御の下で双方のモニタ電圧生成回路16A,16Bに備わっているオン・オフ/スイッチ28(図2)を非同時的にオンさせることで、第1LD駆動部10Aおよび第2LD駆動部10BはそれぞれのAPC動作を時分割的または順番に行えるようになっている。 The photodiode PD can receive both the laser light generated by the first channel laser diode LD A and the laser light generated by the second channel laser diode LD B , and the APC of the first LD driving unit 10A. And APC of the second LD driving unit 10B. As will be described later, the first LD driving is performed by turning on / off / switch 28 (FIG. 2) provided in both monitor voltage generation circuits 16A and 16B non-simultaneously under the control of APC selection circuit 50. The unit 10A and the second LD driving unit 10B can perform respective APC operations in a time division manner or in order.

第1LD駆動部10Aにおいて、モニタ電圧生成回路16Aは、たとえば図2に示すようなカレントミラー回路を有している。より詳細には、このカレントミラー回路は一対のPNPトランジスタ24,26によって構成され、一方のPNPトランジスタ24と直列にフォトダイオードPDが接続され、他方のトランジスタ26と直列にオン/オフ・スイッチ28およびモニタ抵抗30が接続されている。ここで、オン/オフ・スイッチ28は後述するAPC選択回路50からのAPC選択信号FAによってオン/オフ制御され、たとえばFA=Hレベルのときはオン状態となり、FB=Lレベルのときはオフ状態となる。カレントミラー比をN、モニタ抵抗30の抵抗値をR30とすると、第1チャネルのレーザダイオードLD(図1)が発光し、かつオン/オフ・スイッチ28がオンになっている時は、モニタ抵抗30にNIPDで表される出力電流が流れ、モニタ抵抗30の端子よりR30*NIPDで表されるモニタ電圧Vが取り出される。 In the first LD driving unit 10A, the monitor voltage generating circuit 16A has a current mirror circuit as shown in FIG. 2, for example. More specifically, this current mirror circuit is constituted by a pair of PNP transistors 24 and 26, a photodiode PD is connected in series with one PNP transistor 24, and an on / off switch 28 and a series connection with the other transistor 26. A monitor resistor 30 is connected. Here, the on / off switch 28 is on / off controlled by an APC selection signal FA from an APC selection circuit 50, which will be described later. For example, the on / off switch 28 is turned on when FA = H level, and is off when FB = L level. It becomes. When the current mirror ratio is N and the resistance value of the monitor resistor 30 is R 30 , when the first channel laser diode LD A (FIG. 1) emits light and the on / off switch 28 is on, An output current represented by NI PD flows through the monitor resistor 30, and a monitor voltage V A represented by R 30 * NI PD is taken out from the terminal of the monitor resistor 30.

図1に戻り、誤差増幅回路18Aは、演算増幅器からなり、モニタ電圧生成回路16Aより出力されるモニタ電圧Vを一方(負極性)の入力端子に入力するとともに、基準電圧発生回路(図示せず)からのAPC基準電圧Vを他方(正極性)の入力端子に入力し、両入力電圧V,Vの差分に応じた誤差電圧VEAを出力する。S/H回路20Aは、誤差増幅回路18Aからの誤差電圧VEAをサンプリングし、ホールドする。 Returning to FIG. 1, the error amplification circuit 18A is composed of an operational amplifier, and inputs the monitor voltage VA output from the monitor voltage generation circuit 16A to one (negative polarity) input terminal and a reference voltage generation circuit (not shown). the APC reference voltage V P from not) input to the input terminal of the other (positive polarity), and outputs an error voltage V EA corresponding to the difference between the two input voltages V a, V P. S / H circuit 20A samples the error voltage V EA from the error amplifying circuit 18A, to hold.

より詳しくは、S/H回路20Aは、後述するタイミング生成回路22Aの出力信号(モード切替信号)TAによりモードを切り替えられ、たとえばTA=Hレベルのときはサンプリング・モードとなり、TA=Lレベルのときはホールド・モードとなるように構成されている。サンプリング・モードでは、誤差増幅回路18Aからの誤差電圧VEAをサンプリングし、サンプリングした誤差電圧VEAをそのまま制御電圧VCAとして、あるいは所定の中心電圧に誤差電圧VEAを加算したものを制御電圧VCAとして出力する。ホールド・モードでは、現時の入力電圧に関係なくそれまでの制御電圧(出力電圧)VCAを保持する。なお、上記中心電圧を誤差増幅回路18Aの出力電圧に持たせることも可能である。 More specifically, the S / H circuit 20A can be switched in mode by an output signal (mode switching signal) TA of a timing generation circuit 22A described later. For example, when TA = H level, the S / H circuit 20A enters the sampling mode, and TA = L level. Sometimes it is configured to be in hold mode. In the sampling mode, the error voltage V EA from the error amplifier circuit 18A is sampled, and the sampled error voltage V EA is used as it is as the control voltage V CA , or a value obtained by adding the error voltage V EA to a predetermined center voltage is used as the control voltage. and outputs it as V CA. In the hold mode, the control voltage (output voltage) V CA so far is held regardless of the current input voltage. The center voltage can be given to the output voltage of the error amplifier circuit 18A.

電圧−電流変換回路12Aは、S/H回路20Aからの制御電圧VCAに応じた電流値を有する駆動電流またはスイッチング電流ISAを生成する。電圧−電流変換回路12AとレーザダイオードLDとの間に直列に接続されているスイッチング回路14Aは、高周波数でオン・オフ動作の可能なスイッチング素子からなり、電圧−電流変換回路12Aからのスイッチング電流ISAを入力し、二値信号またはパルス信号として与えられる入力信号DSに応じて、DS=Hレベルのときはスイッチング電流ISAをレーザダイオードLDへ流し、DS=Lレベルのときはスイッチング電流ISAを遮断するようになっている。なお、レーザダイオードLDはカソード接地型であり、そのカソード端子が負極側の電源電圧端子VSSに接続され、アノード端子がスイッチング回路14Aの出力端子に接続されている。 Voltage - current conversion circuit 12A generates a driving current or switching current I SA with a current value corresponding to the control voltage V CA from the S / H circuit 20A. Voltage - switching circuit 14A, which are connected in series between the current converter 12A and the laser diode LD A is made possible switching elements of the on-off operation at a high frequency, voltage - switching from current converting circuit 12A enter the current I SA, according to the input signal DS a given as a binary signal or pulse signal, when the DS a = H level flow switching current I SA to the laser diode LD a, the DS a = L level Sometimes the switching current Isa is cut off. Incidentally, the laser diode LD A is the cathode grounded and a cathode terminal connected to the power supply voltage terminal V SS on the negative electrode side, an anode terminal connected to the output terminal of the switching circuit 14A.

タイミング生成回路22Aは、APC選択回路50からのAPC選択信号FAに応動してS/H回路20Aのモードを切り替える回路であり、特にAPC動作の開始直後は、モニタ電圧生成回路16Aより出力されるモニタ電圧Vを監視し、モニタ電圧Vが基準電圧Vの近傍まで上昇したタイミングを検出してS/H回路20Aに対する出力信号TAをLレベルからHレベルに切り替え、S/H回路20Aをそれまでのホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えるように構成されている。 The timing generation circuit 22A is a circuit that switches the mode of the S / H circuit 20A in response to the APC selection signal FA from the APC selection circuit 50, and is output from the monitor voltage generation circuit 16A particularly immediately after the start of the APC operation. The monitor voltage V A is monitored, the timing at which the monitor voltage V A rises to the vicinity of the reference voltage V P is detected, and the output signal TA for the S / H circuit 20A is switched from the L level to the H level, and the S / H circuit 20A Is switched from the previous hold mode to the sampling mode.

図3に、タイミング生成回路22Aの一構成例を示す。この構成例のタイミング生成回路22Aは、モニタ電圧生成回路16A(図1,図2)からのモニタ電圧Vを入力して、モニタ電圧Vの微分波形を表す出力電圧を生成する微分回路32と、この微分回路32の出力電圧を入力し、その電圧が零近傍まで下がった時に出力信号TAをLレベルからHレベルに切り替える出力回路34とを有している。 FIG. 3 shows a configuration example of the timing generation circuit 22A. The timing generation circuit 22A of this configuration example receives the monitor voltage V A from the monitor voltage generation circuit 16A (FIGS. 1 and 2), and generates an output voltage that represents a differential waveform of the monitor voltage V A. And an output circuit 34 for inputting the output voltage of the differentiating circuit 32 and switching the output signal TA from the L level to the H level when the voltage drops to near zero.

より詳しくは、微分回路32は、コンデンサ36と抵抗38とを直列に接続して構成され、抵抗38の両端間の電圧を微分回路32の出力電圧とする。また、出力回路34は、コンパレータ40とアンドゲート42とで構成される。ここで、コンパレータ40の正極側の入力端子(+)に抵抗38の一方の端子が接続されるとともに、コンパレータ40の負極側の入力端子(−)に抵抗38の他方の(コンデンサ36側)の端子が接続され、コンパレータ40の出力端子がアンドゲート42の一方の入力端子に接続される。アンドゲート42の他方の入力端子にはAPC選択回路50(図1)からのAPC選択信号FAが与えられる。アンドゲート42の出力端子はS/H回路20A(図1)内に備わっているモード切替スイッチ(図示せず)に接続される。   More specifically, the differentiation circuit 32 is configured by connecting a capacitor 36 and a resistor 38 in series, and a voltage across the resistor 38 is used as an output voltage of the differentiation circuit 32. The output circuit 34 includes a comparator 40 and an AND gate 42. Here, one terminal of the resistor 38 is connected to the input terminal (+) on the positive electrode side of the comparator 40, and the other terminal (capacitor 36 side) of the resistor 38 is connected to the input terminal (−) on the negative electrode side of the comparator 40. The terminals are connected, and the output terminal of the comparator 40 is connected to one input terminal of the AND gate 42. The other input terminal of the AND gate 42 is supplied with an APC selection signal FA from the APC selection circuit 50 (FIG. 1). The output terminal of the AND gate 42 is connected to a mode switch (not shown) provided in the S / H circuit 20A (FIG. 1).

さらに、コンパレータ40の入力に所定のバイアスを与えるためのバイアス回路44も設けられている。図示のバイアス回路44は、正極側の電源電圧端子VCCと負極側の電源電圧端子VSSとの間に直列に接続された2つの抵抗46,48からなり、両抵抗46,48間のノードMが微分回路32の抵抗38の一方の端子とコンパレータ40の正極側入力端子(+)とに接続される。このタイミング生成回路22Aの作用は、以下に述べる第1LD駆動部10Aの全体の作用の中で詳しく説明する。 Further, a bias circuit 44 for applying a predetermined bias to the input of the comparator 40 is also provided. Illustrated bias circuit 44 consists of two resistors 46 and 48 connected in series between a power voltage terminal V SS supply voltage terminal V CC and the negative electrode side on the positive electrode side, the node between the two resistors 46 and 48 M is connected to one terminal of the resistor 38 of the differentiating circuit 32 and the positive input terminal (+) of the comparator 40. The operation of the timing generation circuit 22A will be described in detail in the entire operation of the first LD driving unit 10A described below.

次に、図1〜図3および図5を参照して第1LD駆動部10Aの作用を説明する。なお、図5は、図1〜図3の2チャネル・レーザダイオード駆動装置のAPC動作におけるモニタ電圧(V,V)および制御電圧(VCA,VCB)の波形(シミュレーション波形)の一例を示す。 Next, the operation of the first LD driving unit 10A will be described with reference to FIGS. 1 to 3 and FIG. FIG. 5 shows an example of waveforms (simulation waveforms) of the monitor voltage (V A , V B ) and the control voltage (V CA , V CB ) in the APC operation of the two-channel laser diode driving device of FIGS. Indicates.

第1LD駆動部10AでAPC動作が行われない間(図5の時点tより前)は、APC選択回路50(図1)よりAPC選択信号FAがLレベル(ディセーブル状態)で与えられる。これにより、モニタ電圧生成回路16Aのオン/オフ・スイッチ28(図2)がオフしており、第1チャネルのレーザダイオードLDが発光してもモニタ電圧生成回路16Aよりモニタ電圧Vは生成されず、モニタ電圧生成回路16Aの出力電圧として負極側電源電圧VSS(たとえば零ボルト)が誤差増幅回路18Aに与えられる。 While the first 1LD APC operation by the drive unit 10A is not performed (before time t S in FIG. 5) is APC selection signal FA from the APC selecting circuit 50 (FIG. 1) is given by L level (disable state). Thus, the monitor voltage generating circuit 16A of the on / off switch 28 (FIG. 2) is turned off, the monitor voltage V A from the laser diode LD A monitor even if light emission voltage generation circuit 16A of the first channel generation Instead, the negative power supply voltage V SS (for example, zero volts) is supplied to the error amplifying circuit 18A as the output voltage of the monitor voltage generating circuit 16A.

また、タイミング生成回路22Aは、アンドゲート42の一方の入力端子に入力されるAPC選択信号FAがLレベルなので、アンドゲート42の出力信号TAをLレベルに保つ。S/H回路20Aは、タイミング生成回路22Aの出力信号TAがLレベルなので、ホールド・モードの状態にあり、その入力電圧に関係なく出力電圧(制御電圧)VCAを保持する。したがって、電圧−電流変換回路12Aは、S/H回路18Aより与えられる一定の制御電圧VSHに応じた電流値を有するスイッチング電流ISAを生成する。スイッチング回路14Aは定常動作モードで与えられる入力信号DSに応じてスイッチング動作し、入力信号DSがHレベルのときにスイッチング回路14Aがオンして電圧−電流変換回路12Aからのスイッチング電流ISAが第1チャネルのレーザダイオードLDに供給され、該レーザダイオードLDが発光する。 Further, the timing generation circuit 22A keeps the output signal TA of the AND gate 42 at the L level because the APC selection signal FA input to one input terminal of the AND gate 42 is at the L level. Since the output signal TA of the timing generation circuit 22A is at the L level, the S / H circuit 20A is in the hold mode and holds the output voltage (control voltage) V CA regardless of the input voltage. Therefore, the voltage - current conversion circuit 12A generates the switching current I SA having a current value corresponding to the constant control voltage VSH given from the S / H circuit 18A. The switching circuit 14A and the switching operation in response to the input signal DS A given by the steady operating mode, voltage input signal DS A is switching circuit 14A is turned on when the H-level - switching current I SA from the current converter 12A There is supplied to the laser diode LD a of the first channel, the laser diode LD a emits light.

なお、タイミング生成回路22A内では、モニタ電圧生成回路16Aよりモニタ電圧Vは入力されず、微分回路32のコンデンサ36が入力電圧つまり負極側電源電圧VSSを直流的に遮断しており、バイアス回路44を流れる電流の一部(mAオーダ以下の微小電流)がノードMから微分回路32の抵抗38を通ってコンパレータ40の負極側入力端子(−)に流れ込む。これにより、コンパレータ40は、負極側入力端子(−)の入力電圧よりも正極側入力端子(+)の入力電圧が抵抗38の電圧降下分だけ高くなっており、その出力端子にHレベルの信号を出力している。 In the timing generation circuit 22A, the monitor voltage V A is not input from the monitor voltage generation circuit 16A, and the capacitor 36 of the differentiation circuit 32 blocks the input voltage, that is, the negative side power supply voltage VSS in a DC manner, and the bias A part of the current flowing through the circuit 44 (a minute current of the order of mA or less) flows from the node M through the resistor 38 of the differentiating circuit 32 to the negative input terminal (−) of the comparator 40. As a result, the comparator 40 has an input voltage at the positive input terminal (+) that is higher than the input voltage at the negative input terminal (−) by the voltage drop of the resistor 38, and an H level signal is output to the output terminal. Is output.

APC選択回路50は、第1LD駆動部10AにAPC動作を行わせるときに、APC選択信号FAをそれまでのLレベルからHレベル(イネーブル状態)に切り替える。なお、APC動作のために、たとえば入力信号DS側の入力端子をHレベルに固定して、スイッチング回路14Aを強制的にオン状態にする。 The APC selection circuit 50 switches the APC selection signal FA from the previous L level to the H level (enabled state) when the first LD driving unit 10A performs the APC operation. For the APC operation, for example, the input terminal on the input signal DS A side is fixed to the H level, and the switching circuit 14A is forcibly turned on.

APC選択信号FAがHレベルになると、モニタ電圧生成回路16Aでは、オン/オフ・スイッチ28(図2)がオンし、第1チャネルのレーザダイオードLDの発生する光が一定の比率でフォトダイオードPDにより光電流IPDに変換され、この光電流IPDが一定の比率でモニタ電圧Vに変換される。この場合、オン/オフ・スイッチ28(図2)がオンしてからモニタ抵抗30を流れる出力電流はそれまでの電流値(零アンペア)から増大し、図5に示すようにモニタ電圧Vは負極側電源電圧VSSの電圧レベル(零ボルト)から上昇する。このように負極側電源電圧VSSの電圧レベル(零ボルト)から正方向の立ち上がりを開始するモニタ電圧Vが、誤差増幅回路18Aの反転入力端子(−)に入力されるとともに、タイミング生成回路22Aにも入力される。 When APC selection signal FA becomes the H level, monitoring the voltage generating circuit 16A, an on / off switch 28 (FIG. 2) is turned on, the laser diode LD A generated photodiode light at a constant ratio of the first channel is converted into a photocurrent I PD by PD, the photocurrent I PD is converted into a monitor voltage V a at a constant rate. In this case, the output current flowing through the monitor resistor 30 after the on / off switch 28 (FIG. 2) is turned on increases from the current value (zero amperes) so far, and the monitor voltage VA is as shown in FIG. It rises from the voltage level (zero volts) of the negative electrode side power supply voltage V SS. Thus the monitor voltage V A to start forward rising from the voltage level of the negative electrode side power supply voltage V SS (zero volts), the inverting input terminal of the error amplifier circuit 18A (-) is input to the timing generating circuit It is also input to 22A.

タイミング生成回路22Aにおいては、モニタ電圧生成回路16Aからのモニタ電圧Vが上記のような立ち上がり遷移を始めると、微分回路34のコンデンサ36および抵抗38にモニタ電圧Vの微分波形を表す正極性の過渡電流Iが流れ、抵抗38の両端間にそのコンデンサ36に接続された端子がその反対側の端子よりも高電位となるような電圧降下が生じる。この時にも、抵抗38にはバイアス回路44から逆方向のバイアス電流が流れるが、このバイアス電流を過渡電流Iに比して無視できるほど微小な電流に設定することができる。こうして、微分回路34の抵抗38よりモニタ電圧Vの微分波形を表す正極性の出力電圧がコンパレータ40の両入力端子(+),(−)に入力されることになり、コンパレータ40の出力はそれまでのHレベルからLレベルに変わる。アンドゲート42は、一方の入力端子に入力されるAPC選択信号FAがHレベルになっても、それと略同時に他方の入力端子に入力されるコンパレータ40の出力信号がHレベルからLレベルに変わるので、出力信号TAをそれまでの論理レベルつまりLレベルに保つ。 In the timing generation circuit 22A, when the monitor voltage V A from the monitor voltage generation circuit 16A starts a rising transition as described above, the positive polarity representing the differential waveform of the monitor voltage V A in the capacitor 36 and the resistor 38 of the differentiation circuit 34. Current I C flows, and a voltage drop occurs between the terminals of the resistor 38 such that the terminal connected to the capacitor 36 has a higher potential than the terminal on the opposite side. At this time also, the reverse bias current flows from the bias circuit 44 to the resistor 38, it is possible to set the bias current enough small current negligible compared with the transient current I C. Thus, a positive output voltage representing the differential waveform of the monitor voltage VA is input from the resistor 38 of the differentiating circuit 34 to both input terminals (+) and (−) of the comparator 40, and the output of the comparator 40 is Changes from previous H level to L level. In the AND gate 42, even if the APC selection signal FA inputted to one input terminal becomes H level, the output signal of the comparator 40 inputted to the other input terminal changes from H level to L level almost simultaneously with it. , The output signal TA is kept at the previous logic level, that is, L level.

上記のように、APC動作を開始させるためAPC選択信号FAがHレベルになると、直ちにモニタ電圧生成回路16Aよりモニタ電圧Vが生成され、誤差増幅回路18Aよりモニタ電圧Vと基準電圧Vとの差分に応じた誤差電圧VEAが出力されるものの、S/H回路20Aに与えられるタイミング生成回路22Aの出力信号TAがそれまでの論理レベル(Lレベル)をしばらく保つため、その間は図5に示すようにS/H回路20Aの出力電圧(制御電圧)VCAはそれまでと同じ値を保つ。こうして、前回のAPC動作で再設定された電流値のスイッチング電流ISAにより今回のAPC動作におけるレーザダイオードLDの発光が開始され、モニタ電圧Vが基準電圧Vに到達するまでモニタ電圧Vを上昇させる閉ループのフィードバック制御動作が第1LD駆動部10A内で行われる。 As described above, when the APC selection signal FA becomes H level to start the APC operation, the monitor voltage V A is immediately generated from the monitor voltage generation circuit 16A, and the monitor voltage V A and the reference voltage V P are generated from the error amplification circuit 18A. Although the error voltage V EA corresponding to the difference between the output signal TA and the output signal TA of the timing generation circuit 22A given to the S / H circuit 20A is maintained for a while, the logic level (L level) is maintained for a while. As shown in FIG. 5, the output voltage (control voltage) V CA of the S / H circuit 20A maintains the same value as before. Thus, emission of the laser diode LD A is started in the current APC operation by the switching current I SA resetting current value in the previous APC operation, the monitor voltage V until the monitor voltage V A reaches the reference voltage V P A closed-loop feedback control operation for raising A is performed in the first LD driving unit 10A.

そして、タイミング生成回路22Aにおいて、微分回路34を流れる正極性の過渡電流Iが零付近まで減少して抵抗38の電圧降下の極性が反転すると、つまり厳密にはバイアス回路44より抵抗38に供給される逆方向のバイアス電流よりも過渡電流Iが小さくなると、コンパレータ40の出力信号がそれまでのLレベルからHレベルに変わる。すると、アンドゲート42の出力信号TAがそれまでのLレベルからHレベルに変わり、これに応答してS/H回路20Aがホールド・モードからサンプリング・モードに切り換わる。サンプリング・モードに切り換わると、S/H回路20Aは誤差増幅回路18Aからの誤差電圧VEAをサンプリングして取り込み、誤差電圧VEAに応じてその出力電圧(制御電圧)VCAをリアルタイムで更新する。 Then, in the timing generating circuit 22A, the polarity of the voltage drop decreases and the resistance 38 to the vicinity of the transient current I C is zero positive polarity flowing in the differentiating circuit 34 is inverted, that is strictly supplied to the resistor 38 from the bias circuit 44 the transient current I C than reverse bias current is reduced to be changes from L level of the output signal of the comparator 40 until it H-level. Then, the output signal TA of the AND gate 42 changes from the previous L level to the H level, and in response, the S / H circuit 20A switches from the hold mode to the sampling mode. When switched to the sampling mode, S / H circuit 20A takes samples the error voltage V EA from the error amplifying circuit 18A, updates the output voltage (control voltage) V CA in real time in response to the error voltage V EA To do.

通常は、サンプリング・モードに切り換わった時、モニタ電圧Vは基準電圧Vよりも僅かに低いレベルに到達しているので、誤差電圧VEAは正極性の値を示し、図5に示すようにS/H回路20Aの出力電圧(制御電圧)VCAが(図5の時点tで)それまでの定常値よりも少し上昇する。この制御電圧VCAの僅かな上昇に応動して電圧−電流変換回路12Aより出力されるスイッチング電流ISAが僅かに増大し、レーザダイオードLDの光出力が僅かに上昇し、ひいてはモニタ電圧Vが僅かに増大する。そして、モニタ電圧Vが基準電圧Vを超えて誤差電圧VEAが正極性から負極性に変わるや否や、制御電圧VCAは下降に転じてスイッチング電流ISAが減少し、レーザダイオードLDの光出力ひいてはモニタ電圧Vが減少または下降し、速やかに基準電圧Vに限りなく近づく(図5の時点t)。こうして第1LD駆動部10Aにおける閉ループのフィードバック制御動作が平衡状態に達する。 Normally, when switching to the sampling mode, the monitor voltage V A has reached a level slightly lower than the reference voltage V S, so that the error voltage V EA shows a positive value, as shown in FIG. output voltage (control voltage) V CA of the S / H circuit 20A (at time t a of FIG. 5) slightly rises above the stationary value so far as. Voltage in response to a slight rise of the control voltage V CA - switching current I SA output from the current converting circuit 12A is slightly increased, the light output of the laser diode LD A rises slightly, thus the monitor voltage V A increases slightly. As soon as the monitor voltage V A exceeds the reference voltage V P and the error voltage V EA changes from positive polarity to negative polarity, the control voltage V CA turns down and the switching current I SA decreases, and the laser diode LD A As a result, the monitor output V A decreases or decreases, and quickly approaches the reference voltage V P as much as possible (time point t b in FIG. 5). Thus, the closed-loop feedback control operation in the first LD driving unit 10A reaches an equilibrium state.

APC選択回路50は、APC動作が完了する頃合(図5の時点t)を見計らって、APC開始時点(t)から一定時間経過後にAPC制御信号FAをHレベルからLレベルに戻す。そうすると、タイミング生成回路22Aの出力信号TAがHレベルからLレベルに変わって、S/H回路20Aがサンプリング・モードからホールド・モードに切り換わる。これにより、S/H回路20Aの出力電圧(制御電圧)VCAひいてはスイッチング電流ISAの電流値が平衡状態のときの値つまりレーザダイオードLDの光出力が設定出力に等しくなっているときの値に固定または再設定される。 The APC selection circuit 50 waits for the completion of the APC operation (time t b in FIG. 5), and returns the APC control signal FA from the H level to the L level after a predetermined time has elapsed from the APC start time (t S ). Then, the output signal TA of the timing generation circuit 22A changes from the H level to the L level, and the S / H circuit 20A switches from the sampling mode to the hold mode. Thus, when the light output of the S / Output Voltage (control voltage) of H circuit 20A V CA hence value clogging laser diode LD A when the current value of the switching current I SA equilibrium state is equal to the set output Fixed or reset to value.

このように、この実施形態では、APC動作を開始してからモニタ電圧Vが基準電圧V近傍に到達するまではS/H回路20Aをホールド・モードのままにしておいてAPC動作開始前と同じ電流値(前回のAPC動作で再設定した電流値)のスイッチング電流ISAでレーザダイオードLDを駆動し、モニタ電圧Vが基準電圧V近傍に到達してからS/H回路20Aをサンプリング・モードに切り替えて閉ループのフィードバック制御動作を開始させるので、APC動作中に制御電圧VCAを上げ下げする幅(図5の誤サンプル電圧)が非常に小さく、APC動作の開始から完了までの所要時間(図5のAPC期間)を短縮できるとともに、APCのためにレーザダイオードLDに実質的な過電流を流すこともないのでレーザダイオード特性の劣化や信頼性の低下を防止できる。 As described above, in this embodiment, the S / H circuit 20A is kept in the hold mode until the monitor voltage V A reaches the vicinity of the reference voltage V P after the APC operation is started. switching current I drives the laser diode LD a in SA, the monitor voltage V a is the reference voltage V P near the S / H circuit 20A from reaching the same current value (current value reset by the previous APC operation) and Is switched to the sampling mode to start the closed-loop feedback control operation, so that the width (incorrect sample voltage in FIG. 5) of raising and lowering the control voltage V CA during the APC operation is very small, and from the start to the completion of the APC operation. it is possible to shorten the time required (APC period in FIG. 5), so that no flow of substantial over-current to the laser diode LD a for APC The reduction degradation of reliability over The diode characteristics can be prevented.

なお、モニタ電圧Vが十分に立ち上がるまで一定時間S/H回路20Aの動作を遅延させることによってAPC動作における制御電圧VCAの変動幅を小さくする手法も考えられる。しかしながら、モニタ電圧Vの立ち上がり時間はアプリケーションから決定されるフォトダイオードPDの光電流IPDの電流値やモニタ抵抗30の抵抗値R30に依存しており、一定時間の遅延では対策として不十分であり、問題の解決には適さない。本発明のように、アプリケーションに応じてS/H回路路20Aのサンプリング動作をモニタ電圧Vが制御電圧VCA近傍に到達するまで遅らせる手法によって、制御電圧VCAの変動を最小限に抑え、APC期間を最短にすることができる。しかも、この実施形態では、複雑なアナログ演算回路を必要とすることなく、微分回路やコンパレータ等の比較的簡易な回路で実現している。 A method of reducing the fluctuation range of the control voltage V CA in the APC operation by delaying the operation of the S / H circuit 20A for a certain time until the monitor voltage V A sufficiently rises is also conceivable. However, the rise time of the monitor voltage V A depends on the current value of the photocurrent I PD of the photodiode PD determined by the application and the resistance value R 30 of the monitor resistor 30, and a delay of a certain time is insufficient as a countermeasure. It is not suitable for solving the problem. As in the present invention, minimizes the techniques to delay until the monitor voltage V A sampling operation of the S / H circuit path 20A reaches the vicinity control voltage V CA, the variation of the control voltage V CA in accordance with the application, The APC period can be minimized. Moreover, in this embodiment, it is realized by a relatively simple circuit such as a differentiation circuit or a comparator without requiring a complicated analog arithmetic circuit.

第2LD駆動部10Bは、上記した第1LD駆動部10Aと同様の構成および作用を有する。すなわち、第2LD駆動部10Bにおける電圧−電流変換回路12B、スイッチング回路14B、モニタ電圧生成回路16B、誤差増幅回路18B、S/H回路20Bおよびタイミング生成回路22Bが、第1LD駆動部10Aにおける電圧−電流変換回路12A、スイッチング回路14A、モニタ電圧生成回路16A、誤差増幅回路18A、S/H回路20Aおよびタイミング生成回路22Aにそれぞれ対応する。また、第2チャネルのレーザダイオードLDは第1チャネルのレーザダイオードLDに対応する。もっとも、両レーザダイオードLD,LDの特性変化が違うこともあり、その限りでAPCループ内の各部の値、たとえばモニタ電圧(V,V)、誤差電圧(VEA,VEB)、S/H回路20A,20Bの出力電圧または制御電圧(VCA,VCB)、スイッチング電流(ISA,ISB)等が相違し、ひいてはAPC所要時間が相違することもある。 The second LD driver 10B has the same configuration and operation as the first LD driver 10A described above. That is, the voltage-current conversion circuit 12B, the switching circuit 14B, the monitor voltage generation circuit 16B, the error amplification circuit 18B, the S / H circuit 20B, and the timing generation circuit 22B in the second LD drive unit 10B This corresponds to the current conversion circuit 12A, the switching circuit 14A, the monitor voltage generation circuit 16A, the error amplification circuit 18A, the S / H circuit 20A, and the timing generation circuit 22A. The second-channel laser diode LD B corresponds to the first-channel laser diode LD A. However, the characteristic changes of the laser diodes LD A and LD B may be different, and as long as the values are changed, the values of each part in the APC loop, such as monitor voltages (V A and V B ), error voltages (V EA and V EB ) The output voltages or control voltages (V CA , V CB ), switching currents (I SA , I SB ), etc. of the S / H circuits 20A, 20B are different, and as a result, the APC required time may be different.

通常、APC動作は一定期間内に第1チャネル、第2チャネルの順またはその逆の順に実行される。たとえば、レーザ印字ヘッドにおいては、連続するライン走査の合間の期間内に両チャネルのAPC動作が順次実行される。そして、APC動作の終了後に、第1および第2LD駆動部10A,10Bは定常動作モードまたはデータモードに移行し、それぞれの入力信号DS,DSに応じて個別的または同時にレーザダイオードLD,LDを発光駆動する。その際、レーザダイオードLD,LDは、当該ライン走査の直前に行われたAPC動作で再設定されたスイッチング電流ISA,ISBによってそれぞれ駆動される。 Usually, the APC operation is executed in the order of the first channel and the second channel or vice versa within a certain period. For example, in a laser print head, the APC operations for both channels are sequentially executed within a period between successive line scans. Then, after the end of the APC operation, the first and second LD driving units 10A and 10B shift to the steady operation mode or the data mode, and individually or simultaneously according to the respective input signals DS A and DS B , the laser diodes LD A , The LD B is driven to emit light. At that time, the laser diodes LD A and LD B are respectively driven by switching currents I SA and I SB reset by the APC operation performed immediately before the line scanning.

図4に、図3のタイミング生成回路22A(22B)のより具体的な回路構成例を示す。バイアス回路44は、PMOSトランジスタ52,54、NMOSトランジスタ56,58および抵抗60からなる定電流回路として構成されている。より詳しくは、正極側電源電圧端子VCCと負極側電源電圧端子VSSとの間にPMOSトランジスタ52と抵抗60とNMOSトランジスタ56とが直列に接続され、各トランジスタ52,58においてはゲートとドレインがダイオード接続される。また、正極側電源電圧端子VCCと負極側電源電圧端子VSSとの間にPMOSトランジスタ54とNMOSトランジスタ58とが直列に接続され、トランジスタ54,58のゲートがトランジスタ52,56のゲートにそれぞれ接続されるとともに、トランジスタ54,58のそれぞれのドレインの間にノードMが設けられる。 FIG. 4 shows a more specific circuit configuration example of the timing generation circuit 22A (22B) of FIG. The bias circuit 44 is configured as a constant current circuit including PMOS transistors 52 and 54, NMOS transistors 56 and 58, and a resistor 60. More particularly, the PMOS transistor 52 and the resistor 60 and the NMOS transistor 56 between the positive electrode side power supply voltage terminal V CC and the negative power supply voltage terminal V SS are connected in series, a gate and a drain in the respective transistors 52, 58 Are diode-connected. Further, the PMOS transistor 54 and NMOS transistor 58 are connected in series between the positive electrode side power supply voltage terminal V CC and the negative power supply voltage terminal V SS, the gate of the transistor 54, 58 respectively to the gates of the transistors 52 and 56 In addition, a node M is provided between the drains of the transistors 54 and 58.

コンパレータ40は、差動入力部62、増幅部64およびインバータ66からなる。ここで、差動入力部62は、PNPトランジスタ68,70と、NPNトランジスタ72,74と、定電流源回路76とで構成される。より詳しくは、正極側電源電圧端子VCCと負極側電源電圧端子VSSとの間にPNPトランジスタ68とNPNトランジスタ72と定電流源回路76とが直列に接続されるとともに、PNPトランジスタ70とNPNトランジスタ74と定電流源回路76とが直列に接続され、NPNトランジスタ72,74のベースに反転入力端子(−)、非反転入力端子(+)がそれぞれ接続される。この差動入力部62においては、PNPトランジスタ68、NPNトランジスタ72を直列に流れる電流Iと、PNPトランジスタ70、NPNトランジスタ74を直列に流れる電流Iとが合流して(足し合わさって)定電流源回路76の定電流I(I=I+I)になる。 The comparator 40 includes a differential input unit 62, an amplification unit 64, and an inverter 66. Here, the differential input unit 62 includes PNP transistors 68 and 70, NPN transistors 72 and 74, and a constant current source circuit 76. More specifically, with the PNP transistor 68 and NPN transistor 72 and the constant current source circuit 76 is connected in series between the positive electrode side power supply voltage terminal V CC and the negative power supply voltage terminal V SS, PNP transistor 70 and NPN The transistor 74 and the constant current source circuit 76 are connected in series, and the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+) are connected to the bases of the NPN transistors 72 and 74, respectively. In the differential input section 62 includes a current I a flowing through the PNP transistor 68, NPN transistor 72 in series, the PNP transistor 70, NPN transistor 74 merges and the current I b flowing through the series (combine added) constant The constant current I c (I c = I a + I b ) of the current source circuit 76 is obtained.

増幅部64は、PNPトランジスタ78,80とNPNトランジスタ82,84とで構成される。より詳しくは、PNPトランジスタ78,80はそれぞれ差動入力部62のPNPトランジスタ68,70とカレントミラー回路を構成し、NPNトランジスタ82,84がそれぞれPNPトランジスタ78,80と直列に接続される。さらに、NPNトランジスタ82のベースおよびドレインとNPNトランジスタ82のベースが共通接続され、両PNPトランジスタ82,84にはそれぞれnI,nIで表される電流が流れる。ここで、nはカレントミラー比である。また、PNPトランジスタ78のドレインとNPNトランジスタ82のドレインとの間に設けられるノードJがインバータ66の入力端子に接続される。インバータ66の出力端子は、コンパレータ40の出力端子としてアンドゲート42の一方の入力端子に接続される。 The amplification unit 64 includes PNP transistors 78 and 80 and NPN transistors 82 and 84. More specifically, the PNP transistors 78 and 80 constitute a current mirror circuit with the PNP transistors 68 and 70 of the differential input unit 62, respectively. The NPN transistors 82 and 84 are connected in series with the PNP transistors 78 and 80, respectively. Further, the base and drain of the NPN transistor 82 and the base of the NPN transistor 82 are connected in common, and currents represented by nI a and nI b flow through the PNP transistors 82 and 84, respectively. Here, n is a current mirror ratio. A node J provided between the drain of the PNP transistor 78 and the drain of the NPN transistor 82 is connected to the input terminal of the inverter 66. The output terminal of the inverter 66 is connected to one input terminal of the AND gate 42 as the output terminal of the comparator 40.

このコンパレータ40において、入力電圧であるモニタ電圧Vが立ち上がっていない時は、つまり微分回路32に正極性の電流Iが流れていない時は、バイアス回路44より差動入力部62の入力トランジスタ74のベースには比較的大きなバイアス電流が供給され、入力トランジスタ72のベースには非常に小さなバイアス電流が供給される。これにより、トランジスタ74を流れる電流Iに比して格段に小さな電流Iがトランジスタ72を流れ、出力トランジスタ82を流れる電流nIも小さく、インバータ66の出力端子にはHレベルの出力電圧が現れる。 In the comparator 40, when the monitor voltage V A that is the input voltage does not rise, that is, when the positive current I c does not flow through the differentiating circuit 32, the input transistor of the differential input unit 62 is supplied from the bias circuit 44. A relatively large bias current is supplied to the base of 74, and a very small bias current is supplied to the base of the input transistor 72. Thus, much smaller current I a as compared with the current I b flowing through the transistor 74 flows through transistor 72, a current nI a flowing through the output transistor 82 is small, the output terminal of the inverter 66 is the output voltage of the H level appear.

しかし、入力電圧であるモニタ電圧Vの立ち上がり遷移中は、つまり微分回路32に正極性の過渡電流Iが流れている間は、抵抗38を通じて入力トランジスタ74のベース電圧よりも入力トランジスタ72のベース電圧が相対的に高くなることにより、両入力トランジスタ72,74をそれぞれ流れる電流I,Iの大小関係がそれまでとは逆転し、出力トランジスタ82を流れる電流nIが大きくなり、インバータ66の出力端子にはLレベルの出力電圧が現れる。 However, during the rising transition of the monitor voltage V A that is the input voltage, that is, while the positive transient current I c flows through the differentiating circuit 32, the input transistor 72 has a voltage higher than the base voltage of the input transistor 74 through the resistor 38. Since the base voltage becomes relatively high, the magnitude relationship between the currents I a and I b flowing through the input transistors 72 and 74 is reversed from that of the current, and the current nI a flowing through the output transistor 82 increases. An output voltage of L level appears at the output terminal 66.

このように、この実施例では、コンパレータ40内のトランジスタ、特に差動入力部62の入力トランジスタ72,74をバイポーラ・トランジスで構成しているので、バイアス回路44を電流バイアス回路として働かせ、高速応答または高感度のコンパレータ動作を行えるようにしている。   As described above, in this embodiment, the transistors in the comparator 40, particularly the input transistors 72 and 74 of the differential input section 62, are constituted by bipolar transistors. Alternatively, a highly sensitive comparator operation can be performed.

ここで、この実施形態のAPC動作における作用効果の理解を容易にするため、この実施形態における2チャネル・レーザダイオード駆動装置(図1)からタイミング生成回路22A,22Bを除いた装置構成を図6に示し、この図6の装置構成のAPC動作におけるモニタ電圧(V,V)および制御電圧(VCA,VCB)の波形を図7に示す。 Here, in order to facilitate understanding of the operation and effect in the APC operation of this embodiment, a device configuration obtained by removing the timing generation circuits 22A and 22B from the two-channel laser diode driving device (FIG. 1) in this embodiment is shown in FIG. FIG. 7 shows waveforms of the monitor voltage (V A , V B ) and the control voltage (V CA , V CB ) in the APC operation of the apparatus configuration of FIG.

図6の装置構成においては、APC選択回路50からのAPC選択信号FA,FBがモニタ電圧生成回路16A,16Bに与えられるのと同じタイミングでS/H回路20A,20Bにも直接与えられる。このため、APC動作の開始直後に、モニタ電圧生成回路16A,16Bよりモニタ信号V,Vが出力されるのと同時に、S/H回路20A,20Bがそれまでのホールド・モードからサンプリング・モードに切り換わって、閉ループのフィードバック制御動作が開始される。これにより、結果的にはAPC動作の前後で制御電圧(VCA,VCB)が殆ど変わっていない場合でも、図7に示すように、毎回必ず制御電圧の大幅な上げ下げ(つまり駆動電流の大幅な増減)が行われる。このため、APC動作においてレーザダイオードLD,LDに過電流が流れるとともに、APC期間(APC所要時間)が長くなる。 In the apparatus configuration of FIG. 6, the APC selection signals FA and FB from the APC selection circuit 50 are directly applied to the S / H circuits 20A and 20B at the same timing as the monitor voltage generation circuits 16A and 16B. For this reason, immediately after the start of the APC operation, the monitor signals V A and V B are output from the monitor voltage generating circuits 16A and 16B, and at the same time, the S / H circuits 20A and 20B are switched from the hold mode up to that point The mode is switched to start a closed loop feedback control operation. As a result, even if the control voltages (V CA , V CB ) have hardly changed before and after the APC operation, as shown in FIG. Increase or decrease). For this reason, in the APC operation, an overcurrent flows through the laser diodes LD A and LD B , and the APC period (APC required time) becomes longer.

上記した実施形態は2チャネルのレーザダイオードLD,LDを駆動する装置に係るものであったが、本発明は3チャネル以上のレーザダイオードを駆動する多チャネル・レーザダイオード駆動装置にも適用可能である。 The above embodiment relates to a device for driving two-channel laser diodes LD A and LD B , but the present invention can also be applied to a multi-channel laser diode driving device for driving three or more channels of laser diodes. It is.

さらに、本発明は、たとえば図8に示すようなバイアス電流供給回路およびバイアスAPC機能を備えるレーザダイオード駆動装置にも適用可能である。   Further, the present invention is also applicable to a laser diode driving apparatus having a bias current supply circuit and a bias APC function as shown in FIG.

図8において、このレーザダイオード駆動装置は、レーザダイオードLDを発光駆動するためのLD駆動部10と、このレーザダイオードLDにバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給部100と、電流加算回路120と、APC切替スイッチ122と、APC選択回路124とを有する。   In FIG. 8, the laser diode driving device includes an LD driving unit 10 for driving the laser diode LD to emit light, a bias current supplying unit 100 for supplying a bias current to the laser diode LD, a current adding circuit 120, , An APC selector switch 122 and an APC selection circuit 124.

LD駆動部10は、上記した2チャネル・レーザダイオード駆動装置(図1)における第1LD駆動部10Aまたは第2LD駆動部10Bに相当するものであり、電圧−電流変換回路12と、スイッチング回路14と、フォトダイオードPDと、モニタ電圧生成回路16と、誤差増幅回路18と、S/H回路20と、タイミング生成回路(モード切替回路)22とで構成される。LD駆動部10の各部における電圧、電流または信号、特にモニタ電圧V、誤差電圧VEM、制御電圧VCM、スイッチング電流I、モード切替信号TMは、たとえば第1LD駆動部10A(図1)におけるモニタ電圧V、誤差電圧VEA、制御電圧VCA、スイッチング電流ISA、モード切替信号TAにそれぞれ対応する。 The LD driving unit 10 corresponds to the first LD driving unit 10A or the second LD driving unit 10B in the above-described two-channel laser diode driving device (FIG. 1), and includes a voltage-current conversion circuit 12, a switching circuit 14, and the like. , A photodiode PD, a monitor voltage generation circuit 16, an error amplification circuit 18, an S / H circuit 20, and a timing generation circuit (mode switching circuit) 22. The voltage, current, or signal in each part of the LD drive unit 10, particularly the monitor voltage V M , the error voltage V EM , the control voltage V CM , the switching current I S , and the mode switching signal TM are, for example, the first LD drive unit 10A (FIG. 1). Corresponds to the monitor voltage V A , error voltage V EA , control voltage V CA , switching current I SA , and mode switching signal TA.

バイアス電流供給部100は、レーザダイオードLDにその閾電流値ITH付近に設定された直流のバイアス電流を注入する。すなわち、一般にレーザダイオードの駆動電流−光出力特性には発振閾値または閾電流値ITHと称される変曲点が存在し、この閾電流値ITH以上の駆動(注入)電流によってレーザ発振(発光)する。このため、レーザダイオードLDを発光させるために、駆動電流Iを零から増加させたならば、スイッチング電流つまり駆動電流Iが閾電流値ITHを越えた時点からレーザ発振(発光)が開始する。つまり、スイッチング電流Iが閾電流値ITHに達するまでの遅れ時間が存在する。そこで、レーザダイオードLDに閾電流値ITH付近に設定された直流のバイアス電流Iを注入しておいて、パルス期間中はバイアス電流Iに上積みする形で一定電流値のスイッチング電流Iを供給(注入)して、レーザダイオードLDの光出力をスイッチング電流Iに追随させて高速に立ち上げるようにしている。 The bias current supply unit 100 injects a DC bias current set in the vicinity of the threshold current value I TH into the laser diode LD. That is, in general, an inflection point called an oscillation threshold value or a threshold current value I TH exists in the drive current-optical output characteristics of a laser diode, and laser oscillation (injection) current exceeding this threshold current value I TH is caused by laser oscillation ( Emit light). Therefore, in order to emit a laser diode LD, if increased driving current I S from zero, the laser oscillation from the time of switching current clogging drive current I S exceeds the threshold current I TH (emission) is started To do. In other words, there is a delay time until the switching current I S reaches a threshold current I TH. Therefore, in advance by injecting a bias current I b of the DC that is set in the vicinity of threshold current I TH to the laser diode LD, a switching current I S of the constant current value in the form of pulse period to top up the bias current I b supplied (injected) and so that launch faster light output of the laser diode LD by following the switching current I S.

バイアス電流供給部100は、フォトダイオードPDと、モニタ電圧生成回路102と、誤差増幅回路104と、S/H回路106と、電圧−電流変換回路108と、タイミング生成回路(モード切替回路)110とで構成される。   The bias current supply unit 100 includes a photodiode PD, a monitor voltage generation circuit 102, an error amplification circuit 104, an S / H circuit 106, a voltage-current conversion circuit 108, a timing generation circuit (mode switching circuit) 110, and the like. Consists of.

フォトダイオードPDは、LD駆動部10とバイアス電流供給部100とで時分割的に共用される。すなわち、LD駆動部10でスイッチング電流Iの電流値を再設定するためのAPC動作が行われるときは、APC選択回路50によりAPC切替スイッチ122が端子s側に切り替えられ、フォトダイオードPDはLD駆動部10のモニタ電圧生成回路16に接続される。また、バイアス電流供給部100でバイアス電流Iを再設定するためのバイアスAPC動作が行われるときは、APC選択回路50によりAPC切替スイッチ122が端子b側に切り替えられ、フォトダイオードPDはバイアス電流供給部100のモニタ電圧生成回路102に接続される。 The photodiode PD is shared by the LD driving unit 10 and the bias current supply unit 100 in a time-sharing manner. That is, when the APC operation for resetting the current value of the switching current I S in the LD driving unit 10 is performed, APC changeover switch 122 is switched to the terminal s side by APC selecting circuit 50, the photodiode PD LD It is connected to the monitor voltage generation circuit 16 of the drive unit 10. Also, when the bias APC operation for resetting the bias current I b in the bias current supply unit 100 is performed, APC changeover switch 122 is switched to the terminal b side by the APC selecting circuit 50, the photodiode PD bias current Connected to the monitor voltage generation circuit 102 of the supply unit 100.

バイアス電流供給部100において、モニタ電圧生成回路102は、正極側電源電圧端子VCCと負極側電源電圧端子VSSとの間でAPC切替スイッチ122を介してフォトダイオードPDと直列に接続可能なPNPトランジスタ126と、このPNPトランジスタ126とカレントミラー回路を構成するPNPトランジスタ128と、正極側電源電圧端子VCCと負極側電源電圧端子VSSとの間でPNPトランジスタ128と直列に接続されるモニタ抵抗130とで構成される。バイアスAPC動作において、レーザダイオードLDが発光し、その光出力に応じた光電流IPDがフォトダイオードPDに流れると、モニタ抵抗130の正極側端子よりV=R130・nIPDで表されるモニタ電圧Vが出力されるようになっている。ここで、R130はモニタ抵抗130の抵抗値であり、nはカレントミラー比である。 In the bias current supply unit 100, a monitor voltage generator 102 includes a positive electrode side power supply voltage terminal V CC and the negative power supply voltage PNP connectable to the photodiode PD in series via the APC changeover switch 122 between the terminal V SS a transistor 126, a PNP transistor 128 constituting the this PNP transistor 126 current mirror circuit, a monitor resistor connected to the PNP transistor 128 in series between the positive electrode side power supply voltage terminal V CC and the negative power supply voltage terminal V SS 130. In the bias APC operation, the laser diode LD emits light, the photocurrent I PD corresponding to the light output flows in the photodiode PD, is expressed by V M = R 130 · nI PD from the positive terminal of the monitor resistor 130 A monitor voltage Vm is output. Here, R 130 is the resistance value of the monitor resistor 130, and n is the current mirror ratio.

誤差増幅回路104は、演算増幅器からなり、モニタ電圧生成回路102より出力されるモニタ電圧Vを一方(負極性)の入力端子に入力するとともに、基準電圧発生回路(図示せず)からのバイアスAPC用の基準電圧Vを他方(正極性)の入力端子に入力し、両入力電圧V,Vの差分に応じた誤差電圧Vemを出力する。ここで、バイアスAPC基準電圧Vは、レーザダイオードLDがその閾電流値ITHにほぼ対応する光出力で発光するときにバイアスAPCの閉ループが平衡状態となるような値に設定される。 Error amplification circuit 104, an arithmetic amplifier, a bias from the other hand the monitor voltage V m which is output from the monitor voltage generation circuit 102 receives an input to the input terminal (negative polarity), the reference voltage generating circuit (not shown) the reference voltage V Q for APC input to the input terminal of the other (positive polarity), and outputs an error voltage V em corresponding to the difference between the two input voltages V a, V Q. Here, the bias APC reference voltage V Q closed-loop bias APC is set to a value such that the equilibrium state when the laser diode LD emits light with substantially corresponding to the light output to the threshold current I TH.

S/H回路106は、誤差増幅回路104からの誤差電圧Vemをサンプリングし、ホールドするもので、タイミング生成回路110の出力信号(モード切替信号)Tmによりモードを切り替えられ、たとえばTm=Hレベルのときはサンプリング・モードとなり、Tm=Lレベルのときはホールド・モードとなるように構成されている。電圧−電流変換回路108は、S/H回路106からの制御電圧Vcmに応じた電流値を有するバイアス電流Iを生成する。 The S / H circuit 106 samples and holds the error voltage V em from the error amplifying circuit 104, and the mode can be switched by an output signal (mode switching signal) Tm of the timing generation circuit 110. For example, Tm = H level. In this case, the sampling mode is set, and when Tm = L level, the hold mode is set. Voltage - current conversion circuit 108 generates a bias current I b with a current value corresponding to the control voltage V cm from the S / H circuit 106.

電流加算回路120は、電流駆動回路を含んでおり、バイアス電流供給部100からのバイアス電流IとLD駆動部10からのスイッチング電流Iとを足し合わせて、その合成電流(I+I)をレーザ駆動電流としてレーザダイオードLDに注入するように動作する。 Current adding circuit 120 includes a current driving circuit, by adding the switching current I s of the bias current I b and the LD driving unit 10 from the bias current supply unit 100, a synthesis current (I b + I s ) Is injected into the laser diode LD as a laser drive current.

このレーザダイオード駆動装置では、たとえばライン走査の合間の期間内にバイアス電流供給部100のバイアスAPC動作とLD駆動部10のAPC動作がこの順序で順番に実行される。   In this laser diode driving apparatus, for example, the bias APC operation of the bias current supply unit 100 and the APC operation of the LD driving unit 10 are sequentially performed in this order within a period between line scans.

APC選択回路124は、バイアス電流供給部100にバイアスAPC動作を行わせるときは、LD駆動部10に対するAPC選択信号FMをLレベルにしたままAPC選択信号FQをHレベルにする。APC選択信号FQがHレベルになると、APC切替スイッチ122がそれまでのオフ位置から端子bの位置に切り替わり、フォトダイオードPDがバイアス電流供給部100のモニタ電圧生成回路102に接続される。また、電流加算回路120がバイアス電流供給部100からのバイアス電流IのみをレーザダイオードLDに供給するように、LD駆動部10のスイッチング回路14は強制的にオフ状態に保持される。 When the bias current supply unit 100 performs the bias APC operation, the APC selection circuit 124 sets the APC selection signal FQ to the H level while keeping the APC selection signal FM for the LD driving unit 10 at the L level. When the APC selection signal FQ becomes H level, the APC changeover switch 122 is switched from the previous OFF position to the position of the terminal b, and the photodiode PD is connected to the monitor voltage generation circuit 102 of the bias current supply unit 100. Also, the current adding circuit 120 is only to supply to the laser diode LD bias current I b from the bias current supply unit 100, the switching circuit 14 of the LD driver 10 is held in forced off state.

バイアス電流供給部100のバイアスAPC動作は、レーザダイオードLDに供給または注入する電流Iの電流値を閾電流値ITH付近に再設定する点が特別なだけで、上記した2チャネル・レーザダイオード駆動装置(図1)における第1LD駆動部10AのAPC動作と基本的には同じである。つまり、バイアスAPC動作を開始してからモニタ電圧Vが基準電圧V近傍に到達するまではS/H回路106をホールド・モードのままにしておいてバイアスAPC動作開始前と同じ電流値(前回のバイアスAPC動作で再設定した電流値)のバイアス電流IでレーザダイオードLDを駆動し、モニタ電圧Vが基準電圧V近傍に到達してからS/H回路106をサンプリング・モードに切り替えて閉ループのフィードバック制御動作を開始させる。このことにより、バイアスAPC動作中に制御電圧Vcmを上げ下げする幅が非常に小さく、バイアスAPC動作の開始から完了までの所要時間を短縮することができる。 Bias APC operation of the bias current supply unit 100, the laser is a diode current value of the current I b for supplying or injecting the LD only special points to be reconfigured around threshold current I TH, 2-channel laser diode described above This is basically the same as the APC operation of the first LD driving unit 10A in the driving device (FIG. 1). That is, the S / H circuit 106 remains in the hold mode until the monitor voltage V m reaches the vicinity of the reference voltage V Q after the bias APC operation is started, and the same current value (before the bias APC operation is started). drives the laser diode LD by the bias current I b of the current value) obtained by resetting the previous bias APC operation, after reaching the monitor voltage V m is in the vicinity of the reference voltage V Q of the S / H circuit 106 in the sampling mode Switch to start closed loop feedback control. Thus, the range in which the control voltage V cm is raised and lowered during the bias APC operation is very small, and the time required from the start to the completion of the bias APC operation can be shortened.

APC選択回路124は、バイアス電流供給部100にバイアスAPC動作を終了させるときは、APC選択信号FQをLレベルにする。そうすると、LレベルのAPC選択信号FQに応答してタイミング生成回路110の出力信号TmがHレベルからLレベルに変わり、S/H回路106がサンプリング・モードからホールド・モードに切り替わる。また、LレベルのAPC選択信号FQに応答してバイアスAPC切替スイッチ122が端子bの位置からオフ位置に切り替わる。   The APC selection circuit 124 sets the APC selection signal FQ to the L level when the bias current supply unit 100 ends the bias APC operation. Then, in response to the L level APC selection signal FQ, the output signal Tm of the timing generation circuit 110 changes from the H level to the L level, and the S / H circuit 106 switches from the sampling mode to the hold mode. In response to the L level APC selection signal FQ, the bias APC selector switch 122 is switched from the position of the terminal b to the OFF position.

次に、APC選択回路124は、LD駆動部10にAPC動作を行わせるために、LD駆動部10に対するAPC選択信号FMをHレベルにする。APC選択信号FQがHレベルになると、APC切替スイッチ122がそれまでのオフ位置から端子sの位置に切り替わり、フォトダイオードPDがLD駆動部10のモニタ電圧生成回路16に接続される。また、LD駆動部10のスイッチング回路14は強制的にオン状態に保持される。   Next, the APC selection circuit 124 sets the APC selection signal FM for the LD driving unit 10 to the H level in order to cause the LD driving unit 10 to perform the APC operation. When the APC selection signal FQ becomes H level, the APC changeover switch 122 is switched from the previous OFF position to the position of the terminal s, and the photodiode PD is connected to the monitor voltage generation circuit 16 of the LD driving unit 10. Further, the switching circuit 14 of the LD driving unit 10 is forcibly held in the on state.

LD駆動部10のAPC動作も、スイッチング電流Iにバイアス電流供給部100からのバイアス電流Iを加算してレーザダイオードLDに注入する点を除いては、上記した2チャネル・レーザダイオード駆動装置(図1)における第1LD駆動部10AのAPC動作とほとんど同じである。つまり、APC動作を開始してからモニタ電圧Vが基準電圧V近傍に到達するまではS/H回路20をホールド・モードのままにしておいてAPC動作開始前と同じ電流値(前回のAPC動作で再設定した電流値)のスイッチング電流IでレーザダイオードLDを駆動し、モニタ電圧Vが基準電圧V近傍に到達してからS/H回路20をサンプリング・モードに切り替えて閉ループのフィードバック制御動作を開始させる。これにより、APC動作中に制御電圧VCMを上げ下げする幅が非常に小さく、APC動作の開始から完了までの所要時間を短縮することができる。また、APCのためにレーザダイオードLDに実質的な過電流を流すこともないので、レーザダイオード特性の劣化や信頼性の低下を防止できる。 APC operation of the LD driver 10 is also, except for injecting the laser diode LD by adding a bias current I b from the bias current supply unit 100 to the switching current I s, the above-mentioned two-channel laser diode driving apparatus This is almost the same as the APC operation of the first LD driving unit 10A in FIG. That is, from the start of the APC operation until the monitor voltage V M reaches the vicinity of the reference voltage V P remains on to keep in APC operation starts before the same current value of the hold mode to the S / H circuit 20 (the last drives the laser diode LD in the switching current I s of the APC current value reset by operation), a closed loop is switched from the monitor voltage V M reaches the vicinity of the reference voltage V P of S / H circuit 20 to the sampling mode The feedback control operation is started. Thus, the width of raising and lowering the control voltage V CM during APC operation is very small, it is possible to shorten the time required from the start to the end of the APC operation. In addition, since no substantial overcurrent is caused to flow through the laser diode LD for APC, it is possible to prevent deterioration of laser diode characteristics and reliability.

また、他にも、本発明においては、装置全体または各部の構成について種々の変形が可能である。たとえば、上記した実施形態において、LD駆動部10AのAPC動作を終了させるためにS/H回路20Aをサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えるには、APC選択回路50がAPC動作を開始させた時点から所定時間が経過した時点でAPC選択信号FAをHレベルからLレベルに戻し、これに応答してタイミング生成回路22Aがその出力信号TAをHレベルからLレベルに戻すようにした。一変形として、S/H回路20Aをホールド・モードからサンプリング・モードに切り替えた時を基準として、その時点から所定時間の経過後にタイミング生成回路22Aがその出力信号TAをHレベルからLレベルに戻し、このタイミングでS/H回路20Aをサンプリング・モードからホールド・モードに切り替えることも可能である。また、モニタ電圧生成回路16,16A,16B,102においては、モニタ抵抗30,130をフォトダイオードPDと直列に接続し、モニタ抵抗30,130の両端からモニタ電圧を取り出すことも可能である。   In addition, in the present invention, various modifications can be made to the entire apparatus or the configuration of each part. For example, in the above-described embodiment, in order to switch the S / H circuit 20A from the sampling mode to the hold mode in order to end the APC operation of the LD driving unit 10A, the time point when the APC selection circuit 50 starts the APC operation. When a predetermined time elapses, the APC selection signal FA is returned from the H level to the L level, and in response thereto, the timing generation circuit 22A returns the output signal TA from the H level to the L level. As a modification, with reference to the time when the S / H circuit 20A is switched from the hold mode to the sampling mode, the timing generation circuit 22A returns the output signal TA from the H level to the L level after a lapse of a predetermined time from that point. At this timing, the S / H circuit 20A can be switched from the sampling mode to the hold mode. In the monitor voltage generation circuits 16, 16 </ b> A, 16 </ b> B, 102, the monitor resistors 30, 130 can be connected in series with the photodiode PD, and the monitor voltage can be taken out from both ends of the monitor resistors 30, 130.

また、本発明の駆動装置は、レーザダイオードの発光駆動に適用して特に好適であるが、他の電流注入型発光素子の発光駆動にも適用可能である。   In addition, the driving device of the present invention is particularly suitable when applied to light emission driving of a laser diode, but can also be applied to light emission driving of other current injection type light emitting elements.

10,10A,10 BLD駆動部
12,12A,12B,108 電圧−電流変換回路(駆動電流生成回路)
14,14A,14B スイッチング回路
16,16A,16B,102 モニタ電圧生成回路
18,18A,18B,104 誤差増幅回路
20,20A,20B,106 S/H(サンプル・ホールド)回路
22,22A,22B,110 タイミング生成回路
30,130 モニタ抵抗
32 微分回路
40 コンパレータ
44 バイアス回路
50,124 APC選択回路
LD,LD,LD レーザダイオード
PD フォトダイオード
10, 10A, 10 BLD drive unit 12, 12A, 12B, 108 Voltage-current conversion circuit (drive current generation circuit)
14, 14A, 14B Switching circuit 16, 16A, 16B, 102 Monitor voltage generation circuit 18, 18A, 18B, 104 Error amplification circuit 20, 20A, 20B, 106 S / H (sample hold) circuit 22, 22A, 22B, 110 Timing generation circuit 30, 130 Monitor resistor 32 Differentiation circuit 40 Comparator 44 Bias circuit 50, 124 APC selection circuit LD, LD A , LD B Laser diode PD Photo diode

Claims (1)

発光素子の光出力を光電流に変換するための受光素子と、
前記受光素子の光電流またはそれに比例した出力電流が流れるモニタ抵抗と前記光電流または出力電流の通電/遮断を切り替えるためのオン/オフ・スイッチとを有し、前記モニタ抵抗の電圧降下に応じたモニタ電圧を出力するモニタ電圧生成回路と、
前記モニタ電圧生成回路より出力される前記モニタ電圧と前記発光素子の光出力の設定値に対応する基準電圧とを比較して、その差分に応じた誤差電圧を出力する誤差増幅回路と、
入力端子が前記誤差増幅回路の出力端子に接続され、前記誤差増幅回路からの誤差電圧をサンプリングして出力するサンプリング・モードまたは現時の入力電圧に関係なく出力電圧を保持するホールド・モードのいずれかに選択的に切替可能なサンプル・ホールド回路と、
前記発光素子を発光駆動するために前記サンプル・ホールド回路の出力電圧に応じた電流値を有する駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、
前記駆動電流を再設定するために前記モニタ電圧生成回路の前記オン/オフ・スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わった直後に、前記モニタ電圧生成回路より出力される前記モニタ電圧を監視し、前記モニタ電圧が前記基準電圧の近傍に到達したタイミングを検出して前記サンプル・ホールド回路を前記ホールド・モードから前記サンプリング・モードに切り替えるモード切替回路と、
を有する発光素子駆動装置。
A light receiving element for converting the light output of the light emitting element into a photocurrent;
A monitor resistor through which a photocurrent of the light receiving element or an output current proportional to the photocurrent flows, and an on / off switch for switching on / off of the photocurrent or the output current, and according to a voltage drop of the monitor resistor A monitor voltage generation circuit for outputting a monitor voltage;
An error amplifier circuit that compares the monitor voltage output from the monitor voltage generation circuit with a reference voltage corresponding to a set value of the light output of the light emitting element, and outputs an error voltage according to the difference;
Either the sampling mode in which the input terminal is connected to the output terminal of the error amplifier circuit and the error voltage from the error amplifier circuit is sampled and output, or the hold mode in which the output voltage is held regardless of the current input voltage A sample-and-hold circuit that can be selectively switched to
A drive current generation circuit that generates a drive current having a current value corresponding to an output voltage of the sample and hold circuit to drive the light emitting element to emit light;
Immediately after the on / off switch of the monitor voltage generation circuit is switched from an off state to an on state in order to reset the drive current, the monitor voltage output from the monitor voltage generation circuit is monitored, A mode switching circuit that detects the timing at which the monitor voltage reaches the vicinity of the reference voltage and switches the sample and hold circuit from the hold mode to the sampling mode;
The light emitting element drive device which has this.
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