JP2010094024A - Power conversion apparatus - Google Patents
Power conversion apparatus Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010094024A JP2010094024A JP2010017589A JP2010017589A JP2010094024A JP 2010094024 A JP2010094024 A JP 2010094024A JP 2010017589 A JP2010017589 A JP 2010017589A JP 2010017589 A JP2010017589 A JP 2010017589A JP 2010094024 A JP2010094024 A JP 2010094024A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- voltage
- inv
- converter
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power, and more particularly to a power conversion device that is used in a power conditioner or the like that connects a distributed power source to a system.
従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にPWM制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。チョッパ回路を用い、太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は4つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようPWMスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化し、系統へは交流電力が出力される(例えば、非特許文献1参照)。
In a conventional power conditioner, for example, as shown in a solar power conditioner, the voltage is boosted using a chopper from a distributed power source that is a solar cell, and a PWM controlled inverter is inserted in the subsequent stage to generate an output AC voltage. is doing.
The basic operation of such a conventional power conditioner will be described below. The DC power output from the solar cell drives the internal control power supply of the power conditioner, and the internal circuit can operate. Using a chopper circuit, the voltage of the solar cell is boosted to a voltage required to connect to the grid. The inverter unit is composed of four switches, and performs PWM switching so that the output current has a phase synchronized with the system voltage. In this way, a strip-like waveform is output to the output, the output voltage is controlled by changing the output time ratio, the output voltage is averaged by the smoothing filter provided on the output side, and the system is AC Electric power is output (for example, refer nonpatent literature 1).
太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば200Vの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は282V以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常200V程度、あるいはそれ以下であり、上述したように282V以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチョッパ部のスイッチング素子やダイオードの損失が大きくなり、パワーコンデショナ全体の効率が低下してしまうという問題点があった。 In the conventional power conditioner that links the solar voltage to the system, the maximum value of the output voltage of the inverter is determined by the magnitude of the boosted voltage by the chopper. For this reason, for example, when outputting an AC voltage of 200 V, the boosted DC voltage needs to be 282 V or higher, and is usually set higher with a margin. The output voltage of the solar voltage is usually about 200 V or less, and needs to be boosted to 282 V or more as described above. When the step-up ratio increases, the loss of switching elements and diodes in the chopper portion increases, and the efficiency of the entire power conditioner decreases.
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光などの直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率の向上を図ることを目的とする。 The present invention was made to solve the above-described problems, and in a power conversion device that converts electric power from a direct-current power source such as sunlight into alternating current and outputs the alternating current to a system or a load, each unit The purpose is to improve the conversion efficiency by reducing the loss.
この発明による第1の電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する。上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第1の直流電源と、その他の1あるいは複数の第2の直流電源とから成る。そして、上記第1の直流電源は昇圧回路を介して第3の直流電源から生成され、上記各第2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が略0となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定するものである。 According to a first power converter of the present invention, a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power of a DC power source into AC power are connected in series, and a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters is used. The gradation of the output voltage is controlled by the sum of the generated voltages. The plurality of DC power sources serving as inputs to the single-phase inverters are composed of a first DC power source having the maximum voltage and one or a plurality of second DC power sources. The first DC power source is generated from a third DC power source via a booster circuit, and the total fluctuating electric energy due to the discharging and charging of each second DC power source via the single-phase inverter is substantially reduced. The output voltage of the booster circuit is set so as to be zero.
またこの発明による第2の電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する。上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第1の直流電源と、その他の1あるいは複数の第2の直流電源とから成る。そして、上記第1の直流電源は昇圧回路を介して第3の直流電源から生成され、該第1の直流電源と各第2の直流電源とは、DC/DCコンバータを介して接続され、上記各第2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が所定量以下となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定するものである。 A second power conversion device according to the present invention is a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters in which a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power of a DC power source into AC power are connected in series. The gradation of the output voltage is controlled by the sum of the generated voltages. The plurality of DC power sources serving as inputs to the single-phase inverters are composed of a first DC power source having the maximum voltage and one or a plurality of second DC power sources. The first DC power source is generated from a third DC power source via a booster circuit, and the first DC power source and each second DC power source are connected via a DC / DC converter, The output voltage of the booster circuit is set so that the total fluctuating power amount due to discharging and charging through each single-phase inverter of each second DC power supply becomes a predetermined amount or less.
この発明による第1の電力変換装置は、第3の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路の出力電圧より高い電圧を出力可能となり、昇圧回路の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、各第2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が略0となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定するため、昇圧回路を介して生成される第1の直流電源と各第2の直流電源との間の電力授受のためのコンバータが不要となる。このため、簡略な装置構成で変換効率の高い電力変換装置が得られる。 The first power conversion device according to the present invention can output a voltage higher than the output voltage of the booster circuit that boosts the voltage of the third DC power supply, can reduce the boosting rate of the booster circuit, and can reduce loss. Further, in order to set the output voltage of the booster circuit so that the total fluctuating electric energy due to discharging and charging through each single-phase inverter of each second DC power supply becomes substantially zero, A converter for power transfer between the generated first DC power source and each second DC power source is not required. For this reason, a power converter device with high conversion efficiency is obtained with a simple device configuration.
この発明による第2の電力変換装置は、第3の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路の出力電圧より高い電圧を出力可能となり、昇圧回路の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、昇圧回路を介して生成される第1の直流電源と各第2の直流電源とは、DC/DCコンバータを介して接続され、該各第2の直流電源の各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が所定量以下となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定するため、DC/DCコンバータを介して授受される電力量を抑制でき、損失を抑制できる。このため、変換効率の高い電力変換装置が得られる。 The second power conversion device according to the present invention can output a voltage higher than the output voltage of the booster circuit that boosts the voltage of the third DC power supply, and can reduce the boosting rate of the booster circuit and reduce the loss. The first DC power source generated via the booster circuit and each second DC power source are connected via a DC / DC converter, and each single-phase inverter of each second DC power source is connected. Since the output voltage of the booster circuit is set so that the total fluctuating electric energy due to discharging and charging is equal to or less than a predetermined amount, the electric energy exchanged through the DC / DC converter can be suppressed, and loss can be suppressed. For this reason, a power converter device with high conversion efficiency is obtained.
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置(以下、パワーコンディショナと称す)を図について説明する。
図1は、この発明の実施の形態1によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図1(a)に示すように、複数(この場合3個)の単相インバータ3B−INV、2B−INV、1B−INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット1を構成する。また、第3の直流電源としての太陽光による直流電源2の後段に、IGBT等のスイッチング素子(以下、スイッチと称す)3a、リアクトル3bおよびダイオード3cから成る昇圧回路としてのチョッパ回路3が設置されている。チョッパ回路3は直流電源2で得られた直流電圧VOを昇圧し、第1の直流電源となる平滑コンデンサ4に充電される電圧VCが得られる。
Hereinafter, a power conversion apparatus (hereinafter referred to as a power conditioner) according to
FIG. 1 is a schematic configuration diagram illustrating a power conditioner according to
各単相インバータ3B−INV、2B−INV、1B−INVは、図1(b)に示すように、ダイオードを逆並列に接続した複数個のIGBT等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成されて、直流電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は双方向DC/DCコンバータ5にて接続される。
これらの単相インバータ3B−INV、2B−INV、1B−INVは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット1は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧VAを階調制御により出力する。この出力電圧VAはリアクトル6aおよびコンデンサ6bから成る平滑フィルタ6により平滑され、交流電圧Voutを系統あるいは負荷に供給する。
As shown in FIG. 1B, each single-
These single-
また、3B−INVの入力となる直流電源(第1の直流電源)は平滑コンデンサ4に相当し、その電圧V3B(=VC)は、他の単相インバータ2B−INV、1B−INVの入力となる直流電源(第2の直流電源)の電圧V2B、V1Bよりも大きく、V3B、V2B、V1Bは所定の電圧比になるようにDC/DCコンバータ5にて制御される。なお、V1B、V2B、V3Bは各インバータ1B−INV、2B−INV、3B−INVの直流電源電圧を示すため、以後、各インバータの入力となる直流電源を便宜上、直流電源V1B、直流電源V2B、直流電源V3Bと記載する。
ここで、V1B、V2B、V3Bの関係を1:3:9とする。このとき図2(a)に示されるように3つのインバータ1B−INV、2B−INV、3B−INVの出力パターンをうまく組み合わせると、インバータユニット1の出力電圧VAは、0〜13の14階調の出力電圧が選択できる。これにより、図2(b)に示すように、ほぼ正弦波の出力電圧波形11となる出力電圧VAが得られ、平滑フィルタ6に入力される。さらに、図3に示されるように、各階調レベルにおいてPWM制御を併用すれば、より高精度に電圧波形をコントロールできる。なお、図2(a)で示した各インバータの出力パターンは、1が正電圧発生、−1が負電圧発生、0がゼロ電圧発生を表す。
Further, the DC power source (first DC power source) serving as the input of 3B-INV corresponds to the
Here, the relationship between V 1B , V 2B , and V 3B is 1: 3: 9. At this time, as shown in FIG. 2A, if the output patterns of the three
V1B、V2B、V3Bの関係は1:3:9以外でもよく、1:2:4から1:3:9まで各種のパターンにより、出力電圧VAはそれぞれ連続的な階調レベルの変化が可能である。それぞれの場合について、各インバータ1B−INV、2B−INV、3B−INVの出力パターンとそれらを直列接続したインバータユニット1の出力電圧VAの階調レベルとの関係を図4のA〜Jの論理表に示す。また、これらの内、1:3:9の場合が、最もレベル数が多くなり高精度な出力電圧波形が期待できる。なお、各階調レベルにおいてPWM制御を併用すれば、より高精度に電圧波形をコントロールできる。各階調レベルにおいて電圧の出力方法にPWM制御を加えるには、V1B、V2B、V3Bの電圧関係によっては、複数の単相インバータの出力にPWM制御を加える必要がある。
The relationship between V 1B , V 2B , and V 3B may be other than 1: 3: 9, and the output voltage V A has a continuous gradation level according to various patterns from 1: 2: 4 to 1: 3: 9. Change is possible. In each case, the relationship between the output pattern of each
また、PWM制御を前提とした場合、直流電源V1Bの電圧が図4で示した電圧関係よりも大きいものであっても良く、図5(a)に示すように、PWM制御による電圧制御に加え、各階調レベル間はΔVだけオーバーラップするため、より連続的な波形出力が可能となる。図4のA〜Jの論理表に対応する条件Ax〜Jxを図5(b)に示す。例えば条件Jxでは、ΔV=V1B−V3B/9となる。 When PWM control is assumed, the voltage of the DC power supply V 1B may be larger than the voltage relationship shown in FIG. 4, and as shown in FIG. In addition, since each gradation level overlaps by ΔV, more continuous waveform output is possible. Conditions Ax to Jx corresponding to the logic tables A to J of FIG. 4 are shown in FIG. For example, under condition Jx, ΔV = V 1B −V 3B / 9.
ところで、200Vの交流出力に必要な最大出力電圧は約282Vであり、インバータユニット1の出力電圧VAは、最大でV1B+V2B+V3Bまで出力できる。このためV1B+V2B+V3Bが約282V以上であれば、パワーコンディショナは200Vの交流出力が可能になる。V1B+V2B+V3Bは、チョッパ回路3で昇圧された電圧であるV3Bより大きく、例えば、V1B、V2B、V3Bの関係が1:3:9の場合、V3Bの13/9倍となる。即ち、V3Bが約195V以上のときV1B+V2B+V3Bは282V以上となり、これが交流出力の条件となる。
このようなパワーコンディショナのチョッパ回路3における太陽光電圧に対する動作電圧およびそのときの効率推定値を図6に示す。図6に示すように、直流電源2で得られた直流電圧(太陽光電圧)VOが、所定の電圧Vm1(195V)までIGBTスイッチ3aをオンオフして該電圧Vm1に昇圧し、所定の電圧Vm1を超えるとIGBTスイッチ3aを停止する。
By the way, the maximum output voltage required for the AC output of 200 V is about 282 V, and the output voltage V A of the
FIG. 6 shows an operating voltage with respect to the sunlight voltage in the
このように、太陽光電圧VOが195V以上であれば、昇圧動作をしなくても所定の交流出力を得ることができるため、このときチョッパ回路3の昇圧動作を停止する。太陽光電圧VOの増加と共に昇圧率が低下してチョッパ回路3の効率が良くなるが、IGBTスイッチ3aを停止すると損失が大幅に低下し、ダイオード3cの導通損失のみとなる。従って、太陽光電圧VOが195Vを境に効率が急に増加する。195Vよりさらに高くなると太陽光電圧VOの増加に伴い電流が低下しダイオード3cでの導通損失が低下するから(同一パワー条件)、パワーコンデショナ全体の効率が増加する。
Thus, if the solar voltage V O is 195 V or higher, a predetermined AC output can be obtained without performing the boosting operation. At this time, the boosting operation of the
この実施の形態では、太陽光電圧VOをチョッパ回路3で昇圧した直流電圧V3Bを直流源とした単相インバータ3B−INVと、他の単相インバータ2B−INV、1B−INVとの交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンデショナを構成したため、チョッパ回路3で昇圧した直流電圧V3Bよりも高い電圧を出力することができ、チョッパ回路3の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、電圧V3Bの動作領域を、パワーコンデショナの出力電圧の最大値よりも低電圧領域とすると、チョッパ回路3の昇圧率を確実に低減できて損失を低減できる。さらに、太陽光電圧VOが所定の電圧Vm1(195V)を超えるとき、IGBTスイッチ3aを停止して昇圧動作を停止するため、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。
In this embodiment, the AC of the single-
実施の形態2.
次に、図1で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、DC/DCコンバータ5の効率を向上したものを以下に説明する。
図1に示すように、各インバータ1B−INV、2B−INV、3B−INVの入力となる直流電源V1B、V2B、V3Bは双方向DC/DCコンバータ5にて接続される。このDC/DCコンバータ5は、各インバータの直流電源V1B、V2B、V3Bの電圧比を一定にしつつ、余剰もしくは不足のエネルギを互いに供給し合うものである。
Next, in the power conditioner having the same circuit configuration shown in FIG. 1, the efficiency of the DC /
As shown in FIG. 1, DC power supplies V 1B , V 2B , and V 3B serving as inputs of the
ここで、パワーコンディショナから出力される交流電圧Voutの最大値(波高値)をVmとし、電圧利用率=Vm/(V1B+V2B+V3B)とする。この電圧利用率と各インバータを介した充放電による直流電源V1B、V2B、V3Bの変動電力量との関係を以下に説明する。
各インバータの直流電源V1B、V2B、V3Bの電圧比が1:3:9の関係のときに、パワーコンディショナに接続される負荷に正弦波で力率1の電流を流した場合、各インバータを介して流出する電荷量を電圧利用率が1の場合と0.85の場合とについて図7に示す。図において、1B電荷量、2B電荷量、3B電荷量は、各インバータ1B−INV、2B−INV、3B−INVを介した放電と充電とにより直流電源V1B、V2B、V3Bから流出した電荷量である。
図7(a)、図7(b)に示すように、直流電源V1B、V2Bが各インバータを介して流出する電荷量は、電圧利用率が0.85の場合の方が1の場合に比べ大幅に小さいことがわかる。
Here, the maximum value (crest value) of the AC voltage Vout output from the power conditioner is Vm, and the voltage utilization rate = Vm / (V 1B + V 2B + V 3B ). Illustrating the DC power supply V 1B by the voltage utilization rate and the discharge through the inverters, V 2B, the relationship between the variation amount of power V 3B below.
When the voltage ratio of the DC power sources V 1B , V 2B , and V 3B of each inverter is 1: 3: 9, when a current with a power factor of 1 is passed as a sine wave to the load connected to the power conditioner, FIG. 7 shows the amount of charge flowing out through each inverter when the voltage utilization factor is 1 and when it is 0.85. In the figure, 1B charge amount, 2B charge amount, and 3B charge amount flowed out from the DC power sources V 1B , V 2B , and V 3B by discharging and charging through each
As shown in FIGS. 7 (a) and 7 (b), the amount of charge that the DC power supplies V 1B and V 2B flow out through each inverter is 1 when the voltage utilization factor is 0.85. It can be seen that it is much smaller than.
図8は、横軸に電圧利用率を、縦軸に電力量を表し、直流電源V1B、V2Bが各インバータを介した充放電により変動する電力量を示す。1B電力、2B電力は、1B−INVの直流電源V1Bの変動電力量、2B−INVの直流電源V2Bの変動電力量であり、これらを加算した(1B電力+2B電力)を併せて図示する。変動電力量が正の時は、放電量が充電量より大きく、負の時は充電量の方が大きい。
図に示すように、(1B電力+2B電力)は、電圧利用率P(=約0.83)でゼロとなる。また、1B電力の絶対値と2B電力の絶対値との和は、電圧利用率Q(=約0.845)で最小となる。
FIG. 8 shows the voltage utilization rate on the horizontal axis and the electric energy on the vertical axis, and shows the electric energy that the DC power supplies V 1B and V 2B fluctuate due to charging / discharging through each inverter. 1B power and 2B power are 1B-INV DC power supply V 1B fluctuation power amount and 2B-INV DC power supply V 2B fluctuation power amount, and these are added together (1B power + 2B power). . When the variable power amount is positive, the discharge amount is larger than the charge amount, and when negative, the charge amount is larger.
As shown in the figure, (1B power + 2B power) becomes zero at the voltage utilization rate P (= approximately 0.83). Further, the sum of the absolute value of 1B power and the absolute value of 2B power becomes minimum at the voltage utilization factor Q (= about 0.845).
以上のような特性から、この実施の形態では、パワーコンディショナの電圧利用率=Vm/(V1B+V2B+V3B)をPまたはQとなるように制御する。これによりインバータ1B−INV、2B−INVの各直流電源V1B、V2Bが各インバータを介した充放電により変動する電力量を略0あるいは最小にすることができる。従って、インバータ3B−INVの直流電源V3B(平滑コンデンサ4)からDC/DCコンバータ5を介して各直流電源V1B、V2Bに授受される電力量を最も低減でき、このためDC/DCコンバータ5の損失が低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。
From the above characteristics, in this embodiment, the voltage utilization ratio of the power conditioner = Vm / (V 1B + V 2B + V 3B ) is controlled to be P or Q. As a result, the amount of power that fluctuates due to charging / discharging through each inverter of the DC power sources V 1B and V 2B of the
なお、直流電源V3B(平滑コンデンサ4)からDC/DCコンバータ5を介して各直流電源V1B、V2Bに授受される電力量が最小となるのは、各インバータ1B−INV、2B−INVの出力パターンが同じ場合は(1B電力+2B電力)の大きさが最小であれば良いが、各出力パターンが異なる場合は、1B電力の絶対値と2B電力の絶対値との和を演算して最小である場合を求める必要がある。このため、各インバータ1B−INV、2B−INVの出力パターンに応じて電圧利用率をPまたはQとなるように制御する。
It should be noted that the amount of power transferred from the DC power supply V 3B (smoothing capacitor 4) to the DC power supplies V 1B and V 2B via the DC /
パワーコンディショナの電圧利用率をPとするには、例えばV1B、V2B、V3Bの比が1:3:9の関係のとき、V3Bを(Vm/P)・(9/13)とすれば良く、このときの電圧値をVmpとする。200Vの交流電圧Voutでは、Vm=約282Vであり、P=約0.83であるため、Vmp=約235Vとなる。
従って、太陽光電圧VOをチョッパ回路3で昇圧した直流電圧V3BをVmp(=約235V)にすることにより、パワーコンディショナの電圧利用率をPに制御できる。
電圧利用率をQに制御するのも、同様にVmQ=(Vm/Q)・(9/13)を演算してチョッパ回路3の出力電圧V3BをVmQにすれば良い。
In order to set the voltage utilization rate of the inverter to P, for example, when the ratio of V 1B , V 2B and V 3B is 1: 3: 9, V 3B is set to (Vm / P) · (9/13) The voltage value at this time is Vmp . In the AC voltage V out of 200V, Vm = about 282V, since P = about 0.83, the V mp = about 235 V.
Therefore, the voltage utilization factor of the power conditioner can be controlled to P by setting the DC voltage V 3B obtained by boosting the solar voltage V O by the
Similarly, the voltage utilization factor can be controlled to Q by calculating V mQ = (Vm / Q) · (9/13) to set the output voltage V 3B of the
次に、パワーコンディショナのチョッパ回路3における太陽光電圧に対する動作電圧を図9に示す。
図9(a)は、パワーコンディショナの電圧利用率を常にPとする場合で、IGBTスイッチ3aはオンオフ動作を続け、直流電源2で得られた直流電圧(太陽光電圧)VOをVmp(=約235V)に常に昇圧する。これにより、常にDC/DCコンバータ5の損失が低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。
Next, FIG. 9 shows an operating voltage with respect to sunlight voltage in the
FIG. 9A shows a case where the voltage utilization factor of the power conditioner is always P, and the
図9(b)では、所定の交流出力を得るために昇圧が必要なとき、即ち太陽光電圧VOが上記実施の形態1で示した電圧Vm1(195V)以下のとき、IGBTスイッチ3aをオンオフして太陽光電圧VOをVmp(=約235V)に昇圧する。そして太陽光電圧VOが電圧Vm1を超えるとIGBTスイッチ3aを停止する。
このように、昇圧が必要な区間ではDC/DCコンバータ5の損失が低減できる電圧に昇圧し、昇圧動作をしなくても所定の交流出力が得られる場合は、チョッパ回路3の昇圧動作を停止してチョッパ回路3の損失を大幅に低減しダイオード3cの導通損失のみとする。また太陽光電圧VOの増加に伴い電流が低下しダイオード3cでの導通損失も低下する。このように、DC/DCコンバータ5の損失低減とチョッパ回路3の損失低減とが併せて得られるようにチョッパ回路3を動作させるため、パワーコンディショナ全体の効率を精度良く向上できる。
In FIG. 9B, when boosting is necessary to obtain a predetermined AC output, that is, when the solar voltage V O is equal to or lower than the voltage V m1 (195 V) shown in the first embodiment, the
As described above, when the voltage is required to be boosted, the voltage is boosted to a voltage that can reduce the loss of the DC /
なお、上記実施の形態では、パワーコンディショナの電圧利用率=Vm/(V1B+V2B+V3B)をPまたはQとなるように制御したが、電圧利用率をPまたはQの近傍に制御することで直流電源V1B、V2Bの各インバータを介した変動電力量は充分小さくでき、変動電力量を所定量以下に制御できる。
また、図8で示されるように、電圧利用率を0.8〜0.9で制御すると、変動電力量を所定の範囲に抑制でき、DC/DCコンバータ5の損失低減の効果が得られる。
In the above embodiment, the voltage utilization rate of the inverter is controlled so that the voltage utilization rate = Vm / (V 1B + V 2B + V 3B ) becomes P or Q. However, the voltage utilization rate is controlled in the vicinity of P or Q. Thus, the amount of fluctuating power through each inverter of the DC power supplies V 1B and V 2B can be made sufficiently small, and the amount of fluctuating power can be controlled to a predetermined amount or less.
Further, as shown in FIG. 8, when the voltage utilization factor is controlled at 0.8 to 0.9, the fluctuating electric energy can be suppressed within a predetermined range, and the effect of reducing the loss of the DC /
また、上記実施の形態では、V1B、V2B、V3Bの比が1:3:9の関係のときについて示したが、電圧利用率と各インバータを介した充放電による直流電源V1B、V2Bの変動電力量との関係は、電圧利用率の動作ポイントこそ異なるが、図4や図5に示した各パターンにおいても同様である。このため、それぞれの場合に対して、直流電源V1B、V2Bの変動電力量が小さくなるように電圧利用率をPまたはQに制御することで、同様の効果が得られる。 In the above embodiment, V 1B, V 2B, the ratio of V 3B 1: 3: 9 has been described when the relationship between the DC due to charging and discharging via the inverters and voltage utilization rate supply V 1B, Although the relationship between the V 2B fluctuation power amount and the operating point of the voltage utilization rate is different, the same applies to each pattern shown in FIG. 4 and FIG. For this reason, in each case, the same effect can be obtained by controlling the voltage utilization rate to P or Q so that the fluctuation power amount of the DC power sources V 1B and V 2B becomes small.
また、上記実施の形態のインバータユニット1の出力電圧VAの各階調レベルにおいてPWM制御を併用しても良く、平均的な出力電圧に変化はないため同様の効果が得られる。
Further, PWM control may be used in combination at each gradation level of the output voltage VA of the
実施の形態3.
次に、図1で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、各インバータの直流電源V1B、V2B、V3Bの電圧関係を、V1B=V2B≧(2/9)・V3Bとした場合について説明する。即ち、インバータ1B−INV、2B−INVの直流電源V1B、V2Bの電圧が等しくかつ、両者の合計が(4/9)・V3Bに等しいか大きい。
各インバータ1B−INV、2B−INV、3B−INVの出力電圧波形を図10に示す。図10に示すようにインバータ1B−INVおよびインバータ2B−INVは、目標の出力電圧とインバータ3B−INVの出力電圧との差分を補うようにPWM制御により出力される。この場合、インバータ1B−INVの出力とインバータ2B−INVの出力は等しいため、出力する電力量も等しく直流電源V1B、V2B間で各インバータを介した電力授受はない。このため、インバータ3B−INVの直流電源V3BからDC/DCコンバータ5を介して各インバータ1B−INV、2B−INVの直流電源V1B、V2Bに電荷が供給もしくは需給されることとなる。
Next, in the power conditioner having the same circuit configuration as shown in FIG. 1, the voltage relationship of the DC power sources V 1B , V 2B , and V 3B of each inverter is expressed as V 1B = V 2B ≧ (2/9) · V The case of 3B will be described. That is, the voltages of the DC power sources V 1B and V 2B of the
FIG. 10 shows output voltage waveforms of the
また、太陽光電圧VOを昇圧するチョッパ回路3を、出力電圧V3BをVmp(=(Vm/P)・(9/13))として動作させて、図8で示したように電圧利用率をPとし、直流電源V1B、V2Bが各インバータを介した充放電により変動する電力量の和(1B電力+2B電力)がゼロとなるように制御する。これによりインバータ3B−INVの直流電源V3BからDC/DCコンバータ5を介して各直流電源V1B、V2Bに授受される電力量を最小にでき、DC/DCコンバータ5の損失が最も低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。また、2つのインバータ1B−INV、2B−INVは、直流電源V1B、V2Bの電圧が等しく、出力も等しいため、インバータユニット1の構成が簡素で制御も容易である。
Further, the
実施の形態4.
次に、この発明の実施の形態4によるパワーコンディショナを図について説明する。
図11は、この発明の実施の形態4によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図に示すように、複数(この場合2個)の単相インバータ3B−INV、2Ba−INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット1aを構成する。また、単相インバータ3B−INV、2Ba−INVの入力となる各直流電源(第1の直流電源、第2の直流電源)V3B、V2Baは双方向DC/DCコンバータ5aにて接続される。
また、第3の直流電源としての太陽光による直流電源2の後段に、IGBT等のスイッチ3a、リアクトル3bおよびダイオード3cから成る昇圧回路としてのチョッパ回路3が設置されている。チョッパ回路3は直流電源2で得られた直流電圧VOを昇圧し、第1の直流電源となる平滑コンデンサ4に充電される電圧VC(=V3B)が得られる。インバータユニット1aは、各単相インバータ3B−INV、2Ba−INVの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧VAを階調制御により出力する。この出力電圧VAはリアクトル6aおよびコンデンサ6bから成る平滑フィルタ6により平滑され、交流電圧Voutを系統あるいは負荷に供給する。
Next, a power conditioner according to
FIG. 11 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to
In addition, a
このように構成されるパワーコンディショナにおいて、各インバータの直流電源V1B、V2Baの電圧関係を、V2Ba≧(4/9)・V3Bとする。
各インバータ2Ba−INV、3B−INVの出力電圧波形を図12に示す。図12に示すようにインバータ2Ba−INVは、目標の出力電圧とインバータ3B−INVの出力電圧との差分を補うようにPWM制御により出力される。この場合、インバータ3B−INVの直流電源V3BからDC/DCコンバータ5aを介してインバータ2Ba−INVの直流電源V2Baに電荷が供給もしくは需給されることとなる。
In the power conditioner configured as described above, the voltage relationship between the DC power sources V 1B and V 2Ba of each inverter is set to V 2Ba ≧ (4/9) · V 3B .
FIG. 12 shows output voltage waveforms of the inverters 2Ba-INV and 3B-INV. As shown in FIG. 12, the inverter 2Ba-INV is output by PWM control so as to compensate for the difference between the target output voltage and the output voltage of the
また、太陽光電圧VOを昇圧するチョッパ回路3を、出力電圧V3BをVmp(=(Vm/P)・(9/13))として動作させて、図8で示したように電圧利用率をPとし、直流電源V2Baが各インバータを介した充放電により変動する電力量がゼロとなるように制御する。これによりインバータ3B−INVの直流電源V3BからDC/DCコンバータ5aを介して直流電源V2Baに授受される電力量を最小にでき、DC/DCコンバータ5aの損失が最も低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。
Further, the
実施の形態5.
上記実施の形態4では、インバータ3B−INVの直流電源V3BからDC/DCコンバータ5aを介してインバータ2Ba−INVの直流電源V2Baに電荷が供給もしくは需給されるとしたが、電圧利用率をPに良好に制御できれば、図13に示すようにDC/DCコンバータ5aは省略できる。ここで、7は直流電源V2Baを構成するコンデンサである。
即ち、直流電源V2Baが各インバータを介した充放電により変動する電力量がゼロに精度よく制御できるとき、直流電源V3BからDC/DCコンバータ5aを介する直流電源V2Baへの電力授受は不要であり、DC/DCコンバータ5aが省略されたパワーコンディショナを用いることができる。これによりパワーコンディショナの効率を向上できるとともに、装置構成を小型化、簡略化できる。
In the fourth embodiment, although the charge to the DC power source V 2Ba of the inverter 2Ba-INV from
That is, when the DC power source V 2Ba can accurately control the amount of power fluctuating due to charging / discharging through each inverter to zero, it is not necessary to transfer power from the DC power source V 3B to the DC power source V 2Ba via the DC / DC converter 5a. A power conditioner in which the DC / DC converter 5a is omitted can be used. As a result, the efficiency of the power conditioner can be improved, and the apparatus configuration can be reduced in size and simplified.
なお、上記実施の形態3で示した場合についても同様であり、電圧利用率をPに良好に制御できれば、図14に示すようにDC/DCコンバータ5は省略できる。ここで、7a、7bは直流電源V1B、V2Bを構成するコンデンサである。これにより同様に、パワーコンディショナの効率を向上できるとともに、装置構成を小型化、簡略化できる。
Note that the same applies to the case shown in the third embodiment, and if the voltage utilization factor can be well controlled to P, the DC /
実施の形態6.
上記実施の形態5では、直流電源V3Bと他の直流電源との電力授受のためのDC/DCコンバータ5、5aが省略されたものを示したが、図15に示すように、直流電源V1B、V2B間でのみ電力授受を行うDC/DCコンバータ5bを設けても良い。
上記実施の形態3と同様にインバータユニット1を構成して、各インバータの直流電源V1B、V2B、V3Bの電圧関係を、V1B=V2B≧(2/9)・V3Bとし、電圧利用率をPに良好に制御する。この場合、直流電源V3Bから直流電源V1B、V2Bへの電力授受は不要で、直流電源V1B、V2B間でのみDC/DCコンバータ5bを介して電力授受を行う。
In the fifth embodiment, the DC power supply V 3B and the DC /
The
このように直流電源V1B、V2B間でのみ電力授受を行うDC/DCコンバータ5bを設けると、V1B=V2Bでなくても良く、例えば、直流電源V1B、V2B、V3Bの電圧比を1:3:9の関係としても良い。また、直流電源V1B、V2Bが各インバータを介した充放電により変動する電力量の和がゼロになる点(電圧利用率P)が存在して、電圧利用率Pに精度よく制御できれば、直流電源V1B、V2B、V3Bの電圧比は1:3:9以外でも良い。
また、DC/DCコンバータ5bは、直流電源V1B、V2B間でのみ電力授受を行うものであるため、損失は小さく、パワーコンディショナの効率を向上できる。
When the DC /
Moreover, since the DC /
実施の形態7.
上記実施の形態2〜6では、パワーコンディショナの電圧利用率=Vm/(V1B+V2B+V3B)をPまたはQとなるように制御することで、直流電源V1B、V2Bが各インバータを介した充放電により変動する電力量をゼロまたは最小としたが、この実施の形態では、図16に示すように、インバータ3B−INVの出力パルス幅を調整して、各直流電源V1B、V2Bの電力量を調整する。
図16(a)に示すように、パワーコンディショナのチョッパ回路3の出力電圧Vc(V3B)が約235Vのとき、電圧利用率はP(=約0.83)となり、直流電源V1B、V2Bからの流出電荷量(Q1B+Q2B)は、ゼロ付近となる。なお、15はインバータ3B−INVの出力パルス、16はインバータ1B−INV、2B−INVの合計出力、17はパワーコンディショナからの交流出力電圧Voutである。
次に、図16(b)に示すように、外気温度の上昇などにより太陽光の電圧が低下し、パワーコンディショナのチョッパ回路3の出力電圧Vc(V3B)が例えば約204Vのとき、電圧利用率=約0.95となり、直流電源V1B、V2Bからの流出電荷量(Q1B+Q2B)は増大する。このような場合、インバータ3B−INVの出力パルス幅を広げると、インバータ1B−INV、2B−INVの電力負担が小さくなり、(Q1B+Q2B)はゼロに近づく。なお、15a、15bは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ3B−INVの出力パルス、16a、16bは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ1B−INV、2B−INVの合計出力である。
In the second to sixth embodiments, the DC power sources V 1B and V 2B are connected to the inverters by controlling the voltage utilization rate of the power conditioner = Vm / (V 1B + V 2B + V 3B ) to be P or Q. However, in this embodiment, as shown in FIG. 16, the output pulse width of the
As shown in FIG. 16A, when the output voltage Vc (V 3B ) of the
Next, as shown in FIG. 16B, when the sunlight voltage decreases due to an increase in the outside air temperature or the like and the output voltage Vc (V 3B ) of the
次に、図16(c)に示すように、外気温度の低下などにより太陽光の電圧が上昇し、パワーコンディショナのチョッパ回路3の出力電圧Vc(V3B)が例えば約260Vのとき、電圧利用率=約0.75となり、直流電源V1B、V2Bからの流出電荷量(Q1B+Q2B)は減少して負方向に大きくなる。このような場合、インバータ3B−INVの出力パルス幅を狭めると、インバータ1B−INV、2B−INVの電力負担が大きくなり、(Q1B+Q2B)はゼロに近づく。なお、15c、15dは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ3B−INVの出力パルス、16c、16dは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ1B−INV、2B−INVの合計出力である。
Next, as shown in FIG. 16C, when the voltage of sunlight rises due to a decrease in the outside air temperature or the like, and the output voltage Vc (V 3B ) of the
このように、インバータ3B−INVの出力パルス幅を増減することで、インバータ1B−INV、2B−INVの電力負担を容易に調整できるため、直流電源V1B、V2Bからの流出電荷量(Q1B+Q2B)をゼロに近づくように容易に調整できる。
これにより、インバータ1B−INV、2B−INVの各直流電源V1B、V2Bが各インバータを介した充放電により変動する電力量が小さくなるように容易に調整できる。このため、DC/DCコンバータ5の扱う電力を容易に0に近づけることができ、DC/DCコンバータ5の損失が低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。
なお、この場合も、上記実施の形態1と同様に、太陽光電圧VOが所定の電圧Vm1(195V)を超えるとき、IGBTスイッチ3aを停止して昇圧動作を停止すると、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、さらに変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。
Thus, by increasing or decreasing the output pulse width of the
Thereby,
In this case as well, as described above, when the solar voltage V O exceeds the predetermined voltage V m1 (195 V), if the
2 第3の直流電源(太陽光)、3 昇圧回路としてのチョッパ回路、
3a スイッチ、4 第1の直流電源としての平滑コンデンサ、
5,5a,5b DC/DCコンバータ、
7,7a,7b 第2の直流電源としてのコンデンサ、
15,15a〜15d 出力パルス、17 出力電圧、
1B−INV,2B−INV,2Ba−INV,3B−INV 単相インバータ、Q1B+Q2B 電荷量。
2 third DC power supply (sunlight), 3 chopper circuit as booster circuit,
3a switch, 4 smoothing capacitor as the first DC power supply,
5, 5a, 5b DC / DC converter,
7, 7a, 7b Capacitor as a second DC power source,
15, 15a-15d output pulse, 17 output voltage,
1B-INV, 2B-INV, 2Ba-INV, 3B-INV Single-phase inverter, Q 1B + Q 2B charge.
Claims (12)
上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第1の直流電源と、その他の1あるいは複数の第2の直流電源とから成り、
上記第1の直流電源は昇圧回路を介して第3の直流電源から生成され、
上記各第2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が略0となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定することを特徴とする電力変換装置。 Connect the AC side of a single-phase inverter that converts DC power of the DC power supply to AC power in series, and gradation the output voltage by the sum of each generated voltage by a predetermined combination selected from the above-mentioned single-phase inverters In the power converter to control,
The plurality of DC power sources serving as inputs of the single-phase inverters are composed of a first DC power source having a maximum voltage and other one or a plurality of second DC power sources,
The first DC power source is generated from a third DC power source via a booster circuit,
An output voltage of the booster circuit is set so that a total fluctuation electric energy due to discharging and charging of each second DC power source through each single-phase inverter becomes substantially zero .
上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第1の直流電源と、その他の1あるいは複数の第2の直流電源とから成り、
上記第1の直流電源は昇圧回路を介して第3の直流電源から生成され、該第1の直流電源と各第2の直流電源とは、DC/DCコンバータを介して接続され、
上記各第2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が所定量以下となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定することを特徴とする電力変換装置。 Connect the AC side of a single-phase inverter that converts DC power of the DC power supply to AC power in series, and gradation the output voltage by the sum of each generated voltage by a predetermined combination selected from the above-mentioned single-phase inverters In the power converter to control,
The plurality of DC power sources serving as inputs of the single-phase inverters are composed of a first DC power source having a maximum voltage and other one or a plurality of second DC power sources,
The first DC power source is generated from a third DC power source via a booster circuit, and the first DC power source and each second DC power source are connected via a DC / DC converter,
The power conversion characterized in that the output voltage of the booster circuit is set so that the total fluctuating electric energy due to discharging and charging through the single-phase inverter of each of the second DC power supplies is equal to or less than a predetermined amount apparatus.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010017589A JP4870822B2 (en) | 2010-01-29 | 2010-01-29 | Power converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010017589A JP4870822B2 (en) | 2010-01-29 | 2010-01-29 | Power converter |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005050696A Division JP4468840B2 (en) | 2005-02-25 | 2005-02-25 | Power converter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010094024A true JP2010094024A (en) | 2010-04-22 |
JP4870822B2 JP4870822B2 (en) | 2012-02-08 |
Family
ID=42256163
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010017589A Expired - Fee Related JP4870822B2 (en) | 2010-01-29 | 2010-01-29 | Power converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4870822B2 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2012121207A1 (en) * | 2011-03-04 | 2012-09-13 | 国立大学法人徳島大学 | Waveform compensation method and waveform compensation circuit |
WO2013001746A1 (en) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 三洋電機株式会社 | Inverter and power conversion device equipped with same |
-
2010
- 2010-01-29 JP JP2010017589A patent/JP4870822B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2012121207A1 (en) * | 2011-03-04 | 2012-09-13 | 国立大学法人徳島大学 | Waveform compensation method and waveform compensation circuit |
WO2013001746A1 (en) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 三洋電機株式会社 | Inverter and power conversion device equipped with same |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4870822B2 (en) | 2012-02-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4468840B2 (en) | Power converter | |
US8559202B2 (en) | Power conversion apparatus | |
US8649196B2 (en) | Power converting apparatus with an output voltage that is the sum of voltages generated by individual inverters | |
EP2798731B1 (en) | A system, a method and a computer program product for controlling electric power supply | |
JP6062058B2 (en) | Power converter | |
JP6539172B2 (en) | Power supply | |
JP4520325B2 (en) | Power converter | |
JP4878645B2 (en) | Power converter | |
JP6065753B2 (en) | DC / DC converter and battery charge / discharge device | |
US20160036270A1 (en) | Systems and methods for matching an end of discharge for multiple batteries | |
WO2017043027A1 (en) | Power conversion device | |
JP4896044B2 (en) | Power converter | |
JP2014007846A (en) | Electric power conversion system | |
JP4870822B2 (en) | Power converter | |
JP4365171B2 (en) | Power converter and power conditioner using the same | |
US10033182B2 (en) | Bidirectional electrical signal converter | |
JP6144374B1 (en) | Power converter | |
JP4768535B2 (en) | Power converter | |
JP5950970B2 (en) | Power converter | |
Sha et al. | Parallel-connected bidirectional current-fed dual active bridge DC-DC converters with decentralized control | |
JP5294908B2 (en) | Power converter | |
JP4490308B2 (en) | Power converter | |
JP2004140961A (en) | Grid interconnection inverter controller | |
Jose et al. | Modelling and control of a new multiple-input converter for hybrid PV/FC/battery power system | |
KR100871996B1 (en) | Full digital rectifier for reducing power consumption and control method thereof |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100129 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20111115 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20111117 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4870822 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20141125 Year of fee payment: 3 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |