JP2004140961A

JP2004140961A - Grid interconnection inverter controller

Info

Publication number: JP2004140961A
Application number: JP2002305424A
Authority: JP
Inventors: Shinichiro Sumiyoshi; 住吉　眞一郎
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-10-21
Filing date: 2002-10-21
Publication date: 2004-05-13

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To implement highly accurate control so as to reduce distortion in output current in a grid interconnection inverter which calls for voltage increase and voltage decrease, by compensating phase shift between two power converting means disposed in series. <P>SOLUTION: A first power converting means 13 having a voltage decreasing function at the input of a reactor is disposed in series with a second power converting means 14 having a voltage increasing function at the output. The command value of reactor current is provided with waveform which is of sine wave or of sine squared wave during one period of commercial power according to the magnitude relation between the absolute value of grid voltage and input voltage. Thus, a grid interconnection inverter which instantaneously controls reactor current with accuracy is obtained. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力注入する系統連系インバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の系統連系インバータは、直流入力電圧を昇圧する第１電力変換手段と降圧とインバータ動作を行う第２電力変換手段を直列接続すると共に、接続部には数１０μＦ以下のコンデンサを配置して高インピーダンスを図る構成とし、出力電流波形の生成に際し、第１電力変換手段の電流制御を正弦２乗波とし、第２電力変換手段の電流制御を正弦波として、商用１周期内で高周波動作を切り換えることで、出力電流波形の正弦波化に加えて、効率向上と小形化を実現したものである。
【０００３】
図７は、従来使用している系統連系インバータ装置の構成を示す接続図である。ここで直流電源１は太陽電池や燃料電池といった出力が直流の分散型電源で構成されている。系統連系インバータは直流電源を入力として系統５に５０／６０Ｈｚの商用周波数で交流電力を供給している。系統連系インバータは入力電圧を系統電圧より高い電圧に昇圧する第１電力変換手段２、昇圧された電圧の高周波成分を除去する数１０μＦ以下の中間段コンデンサ３、出力電流を正弦波に波形成形する第２電力変換手段４からなり、系統５に接続されている。特に第１電力変換手段２は入力電圧を平滑するコンデンサ２ａ、昇圧エネルギー蓄積用の直流リアクトル２ｂ、スイッチング素子２ｃ、ダイオード２ｄで構成される。第１電力変換手段２が高周波動作をする場合、直流リアクトル電流検出手段７の出力と指令値発生手段６の波形とが一致するように、第１ヒステリシスコンパレータ８がスイッチング素子２ｃを駆動する。第２電力変換手段４はスイッチング素子を４石使用したフルブリッジインバータ４ａと、交流リアクトル４ｂ、フィルタコンデンサ４ｃからなっている。第２電力変換手段４が高周波動作をする場合、交流リアクトル電流検出手段９の出力と指令値発生手段６の出力波形とが一致するように、第２ヒステリシスコンパレータ１０がスイッチング素子４ａを駆動する。
【０００４】
以下に動作を説明する。中間段コンデンサ３電圧は系統５に電力を注入するために系統電圧より少なくとも数１０Ｖ程度は高くなければならないため、例えば入力電圧がＤＣ２００Ｖで系統電圧がＡＣ２００Ｖの場合、系統電圧のピークを中心に４〜５ｍｓ間は昇圧して出力電流を制御し、それ以外の系統電圧の絶対値が入力電圧よりも十分小さい期間では昇圧を行わない。そこで、太陽電池などの入力電源１の入力電圧Ｖｉｎが系統電圧Ｖａｃの絶対値に比べて低くなるときには第１電力変換手段２の出力電流が正弦２乗波となるように波形成形を行うとともに、第２電力変換手段４は系統電圧Ｖａｃの極性指令に対応して交互に駆動し、入力電圧Ｖｉｎが系統電圧Ｖａｃの絶対値に比べて高い場合には第１電力変換手段２のスイッチング素子２ｃのスイッチングを停止するとともに、第２電力変換手段４の出力電流ｉｏが正弦波となるようにフルブリッジ構成のスイッチング素子Ｑａ〜Ｑｄを高周波スイッチングさせることにより波形成形を行い、商用周波数の交流電流を出力する。これにより、第１電力変換手段２の高周波スイッチング動作は系統の１周期内で部分的にしか行われないため、スイッチング素子２ｃの損失が格段に低減され、さらに第２電力変換手段４の入出力電位差が低く抑えられるため、第２電力変換手段を構成するフルブリッジインバータ４ａのスイッチング損失も低減することができる。したがって、冷却用のヒートシンクの形状が小さくなると共に、中間段コンデンサ３の容量も小さくなることで、全体形状も小さくでき、効率向上と小形・軽量化とともに安価な機器の実現が可能となっている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−１５２６５１号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、第１電力変換手段内の直流リアクトルと第２電力変換手段内の交流リアクトルがそれぞれ出力電流制御を分担するため、複数のリアクトルと複数の電流検知手段及び複数の電流制御手段が必要であることから、機器の効率向上、低価格化、小形・軽量化において限界を生じていた点に加えて、２つの電力変換手段は直列接続であるため、変換手段間の位相ずれの影響を考慮した指令値を個別に演算して与える必要があるため、出力電流の波形歪みを小さくする上で高速でかつ高精度の制御が必要であるという課題を有していた。
【０００７】
本発明は、直流電源から正弦波電流を生成するに当たり、直列に配置した複数の電力変換手段に対してリアクトルを１つとした構成において、簡素な制御構成を実現し、低損失、小形・軽量、さらに高品質の出力電流を得ることができる系統連系インバータ制御装置を提供することを目的としたものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために本発明の系統連系インバータは、リアクトルの入力に降圧機能を有する第１電力変換手段を、出力に昇圧機能を有する第２電力変換手段を直列に配置し、系統電圧の絶対値と入力電圧との大小関係に応じて、リアクトル電流の指令値が商用１周期の間で正弦波と正弦２乗波の形状を有する波形として、リアクトル電流を電流瞬時制御することで、出力電流波形を低歪みの正弦波に制御する高効率かつ安価で軽量の系統連系インバータ装置を提供するものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、直流入力電圧を降圧する第１電力変換手段と、前記第１電力変換手段の出力に直列接続されて昇圧動作を行う第２電力変換手段と、前記第２電力変換手段の出力に直列接続されて商用切換動作を行う第３電力変換手段とで構成され、前記第１電力変換手段および前記第２電力変換手段とが有するリアクトルは１つとして、前記リアクトルの電流を制御するリアクトル制御手段に与える電流指令値が、商用周波１周期の中において正弦波および正弦波２乗波形の２つの波形からなることで、高品質の出力電流波形を実現することができる系統連系インバータ制御装置としている。
【００１０】
請求項２に記載した発明は、請求項１記載の発明において、第３電力変換手段と系統との間にフィルタコンデンサを配置した構成において、系統からコンデンサに流れる無効電流と第３電力変換手段の出力電流の合成電流位相が、系統電圧位相と一致するリアクトル電流指令値の位相を生成することで、力率１運転を実現する系統連系インバータ制御装置としている。
【００１１】
請求項３に記載した発明は、請求項１、２記載の発明において、リアクトル電流をヒステリシスコンパレータで制御することで、高精度でかつ追従性のよい波形制御を実現する系統連系インバータ制御装置としている。
【００１２】
請求項４に記載した発明は、請求項１〜３記載の発明において、ヒステリシスコンパレータの電流変化幅をリアクトル電流指令値の大きさに比例させることで、制御中のスイッチング周波数変化を最適化することで、低損失かつ低騒音を同時に達成する系統連系インバータ制御装置としている。
【００１３】
請求項５に記載した発明は、請求項１〜３記載の発明において、リアクトル電流の制御を周波数一定で行うことで、入力電圧および出力電圧の変化に際してスイッチング素子の損失変化を小さくし、低騒音を維持する系統連系インバータ制御装置としている。
【００１４】
請求項６に記載した発明は、請求項１〜５記載の発明において、リアクトル電流平均値を検出するリアクトル電流平均値演算手段と入力電圧平均値演算手段から得られる値を乗算することで、入力電源の最大電力点追従に際して、追加の電流検出手段を必要としない系統連系インバータ制御装置としている。
【００１５】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例の系統連系インバータ装置は、太陽電池や燃料電池といった分散型電源である直流電源１１の電力を、系統１７に同期正弦波として電流を注入するものである。第１スイッチング素子１３ａと第１ダイオード１３ｂで構成された第１電力変換手段１３の出力と、第２スイッチング素子１４ａと第２ダイオード１４ｂで構成された第２電力変換手段１４の入力とは、リアクトル１５を介して直列接続されている。また第２電力変換手段１４の出力は、極性切換インバータ１６ａとフィルタコンデンサ１６ｂで構成された第３電力変換手段１６で、交流に変換されて系統連系している。また、系統１７の電圧に同期したリアクトル電流指令値が、指令値発生手段１８からリアクトル電流制御手段２０に出力され、リアクトル電流制御手段２０はリアクトル電流検知手段１９の出力が指令値と一致するように、第１スイッチング素子１３ｂと第２スイッチング素子１４ｂを制御する。
【００１６】
以上の様に構成された系統連系インバータ制御装置について、動作を説明する。ここで、第１電力変換手段１３は第１スイッチング素子１３ａの高周波チョッピング動作で、入力電圧を降圧し、かつオン時間を変調することで、リアクトル１５の電流波形の振幅を瞬時制御している。また第２電力変換手段１４は第２スイッチング素子１４ａの高周波チョッピング動作で、入力電圧を昇圧し、かつオン時間を変調することで、リアクトル１５の電流波形の振幅を瞬時制御する。例えば、系統電圧が交流２００Ｖの場合、０Ｖから約２８０Ｖまで変化するため、入力電圧がこの範囲にある限り、商用１周期内で降圧動作と昇圧動作が必要になる。また第１電力変換手段１３が降圧波動作を行う場合、第２電力変換手段１４内の第２スイッチング素子１４ａは常時オフし、第２電力変換手段１４が昇圧波動作を行う場合が、第１電力変換手段１４内の第１スイッチング素子１４ａは常時オン動作している。一方、第３電力変換手段１６を構成するフルブリッジ構成の極性切換インバータ１６ａは系統電圧の正負に同期して、商用周波でスイッチングを行い、第２電力変換手段１４の出力から得られる商用２倍周波の電流を系統１７に同期した正弦波交流に変換している。具体的な制御としては、入力電圧Ｖｉｎが直流で系統電圧がＶａｃが正弦波であるから、入力電力＝出力電力とすると、リアクトル１５を通過する理想電流は電力変換手段が高周波動作を行うときは正弦波であり、第２電力変換手段が高周波動作を行うときは正弦２乗波となる。そこで、指令値発生手段１８の出力は商用１周期の中で、入力電圧＞系統電圧の絶対値のときは正弦波、入力電圧＜系統電圧のときは正弦２乗波形で生成された指令値を出力する。
【００１７】
以上のように本実施例によれば、降圧動作を行う第１電力変換手段と昇圧動作を行う第２電力変換手段を排他的に動作させ、しかも唯一配置されたリアクトルの電流を制御する際、指令値を商用１周期内で正弦波と正弦２乗波といった異なる波形で構成することによって、出力電流を高品質の正弦波とすることが可能な系統連系インバータ制御装置を実現することができる。
【００１８】
（実施例２）
以下、本発明の第２の実施例について図面を参照しながら説明する。図２は本実施例の構成を示すブロック図である。図２において図１の回路構成と異なるのは、第３電力変換手段を構成するフィルタコンデンサ１６ｂの電流を検知するコンデンサ電流検知手段２１と、指令値発生手段からの出力を波形の位相を変化させる指令値位相補正手段２２を配置して、系統電圧に対して位相を変化させた波形指令出力をリアクトル電流制御手段２０に送るようにした点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００１９】
以上の様に構成された系統連系インバータ制御装置について、動作を説明する。系統からフィルタコンデンサ１６ｂに流れ込む電流は無効電流であり、スイッチング素子１６ａで構成されたフルブリッジインバータを通過する電流を系統電圧位相に一致した正弦波電流としても、実際に系統１７に注入される電流は系統電圧から位相のずれた電流となる。そこで、コンデンサ電流検知手段２１で検出した無効電流を基に指令値位相補正手段２２は指令値発生手段１８の出力波形の位相を進めることで、フィルタコンデンサ１６ｂに流れる電流を補償できる補正指令値に変換してリアクトル電流制御手段２０に指令波形を送ることで、第３電力変換手段から系統に注入される電流の位相を系統電圧と一致させ、力率１運転を維持する。
【００２０】
以上のように本実施例によれフィルタコンデンサに流れる無効電流を補償するリアクトル電流指令値を生成する指令値補正手段を配置することによって、無効電流の少ない高品質の正弦波交流を系統に逆潮流することのできる系統連系インバータ制御装置を実現することができる。
【００２１】
（実施例３）
以下、本発明の第３の実施例について図３を参照しながら説明する。図３は本実施例の構成を示す波形図である。本実施例において図２の回路構成と異なるのは、リアクトル電流制御手段２０をヒステリシスコンパレータとした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２２】
以上のように構成された系統連系インバータ制御装置について図３を参照して動作を説明する。入力電圧＜｜系統電圧｜では第２電力変換手段だけが高周波で昇圧動作を行い、スイッチング素子１４ｂがオンの時リアクトル１５は直流電源１１で短絡されるため、リアクトル電流はＶｉｎ／Ｌの傾きで上昇する。リアクトル電流制御手段２０は指令値の上下に電流しきい値を有しており、リアクトル電流検知手段１９の検出値は指令値上限と比較され、検出値が指令値上限を上回った時点で、スイッチング素子１４ｂはオフする。オフ時にはリアクトル１５の両端には直流電源１１の電圧と系統１７の電圧との差分が逆バイアスされるためリアクトル電流は減少していき、指令値下限を下回ったところで、スイッチング素子１４ｂは再びオンする。以上の動作を繰り返すことによって電流が指令値上限と下限の間に保持される。また、入力電圧＞｜系統電圧｜の時は第１電力変換手段だけが高周波で動作し、スイッチング素子１３ａがオンではリアクトルには入力電圧と系統電圧の差分が順バイアスされ、電流は（Ｖｉｎ−Ｖａｃ）／Ｌの傾きで上昇し、指令値の上限を超えた時点でスイッチング素子１３ａはオフする。オフ時はリアクトル１５が系統電圧Ｖａｃで逆バイアスされるため、リアクトル電流は減少していき、指令値下限を下回った時点でスイッチング素子１３ａがオンする。
【００２３】
以上のように本実施例によれば、第１電力変換手段と第２電力変換手段の高周波動作とその指令値が、系統電圧と直流電源電圧の大小に応じて商用１周期内で切り替わったとしても、高精度でかつ追従性の良い制御を実現できるため、系統電圧の揺動や入力電圧の変化に対して常時高品質の正弦波を生成することが可能な系統連系インバータ制御装置を提供することができる。
【００２４】
（実施例４）
以下、本発明の第４の実施例について図４を参照しながら説明する。図４は本実施例の構成を示す波形図である。本実施例において図２の回路構成と異なるのは、リアクトル電流制御手段２０内のヒステリシス幅を出力電流指令値に対して比例とした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２５】
以上のように構成された系統連系インバータ制御装置について図４を参照して動作を説明する。第２電力変換手段の動作を例にとると、直流電源１１の電圧平均値と系統１７の実効値が一定の条件で出力電力を定格に対して小さくした場合、出力電流は定格電流に対して小さくなるが、このときリアクトル電流のヒステリシス幅を一定とした場合、リアクトル１５に重畳した高周波リップル電流は概ね変化しない。したがって定格以下の運転においてもリアクトル１５の高周波損失は一定となり、特に定格以下の運転ではインバータ全体の効率が大幅にダウンする傾向となる。そこで、出力電流指令値の大きさに対してヒステリシス幅を可変することによって、例えばリアクトル電流指令値が小さいときはヒステリシス幅を小さくして高周波リップル電流も小さくなるようにリアクトル電流を制御することで、装置の低出力時においても効率低下を回避する。また、系統１７の実効値電圧と出力電力が一定で直流電源１１の電圧が下がった場合においては、リアクトル電流の傾きが減少して周波数が低下して騒音が発生するため、ヒステリシス幅を小さくして動作周波数が可聴域を下回ることを防止する。
【００２６】
以上のように本実施例によれば、ヒステリシスコンパレータの電流しきい値幅をリアクトル電流指令値の大きさに比例させることで、高周波動作中の電力変換器スイッチング周波数変化を最適化して、低損失かつ低騒音を同時に達成する系統連系インバータ制御装置を提供することができる。
【００２７】
（実施例５）
以下、本発明の第５の実施例について図５を参照しながら説明する。図５は本実施例の構成を示す波形図である。本実施例において図２の回路構成と異なるのは、リアクトル電流制御手段２０内のヒステリシスコンパレータが固定周波数で動作するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２８】
以上のように構成された系統連系インバータ制御装置について図５を参照して動作を説明する。例えば第２電力変換手段１４が高周波動作をしている状態において、所定のリアクトル電流指令値のヒステリシス幅に対して、直流電源１１の入力電圧が大きくなった場合、スイッチング素子１４ｂのオン時においてリアクトル電流の傾きも増加するため、短時間でヒステリシス幅の上限に到達し、動作周波数が上昇する。ここで、リアクトル電流制御手段２０は内部のヒステリシス幅下限しきい値に優先して、あらかじめ設定された一定の周期でスイッチング素子１４ｂをオンすることで、動作周波数の上昇を回避する。また直流入力電圧が小さいときはスイッチング素子１４ｂのオン時間内においてリアクトル電流の傾きが小さくなり、ヒステリシス幅の上限に到達する時間が長くなるため、固定周波数を維持するためオフ時間が短くなるが、可聴域で動作することはない。
【００２９】
以上のように本実施例によれば、リアクトル電流の制御を周波数一定で行うことで、入力電圧および出力電圧の変化に際してスイッチング素子の損失変化を小さくし、さらには騒音が増加することのない系統連系インバータ制御装置を提供することができる。
【００３０】
（実施例６）
以下、本発明の第６の実施例について図面を参照しながら説明する。図６は本実施例の構成を示すブロック図である。図６において図２の回路構成と異なるのは、リアクトル電流検知手段１９の出力を平均化するリアクトル電流平均値演算手段２３と、入力電圧を平均化する入力電圧平均値演算手段２４を配置して、入力電力乗算手段２５で電力を演算するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３１】
以上のように構成された系統連系インバータ制御装置について図６を参照して動作を説明する。直流電源１１は太陽電池や燃料電池といった分散型電源である。入力段には平滑コンデンサ１２が存在するものの、系統連駅インバータが力率１運転をするためには電力瞬時値は、０から定格の約２倍の電力まで大幅な変化が必要である。したがって入力電圧は一定のリップルを有することになることから、入力電圧平均値演算手段２４で入力電圧の平均値を得る。また、リアクトル電流は位相によって正弦波と正弦２乗波形が合成された波形であるため、リアクトル電流平均値演算手段２３で平均値が得られる。次に入力電力乗算手段は入力電圧平均値とリアクトル電流平均値を乗算して、得られたインバータへの入力電力はその電力が最大となるように指令値発生手段にフィードバックすることで、直流電源の最大電力点追尾制御を行い、特に最大電力点追従のための入力電流または出力電流検知用の高価な電流センサを追加不要としている。
【００３２】
以上のように本実施例によれば、リアクトル電流を平均化するリアクトル電流平均値演算手段と、リップルを有する入力電圧を平均化する入力電圧平均値演算手段から得られた値を乗算した入力電力を用いることで、入力電源の最大電力点追従に際して、追加の電流検出手段を必要としない系統連系インバータ制御装置を提供することができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直流入力電圧を降圧する第１電力変換手段と、その出力に直列接続されて昇圧動作を行う第２電力変換手段を直列に配置して、双方の変換手段を構成するリアクトルの電流を制御する電流指令値を、正弦波と正弦波２乗波形とで構成し、系統電圧と入力電圧の大きさに応じて商用周波１周期内で切り換えることで、歪みの少ない高品質の出力電流波形を実現することができる系統連系インバータ制御装置を提供することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例である系統連系インバータ制御装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第２の実施例である系統連系インバータ制御装置の構成を示すブロック図
【図３】本発明の第３の実施例である系統連系インバータ制御装置の各部動作を示す波形図
【図４】本発明の第４の実施例である系統連系インバータ制御装置の各部動作を示す波形図
【図５】本発明の第５の実施例である系統連系インバータ制御装置の各部動作を示す波形図
【図６】本発明の第６の実施例である系統連系インバータ制御装置の構成を示すブロック図
【図７】従来の系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１１ｂ　第２直流電源
１２　平滑コンデンサ
１３　第１電力変換手段
１４　第２電力変換手段
１５　リアクトル
１６　第３電力変換手段
１６ｂ　フィルタコンデンサ
１７　系統
２０　リアクトル電流制御手段
２３　リアクトル電流平均値演算手段
２４　入力電圧平均値演算手段
２５　入力電力乗算手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a system interconnection inverter device that converts DC power from a solar cell or a fuel cell into AC power at a commercial frequency and injects power into a system.
[0002]
[Prior art]
In this type of system interconnection inverter, a first power conversion means for boosting a DC input voltage and a second power conversion means for performing step-down and inverter operation are connected in series, and a capacitor of several tens of μF or less is arranged at a connection portion. And high-impedance operation in one cycle of commercial operation by setting the current control of the first power converter to a sine square wave and the current control of the second power converter to a sine wave when generating the output current waveform. In addition to the sine wave of the output current waveform, the efficiency can be improved and the size can be reduced.
[0003]
FIG. 7 is a connection diagram showing a configuration of a conventionally used system interconnection inverter device. Here, the DC power supply 1 is a distributed power supply having a DC output such as a solar cell or a fuel cell. The grid-connected inverter supplies AC power to the grid 5 at a commercial frequency of 50/60 Hz using a DC power supply as an input. The system interconnection inverter includes a first power conversion means 2 for boosting an input voltage to a voltage higher than the system voltage, an intermediate-stage capacitor 3 of several tens of μF or less for removing a high frequency component of the boosted voltage, and a waveform shaping of an output current into a sine wave The second power conversion means 4 is connected to the system 5. In particular, the first power conversion means 2 includes a capacitor 2a for smoothing an input voltage, a DC reactor 2b for accumulating boosted energy, a switching element 2c, and a diode 2d. When the first power conversion means 2 operates at a high frequency, the first hysteresis comparator 8 drives the switching element 2c so that the output of the DC reactor current detection means 7 and the waveform of the command value generation means 6 match. The second power conversion means 4 includes a full-bridge inverter 4a using four switching elements, an AC reactor 4b, and a filter capacitor 4c. When the second power converter 4 operates at a high frequency, the second hysteresis comparator 10 drives the switching element 4a so that the output of the AC reactor current detector 9 and the output waveform of the command value generator 6 match.
[0004]
The operation will be described below. The voltage of the intermediate-stage capacitor 3 must be at least several tens of volts higher than the system voltage in order to inject power into the system 5. The output current is controlled by boosting for up to 5 ms, and boosting is not performed during a period in which the absolute values of other system voltages are sufficiently smaller than the input voltage. Therefore, when the input voltage Vin of the input power supply 1 such as a solar cell is lower than the absolute value of the system voltage Vac, the waveform is shaped so that the output current of the first power converter 2 becomes a sine square wave, The second power converter 4 is driven alternately in response to the polarity command of the system voltage Vac, and when the input voltage Vin is higher than the absolute value of the system voltage Vac, the second power converter 4 switches the switching element 2 c of the first power converter 2. The switching is stopped, and the full-bridge switching elements Qa to Qd are subjected to high-frequency switching so that the output current io of the second power conversion means 4 becomes a sine wave, thereby performing waveform shaping and outputting an AC current having a commercial frequency. I do. As a result, the high-frequency switching operation of the first power conversion means 2 is performed only partially within one cycle of the system, so that the loss of the switching element 2c is significantly reduced, and the input / output of the second power conversion means 4 Since the potential difference can be kept low, the switching loss of the full-bridge inverter 4a constituting the second power conversion means can also be reduced. Accordingly, the shape of the heat sink for cooling is reduced, and the capacity of the intermediate-stage capacitor 3 is also reduced, so that the overall shape can be reduced. As a result, it is possible to improve the efficiency, reduce the size and weight, and realize an inexpensive device. (For example, see Patent Document 1).
[0005]
[Patent Document 1]
JP 2000-152651 A
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-mentioned conventional configuration, since the DC reactor in the first power conversion means and the AC reactor in the second power conversion means share the output current control, respectively, the plurality of reactors, the plurality of current detection means, and the plurality of current control In addition to the fact that the means are necessary, there have been limitations in improving the efficiency of the equipment, reducing the cost, and reducing the size and weight. In addition, since the two power conversion means are connected in series, the phase shift between the conversion means is required. Since it is necessary to individually calculate and give command values in consideration of the influence of the above, there has been a problem that high-speed and high-precision control is required to reduce the waveform distortion of the output current.
[0007]
The present invention, when generating a sine wave current from a DC power supply, realizes a simple control configuration in a configuration in which one reactor is provided for a plurality of power conversion means arranged in series, and achieves low loss, small size, light weight, It is another object of the present invention to provide a grid-connected inverter control device capable of obtaining a high-quality output current.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a grid-connected inverter according to the present invention includes a first power conversion unit having a step-down function at an input of a reactor, and a second power conversion unit having a step-up function at an output, arranged in series. In accordance with the magnitude relationship between the absolute value of and the input voltage, the reactor current command value is changed into a waveform having the shape of a sine wave and a sine square wave during one commercial cycle, and the reactor current is instantaneously controlled. An object of the present invention is to provide a highly efficient, inexpensive, and lightweight grid-connected inverter device that controls an output current waveform to a low distortion sine wave.
[0009]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The invention as set forth in claim 1 is a first power conversion means for stepping down a DC input voltage, a second power conversion means connected in series to an output of the first power conversion means for performing a boosting operation, and the second power conversion means. And a third power conversion means connected in series to an output of the conversion means and performing a commercial switching operation, wherein the first power conversion means and the second power conversion means have one reactor, and the current of the reactor is A system capable of realizing a high quality output current waveform by providing a current command value given to the reactor control means for controlling the power supply in two cycles of a sine wave and a sine wave square waveform in one cycle of the commercial frequency It is an interconnected inverter control device.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, in a configuration in which a filter capacitor is arranged between the third power conversion means and the system, a reactive current flowing from the system to the capacitor and the third power conversion means. A system interconnection inverter control device that realizes a power factor 1 operation by generating a phase of a reactor current command value in which the combined current phase of the output current matches the system voltage phase.
[0011]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a system interconnection inverter control device according to the first and second aspects, wherein the reactor current is controlled by a hysteresis comparator to realize high-accuracy and high-accuracy waveform control. I have.
[0012]
According to a fourth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the change in the switching frequency during control is optimized by making the current change width of the hysteresis comparator proportional to the magnitude of the reactor current command value. Therefore, a system interconnection inverter control device that simultaneously achieves low loss and low noise is provided.
[0013]
According to a fifth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, by controlling the reactor current at a constant frequency, a change in loss of the switching element when an input voltage and an output voltage change is reduced, thereby reducing noise. And a grid-connected inverter control device that maintains
[0014]
According to a sixth aspect of the present invention, in the first to fifth aspects of the present invention, the input current is calculated by multiplying the reactor current average value calculating means for detecting the reactor current average value and the value obtained from the input voltage average value calculating means. When following the maximum power point of the power supply, the system interconnection inverter control device does not require an additional current detection unit.
[0015]
【Example】
(Example 1)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment. The grid-connected inverter device according to the present embodiment injects electric power from a DC power supply 11, which is a distributed power supply such as a solar cell or a fuel cell, into a system 17 as a synchronous sine wave. The output of the first power conversion means 13 composed of the first switching element 13a and the first diode 13b and the input of the second power conversion means 14 composed of the second switching element 14a and the second diode 14b are reactors. 15 are connected in series. The output of the second power converter 14 is converted to AC by a third power converter 16 composed of a polarity switching inverter 16a and a filter capacitor 16b, and is connected to the system. Further, a reactor current command value synchronized with the voltage of the system 17 is output from the command value generation means 18 to the reactor current control means 20, and the reactor current control means 20 adjusts the output of the reactor current detection means 19 to match the command value. Next, the first switching element 13b and the second switching element 14b are controlled.
[0016]
The operation of the system interconnection inverter control device configured as described above will be described. Here, the first power converter 13 instantaneously controls the amplitude of the current waveform of the reactor 15 by lowering the input voltage and modulating the on-time by the high-frequency chopping operation of the first switching element 13a. The second power conversion means 14 instantaneously controls the amplitude of the current waveform of the reactor 15 by boosting the input voltage and modulating the on-time by the high-frequency chopping operation of the second switching element 14a. For example, when the system voltage is 200 V AC, the voltage changes from 0 V to about 280 V. Therefore, as long as the input voltage is within this range, the step-down operation and the step-up operation are required within one commercial cycle. When the first power conversion means 13 performs a step-down wave operation, the second switching element 14a in the second power conversion means 14 is always turned off, and when the second power conversion means 14 performs a step-up wave operation, the first switching operation is performed. The first switching element 14a in the power conversion means 14 is always on. On the other hand, the polarity switching inverter 16a of the full bridge configuration constituting the third power conversion means 16 performs switching at the commercial frequency in synchronization with the positive / negative of the system voltage, and the commercial power obtained from the output of the second power conversion means 14 is doubled. The frequency current is converted into a sine wave AC synchronized with the system 17. As a specific control, since the input voltage Vin is a direct current and the system voltage Vac is a sine wave, if the input power = the output power, the ideal current passing through the reactor 15 is such that when the power conversion means performs high-frequency operation, It is a sine wave, and becomes a sine square wave when the second power conversion means performs a high-frequency operation. Therefore, the output of the command value generating means 18 is a command value generated as a sine wave when the input voltage> the absolute value of the system voltage and a sine-square waveform when the input voltage <the system voltage in one commercial cycle. Output.
[0017]
As described above, according to the present embodiment, when the first power conversion unit that performs the step-down operation and the second power conversion unit that performs the step-up operation are exclusively operated, and when the current of the only reactor is controlled, By configuring the command value with different waveforms such as a sine wave and a sine square wave within one commercial cycle, it is possible to realize a grid-connected inverter control device that can output a high-quality sine wave. .
[0018]
(Example 2)
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of this embodiment. 2 differs from the circuit configuration of FIG. 1 in that the capacitor current detection means 21 for detecting the current of the filter capacitor 16b constituting the third power conversion means and the output from the command value generation means change the phase of the waveform. The point is that the command value phase correction means 22 is arranged so that a waveform command output having a phase changed with respect to the system voltage is sent to the reactor current control means 20. The other components are the same as those of the first embodiment, and the description is omitted.
[0019]
The operation of the system interconnection inverter control device configured as described above will be described. The current flowing from the system to the filter capacitor 16b is a reactive current, and the current actually passing through the full-bridge inverter composed of the switching element 16a is actually injected into the system 17 even if the current is a sine wave current that matches the system voltage phase. Is a current out of phase from the system voltage. Therefore, the command value phase correction means 22 advances the phase of the output waveform of the command value generation means 18 on the basis of the reactive current detected by the capacitor current detection means 21 to obtain a correction command value capable of compensating the current flowing through the filter capacitor 16b. By transmitting the command waveform to the reactor current control means 20 after conversion, the phase of the current injected from the third power conversion means into the system is matched with the system voltage, and the power factor 1 operation is maintained.
[0020]
As described above, by arranging the command value correction means for generating the reactor current command value for compensating the reactive current flowing through the filter capacitor according to the present embodiment, the high-quality sine wave alternating current having a small reactive current can be supplied to the system by the reverse power flow. It is possible to realize a system interconnection inverter control device that can perform the operation.
[0021]
(Example 3)
Hereinafter, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a waveform diagram showing the configuration of the present embodiment. This embodiment differs from the circuit configuration of FIG. 2 in that the reactor current control means 20 is a hysteresis comparator. The other components are the same as those of the second embodiment, and the description is omitted.
[0022]
The operation of the system interconnection inverter control device configured as described above will be described with reference to FIG. When the input voltage <| system voltage |, only the second power conversion means performs a boosting operation at a high frequency, and when the switching element 14b is on, the reactor 15 is short-circuited by the DC power supply 11, so that the reactor current has a slope of Vin / L. To rise. Reactor current control means 20 has current thresholds above and below the command value. The detection value of reactor current detection means 19 is compared with the command value upper limit, and when the detected value exceeds the command value upper limit, switching is performed. The element 14b turns off. When the reactor is off, the difference between the voltage of the DC power supply 11 and the voltage of the system 17 is reverse-biased at both ends of the reactor 15, so that the reactor current decreases. When the current falls below the lower limit of the command value, the switching element 14b is turned on again. . By repeating the above operation, the current is maintained between the upper limit and the lower limit of the command value. When the input voltage> | system voltage |, only the first power conversion means operates at a high frequency, and when the switching element 13a is on, the reactor is forward-biased with the difference between the input voltage and the system voltage, and the current becomes (Vin- The switching element 13a is turned off at the time of rising with the slope of Vac) / L and exceeding the upper limit of the command value. When the reactor is off, the reactor 15 is reverse-biased with the system voltage Vac, so the reactor current decreases, and the switching element 13a turns on when the current falls below the lower limit of the command value.
[0023]
As described above, according to the present embodiment, it is assumed that the high-frequency operations of the first power conversion unit and the second power conversion unit and their command values are switched within one commercial cycle according to the magnitude of the system voltage and the DC power supply voltage. Also provides a grid-connected inverter control device that can always generate high-quality sine waves in response to fluctuations in system voltage and changes in input voltage because it can achieve high-accuracy and good tracking control. can do.
[0024]
(Example 4)
Hereinafter, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a waveform diagram showing the configuration of the present embodiment. This embodiment differs from the circuit configuration of FIG. 2 in that the hysteresis width in the reactor current control means 20 is proportional to the output current command value. The other components are the same as those of the second embodiment, and the description is omitted.
[0025]
The operation of the system interconnection inverter control device configured as described above will be described with reference to FIG. Taking the operation of the second power conversion means as an example, if the output power is smaller than the rated power under the condition that the voltage average value of the DC power supply 11 and the effective value of the system 17 are constant, the output current is smaller than the rated current. At this time, if the hysteresis width of the reactor current is constant at this time, the high-frequency ripple current superimposed on the reactor 15 does not substantially change. Therefore, the high-frequency loss of the reactor 15 is constant even under the operation below the rating, and especially under the operation below the rating, the efficiency of the entire inverter tends to be greatly reduced. Therefore, by varying the hysteresis width with respect to the magnitude of the output current command value, for example, when the reactor current command value is small, the hysteresis width is reduced and the reactor current is controlled so that the high-frequency ripple current is also reduced. In addition, even when the output of the device is low, a reduction in efficiency is avoided. Further, when the effective value voltage and the output power of the system 17 are constant and the voltage of the DC power supply 11 decreases, the slope of the reactor current decreases, the frequency decreases, and noise occurs, so the hysteresis width is reduced. To prevent the operating frequency from falling below the audible range.
[0026]
As described above, according to the present embodiment, by changing the current threshold width of the hysteresis comparator in proportion to the magnitude of the reactor current command value, a change in the switching frequency of the power converter during high-frequency operation is optimized to achieve low loss and A grid-connected inverter control device that achieves low noise at the same time can be provided.
[0027]
(Example 5)
Hereinafter, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a waveform diagram showing the configuration of the present embodiment. The present embodiment differs from the circuit configuration of FIG. 2 in that the hysteresis comparator in the reactor current control means 20 operates at a fixed frequency. The other components are the same as those of the second embodiment, and the description is omitted.
[0028]
The operation of the system interconnection inverter control device configured as described above will be described with reference to FIG. For example, when the input voltage of the DC power supply 11 becomes large with respect to the hysteresis width of the predetermined reactor current command value in a state where the second power conversion means 14 is operating at a high frequency, the reactor is turned on when the switching element 14b is turned on. Since the slope of the current also increases, the upper limit of the hysteresis width is reached in a short time, and the operating frequency increases. Here, the reactor current control means 20 avoids an increase in the operating frequency by turning on the switching element 14b at a predetermined constant cycle prior to the internal hysteresis width lower limit threshold value. Also, when the DC input voltage is small, the slope of the reactor current becomes small within the ON time of the switching element 14b, and the time to reach the upper limit of the hysteresis width becomes longer, so that the OFF time becomes shorter to maintain the fixed frequency, It does not operate in the audible range.
[0029]
As described above, according to the present embodiment, by controlling the reactor current at a constant frequency, a change in loss of the switching element at the time of a change in the input voltage and the output voltage is reduced, and further, a system in which noise does not increase. An interconnection inverter control device can be provided.
[0030]
(Example 6)
Hereinafter, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of this embodiment. 6 is different from the circuit configuration of FIG. 2 in that a reactor current average value calculating means 23 for averaging the output of the reactor current detecting means 19 and an input voltage average value calculating means 24 for averaging the input voltage are arranged. And that the input power multiplying means 25 calculates the power. The other components are the same as those of the second embodiment, and the description is omitted.
[0031]
The operation of the system interconnection inverter control device configured as described above will be described with reference to FIG. The DC power supply 11 is a distributed power supply such as a solar cell or a fuel cell. Although the smoothing capacitor 12 is present in the input stage, the power instantaneous value needs to change significantly from 0 to approximately twice the rated power in order for the grid-connected station inverter to perform the power factor 1 operation. Therefore, since the input voltage has a certain ripple, the average value of the input voltage is obtained by the input voltage average value calculating means 24. Further, since the reactor current is a waveform in which the sine wave and the sine square waveform are combined according to the phase, an average value is obtained by the reactor current average value calculating means 23. Next, the input power multiplying means multiplies the average input voltage value and the average reactor current value, and the obtained input power to the inverter is fed back to the command value generating means so that the maximum power is obtained. The maximum power point tracking control is performed, and in particular, an expensive current sensor for detecting an input current or an output current for following the maximum power point is not required.
[0032]
As described above, according to the present embodiment, the input power obtained by multiplying the value obtained from the reactor current average value calculating means for averaging the reactor current and the input voltage average value calculating means for averaging the input voltage having ripples By using the above, it is possible to provide a system interconnection inverter control device that does not require additional current detection means when following the maximum power point of the input power supply.
[0033]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the first power conversion means for stepping down a DC input voltage and the second power conversion means connected in series to the output thereof and performing a step-up operation are arranged in series. The current command value for controlling the current of the reactor is composed of a sine wave and a sine wave squared waveform, and is switched within one cycle of the commercial frequency according to the magnitude of the system voltage and the input voltage, thereby reducing distortion. An object of the present invention is to provide a grid-connected inverter control device capable of realizing a small high-quality output current waveform.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a grid-connected inverter control device according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 illustrates a configuration of a grid-connected inverter control device according to a second embodiment of the present invention. FIG. 3 is a block diagram showing the operation of each part of the grid-connected inverter control device according to the third embodiment of the present invention; FIG. 4 is a block diagram of the grid-connected inverter control device according to the fourth embodiment of the present invention; FIG. 5 is a waveform diagram illustrating the operation of each unit. FIG. 5 is a waveform diagram illustrating the operation of each unit of the system interconnection inverter control device according to the fifth embodiment of the present invention. FIG. 6 is the system interconnection according to the sixth embodiment of the present invention. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an inverter control device. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional system interconnection inverter device.
11b Second DC power supply 12 Smoothing capacitor 13 First power conversion means 14 Second power conversion means 15 Reactor 16 Third power conversion means 16b Filter capacitor 17 System 20 Reactor current control means 23 Reactor current average value calculation means 24 Input voltage average value Calculation means 25 Input power multiplication means

Claims

A first power converter for stepping down a DC input voltage, a second power converter connected in series to an output of the first power converter to perform a boosting operation, and a series connected to an output of the second power converter. A third power conversion means for performing a commercial switching operation, wherein the first power conversion means and the second power conversion means have one reactor, and a current supplied to a reactor control means for controlling a current of the reactor. A system interconnection inverter control device in which a command value includes two waveforms of a sine wave and a sine wave square waveform in one cycle of a commercial frequency.

In a configuration in which a filter capacitor is arranged between the third power conversion means and the system, a reactor current command in which the combined current phase of the reactive current flowing from the system to the capacitor and the output current of the third power conversion means matches the system voltage phase The system interconnection inverter control device according to claim 1, wherein the phase of the value is generated.

3. The system interconnection inverter control device according to claim 1, wherein the control of the reactor current uses a hysteresis comparator.

The system interconnection inverter control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the current threshold width of the hysteresis comparator is proportional to the reactor current command value.

4. The system interconnection inverter control device according to claim 1, wherein the control of the reactor current is performed at a constant frequency. 5.

It has a reactor current average value calculating means for detecting a reactor current average value, an input voltage average value calculating means, and an input power multiplying means, and calculates a product value of the reactor current average value calculating means and the input voltage average value calculating means as input power. The system interconnection inverter control device according to any one of claims 1 to 5, wherein a maximum power point tracking of an input power supply is performed.