JP2011193704A - Dc-ac power converter - Google Patents
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Description
本発明は、太陽光発電装置などで発電する直流電力からチョッパとインバータによって交流電力に変換して負荷に供給する直流−交流電力変換装置に関する。 The present invention relates to a DC-AC power converter that converts DC power generated by a solar power generator or the like into AC power by a chopper and an inverter and supplies the AC power to a load.
この種の装置は、太陽光発電装置や風力発電装置、さらには燃料電池発電装置などを直流電源とし、チョッパとインバータによって直流電源から変換した交流電力を連系系統に供給するシステムやモータなどの電力負荷に供給するシステムに利用されている(例えば、特許文献1、特許文献2参照)。 This type of device uses a solar power generator, wind power generator, fuel cell power generator, etc. as a DC power source, and a system or motor that supplies AC power converted from DC power by a chopper and an inverter to a grid system It is used for a system that supplies power load (see, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2).
上記の直流−交流電力変換装置のうち、インバータは直流電力を周波数・電圧制御、さらには位相制御して交流電力に逆変換するが、太陽光発電装置などの直流電源の出力電圧の変動が大きいため、インバータの直流電源電圧の低下、さらには電圧不足を起こしてしまう。このインバータの直流電源電圧が低下する場合、インバータの最大出力電圧はその直流電源電圧の下限電圧に依存するため、インバータの出力電圧も不足し、直流電源電圧が下限電圧以上に復帰するまで系統との連系を停止させることになる。また、直流電源電圧が下限電圧近くまで低下した場合、直流電源から充分な電力を取り出すためにはインバータのスイッチ素子に流れる電流が大きくなってスイッチ素子での損失が大きくなるため、装置の電力変換効率の低下も起こす。 Among the DC-AC power converters described above, the inverter reverse-converts DC power into AC power through frequency / voltage control and further phase control, but the output voltage of a DC power source such as a solar power generator varies greatly. For this reason, the DC power supply voltage of the inverter is lowered and the voltage is insufficient. When the inverter's DC power supply voltage drops, the maximum output voltage of the inverter depends on the lower limit voltage of the DC power supply voltage, so the output voltage of the inverter is also insufficient, and the DC power supply voltage is restored until the DC power supply voltage returns to the lower limit voltage or higher. Will be stopped. In addition, when the DC power supply voltage drops to near the lower limit voltage, in order to extract sufficient power from the DC power supply, the current flowing through the inverter switch element increases and the loss at the switch element increases. It also causes a decrease in efficiency.
そこで、図4に従来の装置構成を示すように、直流電源と3相インバータの間にチョッパを介挿することで、太陽光発電装置などの直流電源の出力電圧が不足する場合にも、チョッパによる昇圧によって、3相インバータの直流電圧を一定の値に維持し、系統連系の継続や電力変換効率の向上を可能とする。 Therefore, as shown in FIG. 4, when a chopper is interposed between the DC power source and the three-phase inverter, the chopper can be used even when the output voltage of the DC power source such as a solar power generator is insufficient. By maintaining the DC voltage of the three-phase inverter at a constant value, the grid connection can be continued and the power conversion efficiency can be improved.
図4において、直流電源1は、例えば、太陽光発電装置などの発電装置と、この装置で発電する直流電力で充電される小容量の二次電池で構成される。チョッパ2は、直流リアクトルLと半導体スイッチCHPと還流ダイオードDで主回路を構成し、半導体スイッチCHPのON/OFF動作(チョッピング)で直流電源1の出力を昇圧したパルス電圧を発生し、このパルス電圧で平滑コンデンサ3を充電する。3相インバータ4は、半導体スイッチU〜Zをフルブリッジ接続した主回路構成とし、平滑コンデンサ3およびチョッパ2の直流出力から連系系統電源の周波数・電圧および位相に同期した交流電力に変換する。連系接続回路5は3相インバータ4の交流出力に含まれるスイッチングノイズ等を除去するフィルタや連系開閉器を内蔵してインバータ4の交流出力を系統電源に連系する。
In FIG. 4, the DC power source 1 includes, for example, a power generation device such as a solar power generation device and a small-capacity secondary battery that is charged with DC power generated by the device. The
コントローラ(制御装置)6は、直流電源1の電圧変化に対してチョッパ2の導通率(PWM)制御で平滑コンデンサ3の充電電圧を規定値に保持し、3相インバータ4の3相PWM制御でその交流出力を系統電源の周波数・電圧および位相に一致させる。
The controller (control device) 6 holds the charging voltage of the
図4に示す直流−交流電力変換装置において、チョッパ2とインバータ4をPWM制御する場合の各部電圧、電流の波形について図5〜図7で説明する。図5はチョッパの電流出力タイミングを示し、チョッパリファレンス値(Chopper_ref)とチョッパキャリア波(Chopper_carry:三角波)との大小比較によって半導体スイッチCHPのON/OFF(チョッパ_SW)比を決定し、キャリア波形の頂点で半導体スイッチCHPがオフされ、チョッパ出力電流が平滑コンデンサ側に出力される。
In the DC-AC power converter shown in FIG. 4, waveforms of respective voltages and currents when the
同様に、インバータの出力電流は図6に示すタイミングになる。インバータリファレンス値(U/V/W_ref)とインバータキャリア波(Inverter_carry:三角波)との大小比較によって、U〜Zの各スイッチのON/OFF信号(U/V/W/X/Y/Z_SW)が決定され、インバータ出力電流はUVWのいずれかのスイッチがオンしているときに、XYZのいずれかのスイッチングがオンしているときとなる。この場合、キャリアの山と谷では電流は流れず、その斜面の部分で電流が流れる。 Similarly, the output current of the inverter is at the timing shown in FIG. The ON / OFF signal (U / V / W / X / Y / Z_SW) of each switch of U to Z is obtained by comparing the magnitude of the inverter reference value (U / V / W_ref) and the inverter carrier wave (Inverter_carry: triangular wave). The inverter output current is determined when any of the XYZ switching is on when any of the UVW switches are on. In this case, current does not flow in the peak and valley of the carrier, but current flows in the slope portion.
次に、チョッパとインバータのキャリアが同期している場合に平滑コンデンサに流れる電流を図7に示す。同図の(a)はチョッパとインバータのデューティ比が同程度の場合を示し、(b)および(c)はチョッパとインバータのデューティ比が異なる場合を示す。このように、チョッパとインバータのキャリアが同期している場合、チョッパから出力された電流は、平滑コンデンサに蓄えられた後、インバータへと流れる。 Next, FIG. 7 shows the current that flows through the smoothing capacitor when the carrier of the chopper and the inverter are synchronized. (A) of the figure shows a case where the duty ratios of the chopper and the inverter are approximately the same, and (b) and (c) show cases where the duty ratios of the chopper and the inverter are different. Thus, when the chopper and the carrier of the inverter are synchronized, the current output from the chopper is stored in the smoothing capacitor and then flows to the inverter.
図5〜図7に示すように、図4に示す直流−交流電力変換装置では、チョッパ2から平滑コンデンサ3に高周波で大きい充電電流が流れ込み、平滑コンデンサ3からインバータ4には高周波で大きい放電電流が流れる。この充放電電流(リップル電流)を確実に吸収するには平滑コンデンサ3には大容量のものが必要となる。これにより、平滑コンデンサ3のコスト・体積が装置の中で大きくなるし、高周波で大きい充放電電流に対する責務が増加するため平滑コンデンサの寿命も短くなる。
As shown in FIGS. 5 to 7, in the DC-AC power converter shown in FIG. 4, a large charging current flows from the
この対策として、特許文献1では、チョッパ用PWM信号とインバータ用相補PWM信号を同期させ、インバータ回路のU相とV相とを相補PWM駆動することで、チョッパ用スイッチング素子のオン期間には平滑コンデンサからインバータ回路のU相またはV相に流れる電流(リップル電流)を低減している。 As a countermeasure, in Patent Document 1, the chopper PWM signal and the inverter complementary PWM signal are synchronized, and the U phase and the V phase of the inverter circuit are driven by complementary PWM, thereby smoothing the ON period of the chopper switching element. The current (ripple current) flowing from the capacitor to the U phase or V phase of the inverter circuit is reduced.
一方、特許文献2では、コンバータ(昇圧チョッパ)のオン・オフ制御周波数とインバータ回路のPWM制御周波数を一致させ、インバータ回路のスイッチング素子をオンしている期間には、コンバータのスイッチング素子をオフすることにより、平滑コンデンサに流入するリップル電流を小さくしている。
On the other hand, in
しかし、特許文献1や2の手法では、チョッパ用スイッチング素子のON/OFF期間とインバータ回路のU〜W相のON/OFF期間が相互に制約され、動作モードによっては平滑コンデンサの入出力電流の低減が難しい場合がある。また、ON/OFF期間の制約によって、要求される電力変換性能が得られないことが想定される。
However, in the methods of
本発明の目的は、チョッパのスイッチング素子のON/OFF期間とインバータの各相スイッチング素子のON/OFF期間で相互に制約されることなく、平滑コンデンサの入出力電流を低減できる直流−交流電力変換装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a DC-AC power conversion capable of reducing the input / output current of a smoothing capacitor without being mutually restricted by the ON / OFF period of the switching element of the chopper and the ON / OFF period of each phase switching element of the inverter. To provide an apparatus.
本発明は、前記の課題を解決するため、チョッパとインバータをPWM制御するための両キャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を90度に制御するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problem, the present invention synchronizes the frequencies of both carrier signals for PWM control of the chopper and the inverter, and controls the phase difference between the two carrier signals to 90 degrees. It is characterized by the configuration of
(1)直流電源の電圧をPWM制御で規定の電圧に昇圧するチョッパと、このチョッパの直流出力で充電される平滑コンデンサと、前記チョッパの出力電力と前記平滑コンデンサの充電電力を直流電源としてPWM制御で所定の交流電力に変換して負荷に電力を供給するインバータとを備えた直流−交流電力変換装置であって、
前記チョッパとインバータを制御するコントローラは、前記チョッパをPWM制御するためのキャリア信号と、前記インバータをPWM制御するためのキャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を90度に制御するキャリア同期制御手段を備えたことを特徴とする。
(1) A chopper that boosts the voltage of a DC power source to a specified voltage by PWM control, a smoothing capacitor that is charged by a DC output of the chopper, PWM power using the output power of the chopper and the charging power of the smoothing capacitor as a DC power source A DC-AC power conversion device including an inverter that converts power into predetermined AC power by control and supplies power to a load;
The controller that controls the chopper and the inverter synchronizes the frequency of the carrier signal for PWM control of the chopper and the frequency of the carrier signal for PWM control of the inverter, and controls the phase difference of both carrier signals to 90 degrees. Carrier synchronization control means is provided.
(2)前記キャリア同期制御手段は、前記チョッパおよびインバータのキャリア波データを読み込み、両キャリア波の位相差が既定値以下か否かをチェックし、既定値以下であれば位相制御を終了し、既定値を超えている場合はインバータのキャリア波がチョッパのキャリア波よりも進み側か遅れ側かをチェックし、進み側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を減じ、遅れ側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を増す処理を周期的に行う手段を備えたことを特徴とする。 (2) The carrier synchronization control means reads the carrier wave data of the chopper and the inverter, checks whether or not the phase difference between the two carrier waves is equal to or less than a predetermined value, and ends the phase control if it is equal to or less than the predetermined value. If it exceeds the default value, it checks whether the carrier wave of the inverter is ahead or behind the chopper carrier wave. If it is on the advance side, the frequency of the inverter carrier wave is reduced. Means is provided for periodically performing processing for increasing the frequency of the carrier wave of the inverter.
以上のとおり、本発明によれば、チョッパとインバータをPWM制御するための両キャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を90度に制御するようにしたため、従来のチョッパとインバータのON/OFF期間の制約による不都合を無くして、平滑コンデンサの入出力電流を低減でき、これに伴い平滑コンデンサの小型化、あるいは責務低減による長寿命化が期待できる。 As described above, according to the present invention, the frequencies of both carrier signals for PWM control of the chopper and the inverter are synchronized and the phase difference between the two carrier signals is controlled to 90 degrees. Therefore, it is possible to reduce the input / output current of the smoothing capacitor, thereby reducing the size of the smoothing capacitor or extending the service life by reducing the duty.
図1は、本発明の実施形態を示す直流−交流電力変換装置の装置構成図である。同図の主回路構成は図4と同様である。 FIG. 1 is a device configuration diagram of a DC-AC power converter showing an embodiment of the present invention. The main circuit configuration of the figure is the same as that of FIG.
図1において、コントローラ(制御装置)6は、全てをハードウェア構成または演算などをマイクロプロセッサでソフトウェア処理で実現し、チョッパ2と3相インバータ4をそれぞれPWM制御し、これらPWM制御するための両キャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を90度に制御する。
In FIG. 1, a controller (control device) 6 implements all hardware configurations or computations by software processing using a microprocessor, performs PWM control of the
コントローラ6のうち、チョッパ制御部6Aと、チョッパPWM制御部6Bとチョッパキャリア生成部6Cによってチョッパ2をPWM制御する。チョッパ制御部6Aは、平滑コンデンサ3の電圧指令値が設定され、この電圧指令値と平滑コンデンサ3の検出電圧(検出器は図示省略)との偏差を比例積分(PI)演算し、この演算結果をチョッパPWM制御部6Bのチョッパ電圧指令値(チョッパリファレンス値:Chopper_ref)とする。チョッパPWM制御部6Bは、チョッパ電圧指令値とチョッパキャリア生成部6Cで生成するチョッパキャリア波(Chopper_carry:三角波)との大小比較によってチョッパ2の半導体スイッチCHPのON/OFF(チョッパ_SW)比を決定し、このON/OFF比で半導体スイッチCHPを制御する。
Among the
コントローラ6のうち、インバータ制御部6Dと、インバータPWM制御部6Eとインバータキャリア生成部6Fによってインバータ4の出力電流をPWM制御する。インバータ制御部6Dは、例えば、直流電源1が出力できる現在の発電電力を基にインバータ4の出力電流指令値が設定され、この電流指令値とインバータ4の検出出力電流(検出器は図示省略)との偏差を比例積分(PI)演算し、この演算結果でインバータPWM制御部6Eの出力電圧指令値とする。インバータPWM制御部6Eは、連系系統の周波数・位相に一致させた正弦波信号の振幅を出力電圧指令値で制御し、この制御した正弦波信号(インバータリファレンス値:U/V/W_ref)とインバータキャリア生成部6Fで生成するインバータキャリア波(Inverter_carry:三角波)との大小比較によってインバータ4の各相スイッチU〜ZのON/OFF信号(U/V/W/X/Y/Z_SW)を決定し、このON/OFF信号で各相スイッチU〜Zを制御する。
Among the
コントローラ6のうち、キャリア同期制御部6Gは、インバータキャリア生成部6Fで生成するインバータキャリア波を、チョッパキャリア生成部6Cで生成するチョッパキャリア波と同じ周波数にして同期させ、かつ両キャリア波の位相差を90度に制御する。
Of the
図2は、キャリア同期制御部6Gによる位相制御のフローチャートを示す。キャリア同期制御部6Gは、チョッパおよびインバータのキャリア生成部6Cおよび6Fのキャリア波データを読み込み(S1)、両キャリア波の位相差が既定値(例えば、90度±5度)以下か否かをチェックし(S2)、既定値以下であれば位相制御を終了し、既定値を超えている場合はインバータのキャリア波がチョッパのキャリア波よりも進み側か遅れ側かをチェックし(S3)、進み側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を減じ(S4)、遅れ側にある場合はインバータのキャリア波の周波数を増す(S5)。キャリア同期制御部6Gは、これら一連の処理S1〜S5を周期的に行い、インバータキャリア波をチョッパキャリア波と同じ周波数にして同期させ、かつ両キャリア波の位相差を90度に制御しておく。
FIG. 2 shows a flowchart of phase control by the carrier
図3は、コントローラ6がチョッパ2とインバータ4をPWM制御する場合の各部電圧、電流の波形を示す。同図の(a)はチョッパとインバータのデューティ比が同程度の場合を示し、(b)および(c)はチョッパとインバータのデューティ比が異なる場合を示す。
FIG. 3 shows waveforms of voltages and currents when the
図3において、チョッパ2とインバータ4の電流の流れるタイミングを見ると、チョッパではキャリア波の頂点で電流が出力され、インバータではキャリア波の頂点に対して90度と−90度の時点で電流が入力することになる。そのため、チョッパとインバータのキャリアを90度ずらすことで、キャリア1周期に対し2度流れるインバータ電流のうち一方を、平滑コンデンサ3を介することなくインバータ4に流すことが可能となり、図7に示す従来のものに比べて、平滑コンデンサ3に流入する電流を減らすことができ、換言すれば平滑コンデンサ3からインバータ4に流れる電流を減らすことができる。
In FIG. 3, when the current flows through the
したがって、本実施形態による直流−交流電力変換には、従来のチョッパとインバータのON/OFF期間の制約による不都合を無くして、チョッパとインバータのPWM制御でのキャリア信号の位相を90度に制御するのみで、平滑コンデンサの入出力電流を低減でき、これに伴い平滑コンデンサの小型化、あるいは責務低減による長寿命化が期待できる。 Therefore, the DC-AC power conversion according to the present embodiment eliminates the disadvantages caused by the restrictions on the ON / OFF period of the conventional chopper and inverter, and controls the phase of the carrier signal in the chopper and inverter PWM control to 90 degrees. As a result, the input / output current of the smoothing capacitor can be reduced, and along with this, the smoothing capacitor can be expected to be downsized or have a longer life due to reduced duties.
なお、実施形態では、太陽光発電装置などにされる直流電源から変換した交流電力を連系系統に供給するシステムに適用した場合を示すが、モータなどの電力負荷に供給するシステムに適用して同等の作用効果を得ることができる。 In addition, although embodiment shows the case where it applies to the system which supplies the alternating current power converted from the DC power source used for a solar power generation device etc. to a connection system, it applies to the system which supplies electric power loads, such as a motor Equivalent effects can be obtained.
1 直流電源
2 チョッパ
3 平滑コンデンサ
4 3相インバータ
5 連系接続回路
6 コントローラ(制御装置)
6A チョッパ制御部
6B チョッパPWM制御部
6C チョッパキャリア生成部
6D インバータ制御部
6E インバータPWM制御部
6F インバータキャリア生成部
6G キャリア同期制御部
1
6A
Claims (2)
前記チョッパとインバータを制御するコントローラは、前記チョッパをPWM制御するためのキャリア信号と、前記インバータをPWM制御するためのキャリア信号の周波数を同期させ、かつ両キャリア信号の位相差を90度に制御するキャリア同期制御手段を備えたことを特徴とする直流−交流電力変換装置。 A chopper that boosts the voltage of the DC power supply to a specified voltage by PWM control, a smoothing capacitor that is charged by the DC output of this chopper, and a predetermined power supply by PWM control using the output power of the chopper and the charging power of the smoothing capacitor as DC power. A DC-AC power converter comprising an inverter that converts the AC power into a load and supplies power to the load,
The controller that controls the chopper and the inverter synchronizes the frequency of the carrier signal for PWM control of the chopper and the frequency of the carrier signal for PWM control of the inverter, and controls the phase difference of both carrier signals to 90 degrees. DC-AC power converter characterized by comprising carrier synchronization control means for performing
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