JP2010074724A

JP2010074724A - プリディストータ

Info

Publication number: JP2010074724A
Application number: JP2008242436A
Authority: JP
Inventors: Takaki Shibata; 孝基柴田; Takuya Funayama; 拓也舩山
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2008-09-22
Filing date: 2008-09-22
Publication date: 2010-04-02
Anticipated expiration: 2028-09-22
Also published as: JP5221260B2

Abstract

【課題】歪補償するためのメモリ量を低減でき、且つ高い歪補償精度と歪補償追従性とを両立できるプリディストータを提供することを目的とする。
【解決手段】プリディストータ３０１は、所定の基準に基づく歪補償値で入力信号Ｘを歪補償した予歪補償信号Ａを被補償回路４０１へ出力する歪補償部１１と、互いに異なるサンプリングポイントで入力信号Ｘを取り込んだ複数の入力サンプリング信号及び前記サンプリングポイントで被補償回路４０１からの出力信号Ｙを取り込んだ複数の出力サンプリング信号から前記基準の更新量を算出し、歪補償部１１に前記基準を更新させる制御部１３と、を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、信号増幅器などの被補償回路からの出力信号の歪を補償するため、入力信号に予め加えるプリディストーション信号を生成するプリディストータに関するものである。

従来、プリディストータで用いる歪補償値を生成する多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）を推定するのには計算量とメモリ量が多く必要であった。（例えば、特許文献１〜４を参照。）。
特開２００４−３２０３２９号公報特開２００４−３２０５９８号公報特開２００７−２８２０６６号公報特開２００７−２４３５４９号公報

計算量やメモリ量を多くすると歪補償精度は高くなるが更新速度および更新速度に対応する追従速度や収束速度が遅くなる。一方、逆に計算量やメモリ量を少なくすると更新速度および追従速度は速くなるが、歪補償精度が低くなる。このため、送信キャリア数の変化や温度の変化などにより、増幅装置の歪特性が変化した場合に、プリディストータで乗じる歪補償値を生成する多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）を即座に変化、追従させる必要があるが、歪補償精度を維持することと追従性や更新速度を速めることとは両立しないという課題があった。

そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、歪補償するための計算量やメモリ量を低減でき、且つ高い歪補償精度と歪補償追従性とを両立できるプリディストータを提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明に係るプリディストータは、歪補償量を定義する歪補償多項式の係数（または、対応するルックアップテーブル）を推定するのに用いる入出力信号のうち、入力信号の取得点を変更することとした。

具体的には、本発明に係るプリディストータは、所定の基準に基づく歪補償値で入力信号を歪補償した予歪補償信号を被補償回路へ出力する歪補償部と、互いに異なるサンプリングポイントで前記予歪補償信号を取り込んだ複数の予歪サンプリング信号及び前記サンプリングポイントで前記被補償回路からの出力信号を取り込んだ複数の出力サンプリング信号から前記基準の更新量を算出し、前記歪補償部に前記基準を更新させる制御部と、を備える。

ここで、所定の基準とは、歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値である。従来、図２のように歪補償量を定義する歪補償多項式の係数（または、対応するルックアップテーブル）の推定にプリディストータへの入力信号と被補償回路の出力信号を用いていた。本発明では、歪補償量を定義する歪補償多項式の係数（または、対応するルックアップテーブル）の推定に歪補償部が出力する予歪補償信号と被補償回路の出力信号を用いる。但し、歪補償量を計算する際には従来と同様に歪補償部への入力信号を用いる。後述のように、歪補償量を定義する歪補償多項式の係数（または、対応するルックアップテーブル）を推定するのに用いる信号の取得点を図３のように歪補償部の出力信号（すなわち被補償回路の入力信号）と被補償回路の出力信号に変更したことで、計算量、および必要なメモリ量が減る。

従って、本発明に係るプリディストータは、歪補償するための計算量やメモリ量を低減でき、且つ高い歪補償精度と歪補償追従性とを両立できる。

本発明は、歪補償するための計算量やメモリ量を低減できるプリディストータであるため、歪補償値を生成する歪補償多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）を更新する更新時間を短縮でき、収束が速くなる。

添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

（実施の形態１）
図３は本実施形態のプリディストータ３０１の構成を説明するブロック図である。プリディストータ３０１は、所定の基準に基づく歪補償値で入力信号Ｘを歪補償した予歪補償信号Ａを被補償回路４０１へ出力する歪補償部１１と、互いに異なるサンプリングポイントで予歪補償信号Ａを取り込んだ複数の予歪サンプリング信号及び同じサンプリングポイントで被補償回路４０１からの出力信号Ｙを取り込んだ複数の出力サンプリング信号から前記基準の更新量を算出し、歪補償部１１に前記基準を更新させる制御部１３と、を備える。例えば、被補償回路４０１は信号増幅器である。また、歪補償部１１が保有する基準とは歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値であるが、以下では歪補償多項式の係数として説明する。

制御部１３は、所定のサンプリングポイントで予歪補償信号Ａ及び出力信号Ｙからそれぞれ予歪サンプリング信号及び出力サンプリング信号を取り込む。さらに、後述するように歪補償多項式の係数又はルックアップテーブルのテーブル値の更新量を算出し、補償部１１が保有する歪補償多項式の係数又はルックアップテーブルのテーブル値を更新する。

（更新量の算出の説明）
複数の増幅器で構成された増幅器は、図１のようにモデル化できる。入力信号Ｘを周期Ｔ_ｓでサンプリングした離散時間信号をｘ（ｎＴ_ｓ）とし、出力信号Ｙを周期Ｔ_ｓでサンプリングした離散時間信号をｙ（ｎＴ_ｓ）とし、表記を簡単にするためにそれぞれをｘ（ｎ），ｙ（ｎ）で表すこととする。また、ｘ（ｎ）及びｙ（ｎ）は実数成分と虚数成分を持つ複素数信号であり、ｘ（ｎ）及びｙ（ｎ）に対する乗算及び加算は、それぞれ複素乗算及び複素加算を示すものとする。すなわち、先に説明した図２および３においては歪補償部１１と被補償回路４０１との間には図示しない直交変調器、Ｄ／Ａ変換器、およびアップコンバータがあり、被補償回路４０１と制御部の間には図示しないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器、および直交復調器がある。このとき、増幅器を構成する要素増幅器５１３の歪特性を表す歪特性多項式をそれぞれ

とおく。ここで、ｊは要素増幅器５１３の番号であり、Ｊは要素増幅器５１３の個数である。また、dは入力信号の正規化先行時間、または正規化遅延時間を表し、Ｄ１_ｊはｊ番目の要素増幅器の最大正規化先行時間、Ｄ２_ｊはｊ番目の要素増幅器の最大正規化遅延時間、ｋは次数であり、Ｋ_ｊはｊ番目の要素増幅器の歪成分の最大次数を表す。

また、要素増幅器５１３を合成する比率を入力信号Ｘの振幅値の関数（合成多項式）

とおく。ここで、ｒは入力信号の正規化先行時間、または正規化遅延時間を表し、Ｒ１_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大正規化先行時間、Ｒ２_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大正規化遅延時間、ｌは次数であり、Ｌ_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大次数から１次高い次数を表す。このとき、増幅器の出力は

ここで、数式３を整理する。まず、異なる増幅器（異なるｊ）の同じ項をまとめると

である。ここで、ｍａｘ（ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_Ｊ）はｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_Ｊの最大値を表す。

次に、数式４のｒ＝ｄの項をまとめると

である。

また、数式５は、

更に、

すなわち、図１のようにモデル化できる増幅器の歪特性を推定するには、複素数係数ｈ’_ｄ，ｋ、係数ｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、および係数ｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出すれば良い。係数ｈ’_ｄ，ｋ、係数ｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、および係数ｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出するには入力信号Ｘおよび出力信号Ｙを数式７のモデルに適用して最小二乗法を用いればよい。

（歪補償方法）
次に、図１のモデルに基づいた増幅装置の歪補償方法について説明する。増幅装置全体の入出力信号の関係は

となり、線形であるのが理想的である。但し、Ｇは増幅装置の利得を表す実数定数である。ここでは、以降の議論を簡単にする目的で、Ｇ＝１とおくこととする。

しかし、実際の増幅装置では、入力信号の振幅（もしくは電力）が大きくなると入出力信号の関係は線形ではなく数式３または数式７で表現されるように非線形となる。一方、数式３又は数式７において入力信号と出力信号の関係が理想的になるときｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）の関係が成立する。従って、図１のモデルに基づいた増幅回路を歪補償するには、図１のモデルを数式で表現した歪特性多項式である数式３または数式７において入力信号Ｘと出力信号Ｙを入れ替えた歪補償多項式

である。

数式３から数式７に整理したのと同様に、数式９を整理すると、

この数式１０の複素数係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を最小二乗法を用いて推定し、入力信号Ｘを歪補償多項式に従って補償すればよい。最小二乗法により複素数係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出するに際しては、複素数係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}の総数よりも多くの入力信号Ｘ及び出力信号Ｙをサンプリングしたｘ（ｎ）とｙ（ｎ）の組を用いる。

すなわち、最小２乗法を用いて得られた数式１０の係数を用いて増幅装置の入出力関係を線形にする目的で、増幅装置の前段に設けてある増幅装置の非線形な歪特性（歪値）に対する逆歪特性（歪補償値）を生成するプリディストータ３００、あるいは３０１において、入力信号Ｘに歪補償値を予め与えた予歪補償信号Ａを生成して増幅装置に入力する。このとき、増幅装置の出力信号Ｙがｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）となる予歪補償信号Ａを得るために、プリディストータ３００、あるいは３０１は、数式１１で表される歪補償多項式で入力信号Ｘに歪補償値を予め与えて予歪補償信号Ａを生成して増幅装置に入力する。

図１のモデルを数式で表現した歪特性多項式である数式３または数式７で与えられる非線形な歪を補償する逆歪特性（歪補償特性）を与える予歪補償信号Ａ、すなわち数式１１のａ（ｎ）を得るには、数式３または数式７においてｘ（ｎ）とｙ（ｎ）を入れ替えた数式９または数式１０の関係を満たす係数ｗ’_{ｊ，ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}、または、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を得ればよい。

（歪補償多項式の係数の算出方法）
ここで、数式１０を利用して歪補償多項式の係数を求める方法について説明する。但し、ここでは、表現の簡単のためにＤａ＝０、Ｒ１＝０、Ｄ１＝０とおく。複素数係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}をすべて並べた係数のベクトルを

とおく。ここで、Ｔは行列の転置を表す。

次に、ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑを求める方法について説明する。数式１２の歪補償多項式の係数ｗ₀，ｗ₁，・・・，ｗ_Qを求めるには、異なるｎにおけるＱ＋１個以上の数式１０が必要である。ここで、数式１０を行列表現すると数式１３となる。

但し、

歪補償多項式の係数を推定する際に使用する異なるｎに対する数式１０の個数はＮ（Ｎ≧Ｑ＋１）であり、数式１０をＮ個まとめると数式１３は数式１５の連立方程式となる。

数式１５又は数式１７の連立方程式を解くことで、係数ｗ_０，ｗ_１，・・・，ｗ_Ｑが求まる。数式１５又は数式１７の連立方程式を解くには掃き出し法を用いても良いし、最小二乗法を用いて数式１８としても良い。

但し、Ｈは行列の複素共役転置を表す。このようにして得られた係数ｗ_０，ｗ_１，・・・，ｗ_Ｑをａ（ｎ）に適用し、ｘ（ｎ）に応じた歪補償値を算出すれば歪補償ができる。

歪補償部１１は、制御部１３が算出した係数を受け取り、歪補償多項式に適用する。プリディストータ３０１は、この係数を適用した歪補償多項式で入力信号Ｘから予歪補償信号Ａを生成する。歪補償部１１が記憶する歪補償多項式は被補償回路４０１を適切にモデル化し、そのモデルの歪特性から得られたものであるため、プリディストータ３０１は少ない計算量で歪補償値を算出でき、歪補償の精度を高くすることができる。但し、プリディストータ３０１の係数である数式１２の初期値は、

である。

（更新アルゴリズム）
歪補償多項式の係数を１回で正確に求めるには、想定している入力信号の振幅（または電力）の全てを網羅するような信号を実際に増幅装置に入力した際の入力信号と、入力信号に対応する出力信号の組を用いて歪補償多項式の係数を最小二乗法を用いて算出する必要があり、計算量が膨大なものとなる問題がある。すなわち、歪補償多項式の係数を正確に算出するには、サンプリングした入力信号と出力信号を非常に多く用いる必要がある。

また、温度、および湿度、並びに経年変化により増幅装置の歪補償多項式の係数も変化する問題がある。さらに、増幅装置の歪補償をしながら歪補償多項式の係数を時刻の経過とともに更新していく必要がある。そこで、歪補償多項式の係数を時刻の経過とともに更新する更新アルゴリズムをここで示す。

増幅装置の歪補償をしながら歪補償多項式の係数を更新する場合、増幅装置への入力信号はｘ（ｎ）ではなく、増幅装置の出力信号Ｙであるｙ（ｎ）をｘ（ｎ）に近づけるように歪補償した数式１１の予歪補償信号Ａが入力信号になっている。

このとき、正確に増幅装置の歪補償がなされていれば、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）が成立するので、数式１１において

も成立する。ここで、

とおく。但し、ｗ’_ｄ，ｋ（ｉ）、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}（ｉ）、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}（ｉ）はｉ回目の更新で得られた係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}をそれぞれ表す。

もし、増幅装置の歪補償が十分でなければ、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）とはならず、

とおくと、誤差

が得られる。この誤差ｅ（ｎ）が零になるように歪補償多項式の係数を更新する。

すなわち、増幅装置全体の入出力関係を線形とする条件ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）を満たす係数ｗ’_ｄ，ｋ（ｉ）、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}（ｉ）、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}（ｉ）は数式１０を満たす。ここで、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を全て並べた係数は数式１２によりｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑで表されるので、ｉ回目の更新で得られた係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑをそれぞれｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）とおくと、増幅回路全体の入出力関係を線形とする条件ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）を満たす係数ｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）は数式１０を満たす。従って、ａ’（ｎ）とａ”（ｎ）が一致するように、ｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）を求めればよい。

ここで、ｗ_０，ｗ_１，・・・ｗ_Ｑの更新について説明する。

とおく。但し、ｉ≧０である。なお、数式２４の係数ｗ（ｉ）の初期値としては、ｗ（０）＝（１，０，・・・，０）^Ｔを用いるか、同じ被補償部に対して十分な取り込み点数Ｎのときに数式１５、数式１７または数式１８を用いて予め求めておいた係数ｗをｗ（０）＝ｗとして用いるか、同じ被補償部に対して十分に更新回数を確保して予め求めておいた係数の行列ｗ（∞）をｗ（０）＝ｗ（∞）として用いればよい。

ここでは、表現の簡単のためにＤａ＝０、Ｒ１＝０、Ｄ１＝０とおいた場合、ｗ_０（ｉ），ｗ_１（ｉ），・・・，ｗ_Ｑ（ｉ）に対応した入力信号Ｘ及び出力信号Ｙの行列は、それぞれ数式２５及び数式２９とおくことができる。

である。
また、行ｘ_ｎ（ｉ）を構成するベクトルｘ１_ｎ（ｉ）、ｘ２_ｎ（ｉ）およびｘ３_ｎ（ｉ）はそれぞれ数式２６、数式２７及び数式２８で表せる。

である。
また、行ｙ_ｎ（ｉ）を構成するベクトルｙ１_ｎ（ｉ）、ｙ２_ｎ（ｉ）およびｙ３_ｎ（ｉ）はそれぞれ数式３０、数式３１及び数式３２で表せる。

但し、Ｎは歪補償値を推定する際に使用する入出力信号の取り込み点数、Ｍは次の多項式係数の更新時に用いる入出力信号の取り込み開始までのサンプリング間隔数である。

また、

とおくと、連立方程式

によりｗ（ｉ）を更新すればよい。但し、μは０＜μ≦１．０を満たす。

図３のプリディストータ３０１の制御部１３において算出されたｗ（ｉ）を用いて、歪補償部１１において予歪補償信号Ａのａ’（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｎ）を算出して、被補償回路４０１に入力する。歪補償された予歪補償信号Ａが入力されるので、被補償回路４０１は出力信号Ｙのｙ（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｎ）を得る。

（メモリ量の比較）
本発明は、制御部１３が取得する２つのサンプリング信号を被補償回路４０１へ入力する予歪補償信号Ａと被補償回路４０１から出力する出力信号Ｙとから取得することで、制御部１３における数式３３の計算を省略し、歪補償多項式の係数の更新に必要な計算量、メモリ量、および計算時間を大幅に減らすものである。

従来の誤差演算では、制御部１３において

としていた演算が

となる。ここでｅ（ｉ）、Ｘ（ｉ）、ａ（ｉ）、Ｙ（ｉ）、およびｗ（ｉ）は、それぞれＮ行1列、Ｎ行（Ｑ＋１）列、Ｎ行1列、Ｎ行（Ｑ＋１）列、および（Ｑ＋１）行１列の行列である。

従って、従来は誤差演算においてＸ（ｉ）−Ｙ（ｉ）の演算でＮ（Ｑ＋１）回の減算、（Ｘ（ｉ）−Ｙ（ｉ））ｗ（ｉ−１）の演算でＮ（Ｑ＋１）回の乗算、およびＮＱ回の加算が必要だった誤差演算が、本発明によりＹ（ｉ）ｗ（ｉ−１）の演算でＮ（Ｑ＋１）回の乗算、およびＮＱ回の加算、ａ（ｉ）−Ｙ（ｉ）ｗ（ｉ−１）の演算でＮ回の減算で済むこととなり、減算回数が従来の（Ｑ＋１）分の１になる。

また、従来では
２Ｎ（Ｑ＋１）＋（Ｑ＋１）
に比例した量のメモリ量が必要だったのが、本発明により、
Ｎ＋Ｎ（Ｑ＋１）＋（Ｑ＋１）
に比例した量のメモリ量となり、ＮＱに比例したメモリ量を減らせることができる。

本発明に係るプリディストータは、移動体通信基地局などに用いられる無線送信機の電力増幅器に適用することができる。

複数の増幅器で構成された増幅回路をモデル化した図である。従来のプリディストータの構成を説明するブロック図である。本発明に係るプリディストータの構成を説明するブロック図である。

符号の説明

３００、３０１：プリディストータ
１１：歪補償部
１３：制御部
４０１：被補償回路
５１１：遅延素子
５１２−ｊ：振幅値関数（ｊは自然数）
５１３：要素増幅器
５１４：複素乗算器
５１５：積算器
Ｘ：入力信号
Ｙ：出力信号
Ａ：予歪補償信号

Claims

所定の基準に基づく歪補償値で入力信号を歪補償した予歪補償信号を被補償回路へ出力する歪補償部と、
互いに異なるサンプリングポイントで前記予歪補償信号を取り込んだ複数の予歪サンプリング信号及び前記サンプリングポイントで前記被補償回路からの出力信号を取り込んだ複数の出力サンプリング信号から前記基準の更新量を算出し、前記歪補償部に前記基準を更新させる制御部と、
を備えるプリディストータ。