JP2010057264A - Dc-dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、チャージポンプ方式のDC−DCコンバータに関する。 The present invention relates to a charge pump type DC-DC converter.
従来、この種のDC−DCコンバータの一例として、図7に示す構成の回路が知られている。
図7のDC−DCコンバータは、正方向4倍昇圧回路であって、入力端子1に印加される直流電源4の入力電圧VINを4倍に昇圧し、この昇圧した電圧を出力端子2から出力電圧VOUTとして出力するようになっている。
このため、図7のDC−DCコンバータは、図示のように、スイッチングトランジスタであるMOSトランジスタM1〜M8と、昇圧用のコンデンサC1〜C3と、出力コンデンサCOと、インバータ3と、を備えている。ここで、MOSトランジスタM1〜M4、M5、M7はP型のMOSトランジスタであり、MOSトランジスタM6、M8はN型のMOSトランジスタである。
Conventionally, a circuit having a configuration shown in FIG. 7 is known as an example of this type of DC-DC converter.
The DC-DC converter of FIG. 7 is a positive direction quadruple booster circuit that boosts the input voltage VIN of the DC power supply 4 applied to the input terminal 1 four times and outputs the boosted voltage from the
For this reason, the DC-DC converter of FIG. 7 includes MOS transistors M1 to M8 that are switching transistors, boosting capacitors C1 to C3, an output capacitor CO, and an
MOSトランジスタM2、M4、M5、M6は、クロック信号CLKによってオンオフ動作するようになっている。また、MOSトランジスタM1、M3、M7、M8は、クロック信号CLKをインバータ3で反転した反転信号によってオンオフ動作するようになっている。
このような構成の図7のDC−DCインバータでは、第1の期間と第2の期間の動作を交互に繰り返す。
すなわち、第1の期間には、MOSトランジスタM1、M3、M6、M7がオンになり、MOSトランジスタM2、M4、M5、M8がオフになる。一方、第2の期間には、MOSトランジスタM2、M4、M5、M8がオンになり、MOSトランジスタM1、M3、M6、M7がオフになる。
The MOS transistors M2, M4, M5, and M6 are turned on / off by the clock signal CLK. The MOS transistors M1, M3, M7, and M8 are turned on / off by an inverted signal obtained by inverting the clock signal CLK by the
In the DC-DC inverter of FIG. 7 having such a configuration, the operations in the first period and the second period are alternately repeated.
That is, in the first period, the MOS transistors M1, M3, M6, and M7 are turned on, and the MOS transistors M2, M4, M5, and M8 are turned off. On the other hand, in the second period, the MOS transistors M2, M4, M5, and M8 are turned on, and the MOS transistors M1, M3, M6, and M7 are turned off.
このため、第1の期間では、入力電圧VIN(例えば5V)によりコンデンサC1が充電され、その充電電圧5VがコンデンサC1の端子電圧C1Pとなる。このとき、コンデンサC2は前回の充電により10Vになっており、これに入力電圧5Vが加算されて15Vとなり、この15VがコンデンサC3に充電されて充電電圧15Vが端子電圧C3Pとなる。
一方、第2の期間では、入力電圧5VにコンデンサC1の電圧5Vが加算され、コンデンサC1の端子電圧C1Pが10Vになり、これによりコンデンサC2が10Vまで充電される。このとき、コンデンサC3は前回の充電により15Vになっており、これに入力電圧5Vが加算されて20Vとなり、この20Vが出力端子2の出力電圧VOUTとなる。
Therefore, in the first period, the capacitor C1 is charged by the input voltage VIN (for example, 5V), and the charging voltage 5V becomes the terminal voltage C1P of the capacitor C1. At this time, the capacitor C2 has become 10V due to the previous charging, and the input voltage 5V is added to this to become 15V. This 15V is charged in the capacitor C3, and the charging voltage 15V becomes the terminal voltage C3P.
On the other hand, in the second period, the voltage 5V of the capacitor C1 is added to the input voltage 5V, and the terminal voltage C1P of the capacitor C1 becomes 10V, thereby charging the capacitor C2 to 10V. At this time, the capacitor C3 is 15V due to the previous charging, and the input voltage 5V is added to this to become 20V, and this 20V becomes the output voltage VOUT of the
ところで、図7のDC−DCコンバータでは、入力端子1と出力端子との間に、MOSトランジスタM1〜M4が直列に接続されている。また、MOSトランジスタM1〜M4は、図示のようにドレイン端子と基板端子間に寄生ダイオードD1〜D4を有する。
このため、例えばMOSトランジスタM1〜M4がオフ状態であっても、出力端子2が何らかの理由で短絡状態になると、寄生ダイオードD1〜D4は順方向の接続状態となって入力端子1と出力端子2の間に、すなわち回路(具体的には集積回路)内に過大な電流が流れる。このため、アルミ配線の溶断、あるいはデバイスの破壊に至るということが考えられる。
By the way, in the DC-DC converter of FIG. 7, MOS transistors M1 to M4 are connected in series between the input terminal 1 and the output terminal. Further, the MOS transistors M1 to M4 have parasitic diodes D1 to D4 between the drain terminal and the substrate terminal as shown in the figure.
For this reason, for example, even if the MOS transistors M1 to M4 are in the off state, if the
このような課題を解消するために、例えば特許文献1に記載の発明が知られている。
特許文献1に記載の発明は、チャージポンプ回路の出力端に接続された負荷が接地電圧に短絡したときに、チャージポンプ回路の前段にフの字特性を持った短絡保護回路を有する定電圧回路を設けて、かつチャージポンプ回路内を流れる短絡電流をバイパスするスイッチング回路を設けるようにしたものである。
しかし、特許文献1に記載の発明では、チャージポンプ回路の前段にフの字特性を持った短絡保護回路を有する定電圧回路を設ける必要があり、チャージポンプ回路の出力端に接続された負荷が接地電圧に短絡したときに、その短絡電流をバイパスする回路をチャージポンプ回路の外部に設ける必要があり、このためにバイパス用の配線が必要になる。
The invention described in Patent Document 1 is a constant voltage circuit having a short-circuit protection circuit having a U-shaped characteristic at the front stage of a charge pump circuit when a load connected to the output terminal of the charge pump circuit is short-circuited to a ground voltage. And a switching circuit that bypasses the short-circuit current flowing in the charge pump circuit.
However, in the invention described in Patent Document 1, it is necessary to provide a constant voltage circuit having a short-circuit protection circuit having a U-shaped characteristic at the front stage of the charge pump circuit, and the load connected to the output terminal of the charge pump circuit is When short-circuiting to the ground voltage, it is necessary to provide a circuit for bypassing the short-circuit current outside the charge pump circuit. For this reason, a bypass wiring is required.
そこで、本発明の目的は、出力短絡保護機能を設ける場合に、チャージポンプ回路の前段にフの字特性を持った短絡保護回路を有する定電圧回路を設ける必要がなく、短絡電流をバイパスするバイパス回路を外部に設けることなく、内部回路(内部素子)を保護することが可能なDC−DCコンバータを提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a bypass for bypassing a short-circuit current without providing a constant voltage circuit having a short-circuit protection circuit having a U-shaped characteristic before the charge pump circuit when providing an output short-circuit protection function. An object of the present invention is to provide a DC-DC converter capable of protecting an internal circuit (internal element) without providing a circuit outside.
上記の課題を解決し本発明の目的を達成するために、各発明は、以下のような構成からなる。
第1の発明は、直流電圧を昇圧して出力電圧を生成し、当該出力電圧の生成のために入力端子と出力端子との間にN個(Nは2以上の整数)のスイッチングトランジスタが直列接続されるDC−DCコンバータにおいて、前記N個のスイッチングトランジスタは、ドレイン端子あるいはソース端子と基板端子間に寄生ダイオード構造を有し、前記N個のスイッチングトランジスタのうちの(N−M)個(Mは1以上の整数)のスイッチングトランジスタは、アノードが前記入力端子側となりカソードが前記出力端子側となる寄生ダイオードを有し、あるいは、前記N個のスイッチングトランジスタのうちの(N−M)個(Mは1以上の整数)のスイッチングトランジスタは、カソードが前記入力端子側となりアノードが前記出力端子側となる寄生ダイオードを有し、前記M個のスイッチングトランジスタの基板端子には、定常動作時に第1電位が印加され、出力短絡時に第2電位が印加されるようになっている。
In order to solve the above problems and achieve the object of the present invention, each invention has the following configuration.
In the first invention, a DC voltage is boosted to generate an output voltage, and N (N is an integer of 2 or more) switching transistors are connected in series between the input terminal and the output terminal to generate the output voltage. In the connected DC-DC converter, the N switching transistors have a parasitic diode structure between a drain terminal or a source terminal and a substrate terminal, and (N−M) (N−M) of the N switching transistors ( M is an integer greater than or equal to 1), the switching transistor has a parasitic diode whose anode is on the input terminal side and whose cathode is on the output terminal side, or (N−M) of the N switching transistors The switching transistor (M is an integer of 1 or more) has a cathode on the input terminal side and an anode on the output terminal side. A raw diodes, the substrate terminal of the M switching transistor, the first potential is applied to the steady state operation, the second potential is adapted to be applied at the time of output shorting.
第2の発明は、第1の発明において、前記M個のスイッチングトランジスタは、自己の基板電位として定常動作時に第1電圧を選択する第1トランジスタと、自己の基板電位として出力短絡時に第2電圧を選択する第2トランジスタと、を含む。
第3の発明は、第2の発明において、前記出力端子の出力電圧に基づいて定常動作状態または出力短絡状態のいずれかを検出する検出手段と、前記検出手段が定常動作状態を検出したときには前記第1トランジスタをオンにし、前記検出手段が出力短絡状態を検出したときには前記第2トランジスタをオンにする制御手段と、をさらに備える。
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the M switching transistors include a first transistor that selects the first voltage during steady operation as its own substrate potential, and a second voltage when its output is short-circuited as its own substrate potential. And a second transistor for selecting.
According to a third invention, in the second invention, the detection means for detecting either a steady operation state or an output short-circuit state based on the output voltage of the output terminal, and when the detection means detects a steady operation state, Control means for turning on the first transistor and turning on the second transistor when the detecting means detects an output short-circuit state.
第4の発明は、第3の発明において、前記検出手段は、前記出力電圧を分圧して分圧電圧を出力する分圧手段と、前記分圧手段の分圧電圧を基準電圧と比較し、当該比較結果に基づいて出力短絡状態のときに出力短絡信号を出力する比較手段と、前記比較手段から出力される出力短絡信号の出力継続時間を計測し、当該計測値が所定値以上の場合に前記第2トランジスタをオンにする信号を出力する計測手段と、を備える。
第5の発明は、第2の発明において、前記出力端子に流れる出力電流に基づいて出力短絡状態を検出する検出手段と、前記検出手段が出力短絡状態を検出しないときには前記第1トランジスタをオンにし、前記検出手段が出力短絡状態を検出したときには前記第2トランジスタをオンにする制御手段と、をさらに備える。
In a fourth aspect based on the third aspect, the detection means divides the output voltage to output a divided voltage, and compares the divided voltage of the voltage dividing means with a reference voltage. Based on the comparison result, the output of the output short circuit signal in the output short circuit state, and the output duration of the output short circuit signal output from the comparison means, and when the measured value is greater than or equal to a predetermined value Measuring means for outputting a signal for turning on the second transistor.
According to a fifth invention, in the second invention, a detection means for detecting an output short-circuit state based on an output current flowing through the output terminal, and the first transistor is turned on when the detection means does not detect an output short-circuit state. And a control means for turning on the second transistor when the detection means detects an output short-circuit state.
第6の発明は、第5の発明において、前記検出手段は、前記出力端子に流れる出力電流を電圧に変換する電流センスアンプと、前記電流センサアンプの出力電圧を基準電圧と比較し、当該比較結果に基づいて出力短絡状態のときに出力短絡信号を出力する比較手段と、前記比較手段から出力される出力短絡信号の出力継続時間を計測し、当該計測値が所定値以上の場合に前記第2トランジスタをオンさせるためのトリガ信号を出力する計測手段と、前記計測手段から出力される前記第2トランジスタをオンさせるためのトリガ信号から前記第2トランジスタをオンにする信号を生成し保持するラッチ回路と、を備える。
このような構成の本発明によれば、出力短絡保護機能を設ける場合に、チャージポンプ回路の前段にフの字特性を持った短絡保護回路を有する定電圧回路を設ける必要がなく、短絡電流をバイパスするバイパス回路を外部に設けることなく、内部回路(内部素子)を保護することが可能になる。
In a sixth aspect based on the fifth aspect, the detection means compares the output voltage of the current sensor amplifier with a current sense amplifier that converts an output current flowing through the output terminal into a voltage, and compares the output voltage with a reference voltage. Based on the result, the comparison means for outputting the output short circuit signal in the output short circuit state, and the output duration of the output short circuit signal output from the comparison means are measured, and when the measured value is a predetermined value or more, the first Measuring means for outputting a trigger signal for turning on the two transistors, and a latch for generating and holding a signal for turning on the second transistor from the trigger signal for turning on the second transistor output from the measuring means A circuit.
According to the present invention having such a configuration, when the output short-circuit protection function is provided, it is not necessary to provide a constant voltage circuit having a short-circuit protection circuit having a U-shaped characteristic before the charge pump circuit, and a short-circuit current can be reduced. An internal circuit (internal element) can be protected without providing a bypass circuit for bypassing outside.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
(第1実施形態)
本発明の第1実施形態のDC−DCコンバータは、図7に示す回路を基本とし、図7の回路に図1に示すような出力短絡保護機能を追加したものである。
図1は、図7のDC−DCコンバータの入力端子1と出力端子2との間に直列接続される、スイッチングトランジスタであるMOSトランジスタM1〜M4の部分のみを抜き出したものであり、その一部に出力短絡保護機能が追加されている。
このため、第1実施形態は、出力短絡の有無に応じてMOSトランジスタM4に供給される基板電位を変更(制御)できるように、MOSトランジスタM4は基板電位制御用のMOSトランジスタM41、M42を備えている。
また、この第1実施形態は、MOSトランジスタM41、42のオンオフ制御を出力短絡に応じて行うために、図1に示すように、出力電圧検出回路11と、コンパレータ(比較回路)12と、ナンド回路(NAND回路)13と、基板電位制御回路14と、を備えている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
The DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention is based on the circuit shown in FIG. 7, and an output short circuit protection function as shown in FIG. 1 is added to the circuit shown in FIG.
FIG. 1 shows only a part of MOS transistors M1 to M4 which are switching transistors connected in series between the input terminal 1 and the
Therefore, in the first embodiment, the MOS transistor M4 includes MOS transistors M41 and M42 for controlling the substrate potential so that the substrate potential supplied to the MOS transistor M4 can be changed (controlled) according to the presence or absence of an output short circuit. ing.
Further, in the first embodiment, in order to perform on / off control of the MOS transistors M41 and M42 according to the output short circuit, as shown in FIG. 1, an output
出力電圧検出回路11は、出力電圧VOUTを検出する回路であり、出力電圧VOUTを分圧抵抗R1、R2で分圧する。この分圧電圧は、コンパレータ12の反転入力端子(−端子)に供給される。
コンパレータ12は、出力電圧検出回路11の分圧電圧を基準電圧VRと比較し、分圧電圧が基準電圧VR以下の場合、すなわちDC−DCコンバータの出力短絡の場合にHレベルを出力する。また、コンパレータ12は、分圧電圧が基準電圧VR以上の場合、すなわち出力短絡ではなく定常動作(通常の昇圧動作)の場合にはLレベルを出力する。
ナンド回路13は、ソフトスタート期間終了信号によってコンパレータ12の出力信号を制御する。ソフトスタート期間終了信号は、DC−DCコンバータの起動時にソフトスタート期間T1だけLレベルであり、ソフトスタート期間T1の経過後にHレベルとなる信号である。このため、ナンド回路13の出力信号は、ソフトスタート期間T1の経過後に、DC−DCコンバータの出力短絡があってコンパレータ12の出力信号がHレベルになる場合に、Lレベルになる。
The output
The
The
基板電位制御回路14は、ナンド回路13の出力信号に基づいてMOSトランジスタM41、M42を選択的にオンする。すなわち、基板電位制御回路14は、ソフトスタート期間T1は、MOSトランジスタM42をオンにする。ソフトスタート期間T1の経過後、コンパレータ12の出力信号がHレベルであってDC−DCコンバータが出力短絡の場合に、MOSトランジスタM41をオンにする。これにより、MOSトランジスタM4の基板端子(サブストレート端子)には、MOSトランジスタM3のソース端子の電位が印加される。
一方、コンパレータ12の出力信号がLレベルであってDC−DCコンバータが定常動作の場合に、MOSトランジスタM42をオンにする。これにより、MOSトランジスタM4の基板端子には、出力端子2の電位が印加される。
The substrate
On the other hand, when the output signal of the
次に、基板電位制御回路14の具体的な回路構成について、図2を参照しながら説明する。
基板電位制御回路14は、図2に示すように、MOSトランジスタM11、M12と、抵抗R3、R4と、インバータ141と、を備えている。
MOSトランジスタM11のゲートには、ナンド回路13の出力信号をインバータ141で反転した信号が供給される。MOSトランジスタM11のソースは接地されている。MOSトランジスタM11のドレインは、MOSトランジスタM41のゲートに接続されるとともに、抵抗R3を介して出力電圧VOUTが印加されるようになっている。
MOSトランジスタM12のゲートには、ナンド回路13の出力信号が供給される。MOSトランジスタM12のソースは接地されている。MOSトランジスタM12のドレインは、MOSトランジスタM42のゲートに接続されるとともに、抵抗R4を介して出力電圧VOUTが印加されるようになっている。
Next, a specific circuit configuration of the substrate
As shown in FIG. 2, the substrate
A signal obtained by inverting the output signal of the
The output signal of the
次に、MOSトランジスタM4およびMOSトランジスタM41、M42の構造について、図3を参照して説明する。
P型の半導体基板301の表面にN型ウェル領域302が形成され、このN型ウェル領域302内に、MOSトランジスタM4およびMOSトランジスタM41、M42が形成されるとともに、N型ウェル領域302に電位供給するための高濃度N+領域303を有する。
MOSトランジスタM4は、高濃度P+領域304と、高濃度P+領域305と、ゲート電極306とからなる。MOSトランジスタM41は、高濃度P+領域307のドレインと、高濃度P+領域308のソースと、ゲート電極309とからなる。MOSトランジスタM42は、高濃度P+領域310のドレインと、高濃度P+領域308のソースと、ゲート電極311とからなる。
Next, the structure of the MOS transistor M4 and the MOS transistors M41 and M42 will be described with reference to FIG.
An N-
The MOS transistor M4 includes a high concentration P +
次に、第1実施形態の動作例について、図1、図2、図4などを参照して説明する。
いま、第1実施形態に係るDC−DCコンバータが起動されると、この起動開始に伴って、ナンド回路13に供給されるソフトスタート期間終了信号がLレベルとなり、このLレベルがソフトスタート期間T1だけ継続される。
ソフトスタート期間T1の間、コンパレータ12の出力信号に関係なくソフトスタート期間T1中はソフトスタート期間終了信号がLレベルのため、ナンド回路13の出力信号はHレベルとなる。このため、図2に示す基板電圧制御回路14のMOSトランジスタM12はオンになるので、MOSトランジスタM42はオンになる。このときのMOSトランジスタM4の等価回路は、図4(A)に示すような状態になる。
Next, an operation example of the first embodiment will be described with reference to FIG. 1, FIG. 2, FIG.
Now, when the DC-DC converter according to the first embodiment is activated, the soft start period end signal supplied to the
During the soft start period T1, regardless of the output signal of the
そして、ソフトスタート期間T1を経過すると、ソフトスタート期間終了信号はLレベルからHレベルになり、以後、Hレベルを維持する。
コンパレータ12は、出力電圧検出回路11の分圧電圧を基準電圧VRと比較し、この比較結果に応じた出力信号を出力する。すなわち、コンパレータ12は、分圧電圧が基準電圧VR以上の場合、定常動作の場合にはLレベルを出力する。一方、分圧電圧が基準電圧VR以下の場合、すなわち出力短絡の場合にHレベルを出力する。
ナンド回路13の出力信号は、コンパレータ12の出力信号がLレベルであって、DC−DCコンバータが定常動作の場合には、Hレベルとなる。このため、図2に示す基板電圧制御回路14のMOSトランジスタM12はオンになるので、MOSトランジスタM42はオンになる。このときのMOSトランジスタM4の等価回路は、図4(A)に示すような状態になり、MOSトランジスタM4の基板端子には、出力端子2の電位が印加される。
When the soft start period T1 elapses, the soft start period end signal changes from the L level to the H level, and thereafter maintains the H level.
The
The output signal of the
これにより、DC−DCコンバータが定常動作の場合には、MOSトランジスタM4の寄生ダイオードD4の向きは、MOSトランジスタM1〜M3の寄生ダイオードD1〜D3の向きと同様になる。このため、MOSトランジスタM4は、MOSトランジスタM1〜M3と同様に昇圧動作を行うことができる。
一方、ナンド回路13の出力信号は、コンパレータ12の出力信号がHレベルであって、DC−DCコンバータが出力短絡した場合には、Lレベルとなる。このため、図2に示す基板電圧制御回路14のMOSトランジスタM11がオンになるので、MOSトランジスタM41はオンになる。このときのMOSトランジスタM4の等価回路は、図4(B)に示すような状態になり、MOSトランジスタM4の基板端子には、出力端子2とは反対側の端子に接続される。
Thus, when the DC-DC converter is in a steady operation, the direction of the parasitic diode D4 of the MOS transistor M4 is the same as the direction of the parasitic diodes D1 to D3 of the MOS transistors M1 to M3. Therefore, the MOS transistor M4 can perform a boosting operation similarly to the MOS transistors M1 to M3.
On the other hand, the output signal of the
これにより、DC−DCコンバータの出力が短絡した場合、DC−DCコンバータの内部回路を構成するMOSトランジスタM1〜M4のうち、MOSトランジスタM1〜M3の寄生ダイオードD1〜D3は順方向に接続されるが、MOSトランジスタM4の寄生ダイオードD4は逆方向に接続されるので、短絡電流がスイッチングトランジスタの寄生構造によりIC内部に流れることを防止できる。
以上のように、第1実施形態によれば、出力短絡保護機能を設ける場合に、内部に流れる短絡電流をバイパスするバイパス回路を外部に設ける必要がなく、内部回路(内部素子)を保護することができる。
また、第1実施形態では、チャージポンプ回路の前段にフの字特性を持った短絡保護回路を有する定電圧回路を設ける必要がないので、出力短絡保護機能を設ける場合にその分の面積が不要となって、省面積、低コストで出力短絡保護機能を実現できる。
Thereby, when the output of the DC-DC converter is short-circuited, the parasitic diodes D1 to D3 of the MOS transistors M1 to M3 among the MOS transistors M1 to M4 constituting the internal circuit of the DC-DC converter are connected in the forward direction. However, since the parasitic diode D4 of the MOS transistor M4 is connected in the reverse direction, a short-circuit current can be prevented from flowing into the IC due to the parasitic structure of the switching transistor.
As described above, according to the first embodiment, when the output short circuit protection function is provided, it is not necessary to provide a bypass circuit for bypassing the short circuit current flowing inside, and the internal circuit (internal element) is protected. Can do.
Further, in the first embodiment, it is not necessary to provide a constant voltage circuit having a short circuit protection circuit having a U-characteristic in front of the charge pump circuit, so that an area corresponding to the output short circuit protection function is not required. Thus, an output short-circuit protection function can be realized with a small area and a low cost.
(第2実施形態)
本発明の第2実施形態のDC−DCコンバータは、図7に示す回路を基本とし、この回路に図5に示すような出力短絡保護機能を追加したものである。
この第2実施形態が図1の第1実施形態の構成と異なるのは、第1実施形態では出力短絡を出力端子2の出力電圧VOUTを用いて検出するようにしたのに対し、第2実施形態では出力短絡を出力端子2に流れる電流Iを用いて検出するようにした点にある。
このため、第2実施形態は、MOSトランジスタM41、42のオンオフ制御を出力短絡に応じて行うために、図5に示すように、電流検出回路15と、ナンド回路(NAND回路)13と、短絡検出信号保持回路16と、基板電位制御回路14と、を備えている。
(Second Embodiment)
The DC-DC converter according to the second embodiment of the present invention is based on the circuit shown in FIG. 7, and an output short-circuit protection function as shown in FIG. 5 is added to this circuit.
The second embodiment is different from the configuration of the first embodiment in FIG. 1 in that the first embodiment detects the output short circuit using the output voltage VOUT of the
Therefore, in the second embodiment, in order to perform on / off control of the MOS transistors M41 and M42 according to the output short circuit, as shown in FIG. 5, a
すなわち、第2実施形態は、図1の出力電圧検出回路11およびコンパレータ12を図5の電流検出回路15に置き換えたものである。同一の構成要素には同一符号を付してその説明をできるだけ省略する。
電流検出回路15は、出力端子2に流れる電流、すなわち出力端子2とMOSトランジスタM4との間に接続される電流検出抵抗R5に流れる電流Iを検出する。そして、その検出電流Iが所定値以下であって、DC−DCコンバータが定常動作の場合には、Lレベルの出力信号を出力する。一方、その検出電流Iが所定値以上であって、DC−DCコンバータが出力短絡の場合には、Hレベルの出力信号を出力する。
That is, in the second embodiment, the output
The
ナンド回路13は、ソフトスタート期間終了信号によって電流検出回路15の出力信号を制御する。ソフトスタート期間終了信号は、DC−DCコンバータの起動時にソフトスタート期間T1だけLレベルであり、ソフトスタート期間T1の経過後にHレベルとなる信号である。このため、ナンド回路13の出力信号は、ソフトスタート期間T1の経過後に、DC−DCコンバータの出力短絡があって、電流検出回路15の出力信号がHレベルになる場合に、Lレベルになる。
短絡検出信号保持回路16は、ラッチ回路構成になっており、ソフトスタート期間内はHレベル出力を基板電位制御回路14に出力する。ソフトスタート期間終了後は、ナンド回路13の出力がHレベルの場合は、Hレベル出力を基板電位制御回路14に出力する。出力端子2が短絡して短絡電流が流れ、ナンド回路13の出力がLレベルになった場合はLレベル出力を基板電位制御回路14に出力する。短絡電流が流れなくなりナンド回路13の出力がHレベルに復帰しても、短絡検出信号保持回路16はLレベル出力を維持して基板電位制御回路14に出力し続ける。
The
The short circuit detection
基板電位制御回路14は、短絡検出信号保持回路16の出力信号に基づいてMOSトランジスタM41、M42を選択的にオンする。すなわち、基板電位制御回路14は、短絡検出信号保持回路16の出力信号がLレベルであってDC−DCコンバータが出力短絡の場合に、MOSトランジスタM41をオンにする。また、短絡検出信号保持回路16の出力信号の出力信号がHレベルであってDC−DCコンバータが定常動作の場合に、MOSトランジスタM42をオンにする。
The substrate
次に、電流検出回路15の具体的な構成について、図6を参照して説明する。
この電流検出回路15は、図6に示すように、電流センスアンプ151と、コンパレータ152と、を備えている。
電流センスアンプ151は、電流検出抵抗R5に流れる電流Iを電圧値に変換し、変換した電圧を増幅して出力電圧を出力する。このため、電流センスアンプ151の2つの入力端子は、電流検出抵抗R5の両端に接続されている。電流センスアンプ151の出力電圧は、コンパレータ152の非反転入力端子(+入力端子)に供給される。
Next, a specific configuration of the
As shown in FIG. 6, the
The
このような構成の電流センスアンプ151は、DC−DCコンバータが定常動作の場合には所定範囲の出力電圧となり、DC−DCコンバータが出力短絡の場合には過大な短絡電流が流れて出力電圧がその所定範囲よりも相対的に相当に大きくなる。
コンパレータ152は、電流センスアンプ151の出力電圧を基準電圧VRと比較し、その出力電圧が基準電圧VR以上の場合、すなわち出力短絡の場合にHレベルを出力する。また、コンパレータ152は、その出力電圧が基準電圧VR以下の場合、すなわち出力短絡ではなく定常動作の場合にはLレベルを出力する。
以上のような第2実施形態によれば、第1実施形態と同様の作用・効果を実現することができる。
The
The
According to the second embodiment as described above, the same operation and effect as the first embodiment can be realized.
(第1、第2実施形態の変形例)
次に、第1実施形態の変形例について、図1を参照して説明する。
この第1実施形態の変形例は、図1のコンパレータ12の出力端子とナンド回路13の入力端子との間に、計測回路を設けるようにした。
この計測回路は、コンパレータ12からの出力信号としてHレベルの信号が出力されたとき、すなわちコンパレータ12から出力短絡を示す旨のHレベルの信号が出力されたときに、その信号の継続時間を計測し、この計測値が所定値以上になったときに、Hレベルの信号を出力する。
このため、第1実施形態の変形例によれば、DC−DCコンバータの出力電圧のノイズによる影響などを受けずに出力短絡を確実に検出し、出力短絡を検出したときには基板電位制御回路14がMOSトランジスタM41をオンできる。
(Modification of the first and second embodiments)
Next, a modification of the first embodiment will be described with reference to FIG.
In the modification of the first embodiment, a measurement circuit is provided between the output terminal of the
This measurement circuit measures the duration of a signal when an H level signal is output as an output signal from the
For this reason, according to the modification of the first embodiment, the output potential short circuit is reliably detected without being affected by the noise of the output voltage of the DC-DC converter, and the substrate
次に、第2実施形態の変形例について、図5を参照して説明する。
この第2実施形態の変形例は、図5の電流検出回路15の出力端子とナンド回路13の入力端子との間に、計測回路を設けるようにした。
この計測回路は、電流検出回路15からの出力信号としてHレベルの信号が出力されたとき、すなわち電流検出回路15から出力短絡を示す旨のHレベルの信号が出力されたときに、その信号の継続時間を計測し、この計測値が所定値以上になったときに、Hレベルの信号を出力する。
このため、第2実施形態の変形例によれば、DC−DCコンバータの出力電圧のノイズによる影響などを受けずに出力短絡を確実に検出し、出力短絡を検出したときには基板電位制御回路14がMOSトランジスタM41をオンできる。
Next, a modification of the second embodiment will be described with reference to FIG.
In the modification of the second embodiment, a measurement circuit is provided between the output terminal of the
When the H level signal is output as the output signal from the
Therefore, according to the modification of the second embodiment, the output potential short circuit is reliably detected without being affected by the noise of the output voltage of the DC-DC converter, and the substrate
(その他の実施形態)
上記の実施形態では、DC−DCコンバータの入力端子1と出力端子2との間に直列接続されるMOSトランジスタM1〜M4のうち、MOSトランジスタM4のみについて出力短絡保護機能を設けるようにした。
しかし、出力短絡保護機能は、MOSトランジスタM1〜M4のうちの何れか1つに設ければ良い。また、MOSトランジスタM1〜M4のうちの所定の2つ以上に設けても良い。この場合には、その個数に応じて基板電位制御回路14を追加すれば良い(図1参照)。
また、上記の実施形態は、正の4倍昇圧回路の場合について説明したが、正の2倍昇圧や正の3倍昇圧などの場合についても適用可能である。
(Other embodiments)
In the above embodiment, the output short circuit protection function is provided only for the MOS transistor M4 among the MOS transistors M1 to M4 connected in series between the input terminal 1 and the
However, the output short-circuit protection function may be provided in any one of the MOS transistors M1 to M4. Moreover, you may provide in predetermined 2 or more of MOS transistor M1-M4. In this case, the substrate
In the above embodiment, the case of the positive quadruple boost circuit has been described. However, the present invention can also be applied to a case of positive double boost or positive triple boost.
また、上記の実施形態は、入力端子VINと出力端子VOUT間に直列接続されたPチャネルトランジスタを使用した正方向昇圧回路の場合について説明したが、入力端子VINと出力端子VOUT間に直列接続されたNチャネルトランジスタを使用した負方向昇圧回路についても適用可能である。
この場合には、Nチャネルトランジスタはドレイン端子と基板端子間に寄生ダイオード構造を有し、その寄生ダイオードの向きは、上記の実施形態のPチャネルトランジスタの寄生ダイオードの向きとは逆になる。
In the above-described embodiment, the case of the positive booster circuit using the P-channel transistor connected in series between the input terminal VIN and the output terminal VOUT has been described. However, it is connected in series between the input terminal VIN and the output terminal VOUT. The present invention can also be applied to a negative booster circuit using N-channel transistors.
In this case, the N-channel transistor has a parasitic diode structure between the drain terminal and the substrate terminal, and the direction of the parasitic diode is opposite to the direction of the parasitic diode of the P-channel transistor of the above embodiment.
1・・・入力端子、2・・・出力端子、11・・・出力電圧検出回路、12・・・コンパレータ、13・・・ナンド回路、14・・・基板電位制御回路、15・・・電流検出回路、M1〜M4・・・スイッチング用のMOSトランジスタ、M41、M42・・・基板電位制御用のMOSトランジスタ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Input terminal, 2 ... Output terminal, 11 ... Output voltage detection circuit, 12 ... Comparator, 13 ... NAND circuit, 14 ... Substrate potential control circuit, 15 ... Current Detection circuit, M1 to M4... MOS transistors for switching, M41, M42... MOS transistors for substrate potential control.
Claims (6)
前記N個のスイッチングトランジスタは、ドレイン端子あるいはソース端子と基板端子間に寄生ダイオード構造を有し、
前記N個のスイッチングトランジスタのうちの(N−M)個(Mは1以上の整数)のスイッチングトランジスタは、アノードが前記入力端子側となりカソードが前記出力端子側となる寄生ダイオードを有し、
あるいは、前記N個のスイッチングトランジスタのうちの(N−M)個(Mは1以上の整数)のスイッチングトランジスタは、カソードが前記入力端子側となりアノードが前記出力端子側となる寄生ダイオードを有し、
前記M個のスイッチングトランジスタの基板端子には、定常動作時に第1電位が印加され、出力短絡時に第2電位が印加されるようになっていることを特徴とするDC−DCコンバータ。 DC-DC in which DC voltage is boosted to generate an output voltage, and N switching transistors (N is an integer of 2 or more) are connected in series between the input terminal and the output terminal to generate the output voltage. In the converter
The N switching transistors have a parasitic diode structure between a drain terminal or a source terminal and a substrate terminal,
Of the N switching transistors, (N−M) (M is an integer of 1 or more) switching transistors include a parasitic diode having an anode on the input terminal side and a cathode on the output terminal side,
Alternatively, (N−M) (M is an integer greater than or equal to 1) of the N switching transistors includes a parasitic diode having a cathode on the input terminal side and an anode on the output terminal side. ,
A DC-DC converter, wherein a first potential is applied to substrate terminals of the M switching transistors during a steady operation, and a second potential is applied when an output is short-circuited.
自己の基板電位として定常動作時に第1電圧を選択する第1トランジスタと、
自己の基板電位として出力短絡時に第2電圧を選択する第2トランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。 The M switching transistors are:
A first transistor that selects a first voltage during steady operation as its own substrate potential;
A second transistor that selects a second voltage when the output is short-circuited as its own substrate potential;
The DC-DC converter according to claim 1, comprising:
前記検出手段が定常動作状態を検出したときには前記第1トランジスタをオンにし、前記検出手段が出力短絡状態を検出したときには前記第2トランジスタをオンにする制御手段と、
をさらに備えることを特徴とする請求項2に記載のDC−DCコンバータ。 Detecting means for detecting either a steady operation state or an output short circuit state based on the output voltage of the output terminal;
Control means for turning on the first transistor when the detection means detects a steady operation state, and turning on the second transistor when the detection means detects an output short-circuit state;
The DC-DC converter according to claim 2, further comprising:
前記出力電圧を分圧して分圧電圧を出力する分圧手段と、
前記分圧手段の分圧電圧を基準電圧と比較し、当該比較結果に基づいて出力短絡状態のときに出力短絡信号を出力する比較手段と、
前記比較手段から出力される出力短絡信号の出力継続時間を計測し、当該計測値が所定値以上の場合に前記第2トランジスタをオンにする信号を出力する計測手段と、
を備えることを特徴とする請求項3に記載のDC−DCコンバータ。 The detection means includes
Voltage dividing means for dividing the output voltage and outputting a divided voltage;
Comparing means for comparing the divided voltage of the voltage dividing means with a reference voltage, and outputting an output short circuit signal in the case of an output short circuit state based on the comparison result;
Measuring means for measuring the output duration of the output short circuit signal output from the comparing means, and outputting a signal for turning on the second transistor when the measured value is equal to or greater than a predetermined value;
The DC-DC converter according to claim 3, further comprising:
前記検出手段が出力短絡状態を検出しないときには前記第1トランジスタをオンにし、前記検出手段が出力短絡状態を検出したときには前記第2トランジスタをオンにする制御手段と、
をさらに備えることを特徴とする請求項2に記載のDC−DCコンバータ。 Detecting means for detecting an output short circuit state based on an output current flowing through the output terminal;
Control means for turning on the first transistor when the detection means does not detect an output short-circuit state, and turning on the second transistor when the detection means detects an output short-circuit state;
The DC-DC converter according to claim 2, further comprising:
前記出力端子に流れる出力電流を電圧に変換する電流センスアンプと、
前記電流センサアンプの出力電圧を基準電圧と比較し、当該比較結果に基づいて出力短絡状態のときに出力短絡信号を出力する比較手段と、
前記比較手段から出力される出力短絡信号の出力継続時間を計測し、当該計測値が所定値以上の場合に前記第2トランジスタをオンさせるためのトリガ信号を出力する計測手段と、
前記計測手段から出力される前記第2トランジスタをオンさせるためのトリガ信号から前記第2トランジスタをオンにする信号を生成し保持するラッチ回路と、
を備えることを特徴とする請求項5に記載のDC−DCコンバータ。 The detection means includes
A current sense amplifier that converts an output current flowing through the output terminal into a voltage;
Comparing means for comparing the output voltage of the current sensor amplifier with a reference voltage, and outputting an output short-circuit signal when the output is short-circuited based on the comparison result;
Measuring means for measuring an output continuation time of the output short-circuit signal output from the comparing means, and outputting a trigger signal for turning on the second transistor when the measured value is a predetermined value or more;
A latch circuit that generates and holds a signal for turning on the second transistor from a trigger signal for turning on the second transistor output from the measuring means;
The DC-DC converter according to claim 5, comprising:
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CN103036415A (en) * | 2011-09-29 | 2013-04-10 | 台达电子企业管理(上海)有限公司 | Power semiconductor switch series circuit and control method thereof |
CN106160461A (en) * | 2016-04-01 | 2016-11-23 | 北京安控科技股份有限公司 | A kind of functional safety power module |
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