JP2010041459A - パケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラム - Google Patents

パケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラム Download PDF

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Abstract

【課題】パケットの先頭から短時間でチャネル空き検出やＡＧＣゲインの固定を好適に行なう。
【解決手段】パケット発見予告は発見判定よりも早めの反応が求められるが、あまり誤反応が多いと送信抑制区間が増えて通信容量が下がる問題などがある。そこで、パケット発見判定のための回路を流用しつつ移動平均区間だけ所望の予告タイミングに相当する区間に調整してパケット発見予告の精度を向上させることにより、不要な送信抑制を減らしつつパケット到来時には所望タイミングでＣＣＡを検出し、またＡＧＣゲイン固定のための信号を出す。
【選択図】 図７

Description

本発明は、通信相手から到来するパケットのプリアンブル部分を用いて同期処理してパケットの受信動作を行なうパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、プリアンブル部分に繰り返し含まれる既知トレーニング・シーケンスの自己相関によってパケット発見を行なうパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。
さらに詳しくは、本発明は、パケット発見に応じてチャネル空き検出やＡＧＣゲインの固定を行なうパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、パケットの先頭から短時間でチャネル空き検出やＡＧＣゲインの固定を行なうパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。
旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリヤ方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。
また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、マルチアンテナを用いてチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）通信方式を採用している。
無線通信では、一般に、パケットの先頭に既知シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが付加されており、受信機側では、プリアンブルを用いて同期処理を行なう。具体的には、プリアンブルを検出することによりパケットを発見すると、これに続いて、精密な受信タイミングの確認や周波数オフセット除去作業、さらに必要に応じて受信信号電力の正規化を行なう。その後、ＯＦＤＭシンボルの有効シンボル部を抽出してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）へと受信信号をフィードする。
ここで、パケット発見は、通常、プリアンブル内に繰り返し含まれる既知トレーニング・シーケンスの自己相関をとり、自己相関値が所定の閾値を超えたことによって判別される。自己相関は、例えば、受信信号と１繰り返し周期分だけ前に受信した遅延信号との複素共役乗算結果の累積加算若しくは移動平均を行なうことによって計算することができる。
また、受信信号電力の正規化はＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制御）アンプにより行なわれる。すなわち、受信機はＡＧＣゲインを大きく設定して受信待機するが、受信信号電力に変化があると、ＡＧＣアンプにより受信電力の大まかな正規化を行なって受信信号の電力のダイナミック・レンジを狭める。そして、ＡＤコンバータのダイナミック・レンジに収まるよう適切な受信レベルになるように信号振幅（ＡＧＣゲイン）の調整を行なう。
例えば、パケットの先頭に付加されている同期用のバースト的なトレーニング信号でＡＧＣ制御と周波数オフセット補正を行なった後、相互相関検出用の検出ウィンドウ期間を設けて相互相関のピーク検出を行ない、伝送路の状況に依らず最適なＦＦＴウィンドウを設定する復調タイミング生成回路について提案がなされている（例えば、特許文献１を参照のこと）。
図１３には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示している。図示の通り、先頭には、８．０マイクロ秒のショート・プリアンブル区間（ＳＴＦ：Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と８．０マイクロ秒のロング・プリアンブル区間（ＬＴＦ：Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）が付加されている。ショート・プリアンブル区間では、ショート・トレーニング・シーケンス（Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＳＴＳ）からなるショート・プリアンブルｔ1〜ｔ10がバースト的すなわち１０回繰り返して送られる。また、ロング・プリアンブル区間では、１．６マイクロ秒のガード区間（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）ＧＩ２の後に、ロング・トレーニング・シーケンス（Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＬＴＳ）からなるロング・プリアンブルＴ1〜Ｔ2が２回繰り返して送られる。一般的な受信機では、０．８マイクロ秒の４個のＳＴＳシンボルを用いて、ＡＧＣゲイン設定やＤＣオフセットの補正を行なった後、残りの６個のＳＴＳシンボルを用いて周波数オフセットの推定と補正、パケットの検出、並びに粗タイミング検出を行なう。
ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎなどの無線ＬＡＮでは、受信機は、パケットの先頭より４マイクロ秒以内に物理層からＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）層へチャネル空き検出（Ｃｌｅａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ：ＣＣＡ）信号を出すことが求められている。ＣＣＡは１つのキャリアを複数の無線局が時間的に重複して使用することで互いの信号が干渉し合い、受信誤りを引き起こすことを防ぐメカニズムである。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格におけるＣＣＡは、送信局は送信前にキャリアを観測し、検出した信号の受信電力が−８２ｄＢｍ以上であれば送信を中止する。また、受信機側では、ＳＴＦ区間という短時間内で、ＡＧＣゲインを調整し固定した後に、さらにＤＣオフセットを修正する必要がある。
同期処理におけるパケットの発見をトリガにして、物理層からＭＡＣ層へのＣＣＡ信号の出力やＡＧＣゲインの固定を行なう場合（例えば、特許文献２を参照のこと）、短時間でパケット発見を行なう必要があるため信号検出の感度を上げなければならなくなる。
ところが、パケット発見の感度を上げるために自己相関の閾値を下げると、ノイズなどにも敏感に反応してしまい、不必要なパケット発見が発されることになる。ＭＡＣ層はＣＣＡ信号が出ると送信を抑制するので、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ以外の信号やノイズに反応し過ぎると、無駄に送信動作を抑制することから通信容量が制限されることが懸念される。通信装置がデータ・フレームの受信側となる場合でもＡＣＫの送信が必要であることから、不必要なパケット発見を行なうと同様に通信容量が制限される。
また、不必要なパケット発見に応じてＡＧＣゲインを固定しようとすると、その後のパケット・エラー検出に伴い受信動作がリセットされることから、ＡＧＣゲインの固定と解放が頻繁に発生してしまう。この結果、パケット到来時に所定時間内にスムースにゲイン・コントロールができなくなる可能性がある。
また、上記とは逆に、自己相関の閾値を上げると、パケット発見予告の感度が低下することから、パケット発見のタイミングが遅れる。このため、パケットの先頭より４マイクロ秒以内に物理層からＭＡＣ層へＣＣＡを発行するという規格を満足できなくなることが懸念される。また、パケット発見予告が遅れることにより、パケット到来時のＡＧＣゲインを固定するタイミングも遅延してしまう。この結果、その後の周波数オフセットやチャネル推定に影響が生じ、デコード・エラーを引き起こす可能性がある。
パケット発見のためにＳＴＦ区間で受信信号の自己相関を計算する。その際、ＳＴＦ区間全体相当の移動平均を計算することでピークを作り、およそのタイミングを求めることができる。しかしながら、ＳＴＦ区間長の半分に相当する４マイクロ秒近辺でパケット発見をする場合には、移動平均区間の半分にパケット区間の信号が入り、残りの区間にはノイズ区間の信号が残った状態での判定となり、ノイズの影響を受け易い。
特開２００３−６９５４６号公報 特開２００４−２２１９４０号公報、図１９、図２０
本発明の目的は、プリアンブル部分に繰り返し含まれる既知トレーニング・シーケンスの自己相関によってパケット発見を好適に行なうことができる、優れたパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
本発明のさらなる目的は、パケット発見に応じてチャネル空き検出やＡＧＣゲインの固定を好適に行なうことができる、優れたパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
本発明のさらなる目的は、パケットの先頭から短時間でチャネル空き検出やＡＧＣゲインの固定を好適に行なうことができる、優れたパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項１に記載の発明は、パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうパケット検出装置であって、
第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算部と、
前記第１の自己相関部が算出した第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定部と、
パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算部と、
前記第２の自己相関部が算出した第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定部と、
を具備することを特徴とするパケット検出装置である。
ここで、本願の請求項２に記載のように、前記第１の区間は前記プリアンブル区間長に相当し、前記第２の区間は第１の区間より短いものとなる。したがって、第１の自己相関計算部は、プリアンブルの全区間長にわたって既知トレーニング・シーケンスの自己相関をとり、第１の判定部はプリアンブル全区間長にわたる自己相関から、パケットを発見することができる。
また、本願の請求項３に記載のように、前記第１及び第２の自己相関計算部は、受信信号と前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期分だけ前に受信した遅延信号との複素共役乗算結果の移動平均をそれぞれ前記第１及び第２の区間でとることにより、第１及び第２の自己相関をそれぞれ算出することができる。
また、本願の請求項４に記載の発明は、請求項１に記載のパケット検出装置において、前記第１の判定部が、パケット発見を判定した時点で前記第２の判定部がまだパケット発見予告を判定していないときにパケット発見予告を併せて行なうものである。
また、本願の請求項５に記載の発明は、パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうパケット検出装置であって、
前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算部と、
前記自己相関計算部が算出した自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化部と、
前記の正規化された自己相関を、前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延を与える、前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数に相当する個数だけ直列接続された複数の遅延部と、
前記正規化部及び前記の直列接続されたすべての遅延部からそれぞれ出力される正規化自己相関を合計する第１の合計部と、
前記第１の合計部が算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定部と、
前記正規化部及び前記の直列接続された遅延部の先頭から所定個数までからそれぞれ出力される正規化自己相関を合計する第２の合計部と、
前記第２の合計部が算出した第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定部と、
を具備することを特徴とするパケット検出装置である。
ここで、本願の請求項６に記載のように、前記第２の合計部が合計をとる最後尾の遅延部の出力における合計の遅延時間はパケット発見予告を行なうべき区間長に相当するものであり、第２の判定部は、パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する移動平均区間における正規化自己相関からパケット発見予告を行なうことになる。
また、本願の請求項７に記載の発明は、請求項１に記載のパケット検出装置において、前記第１の判定部が、パケット発見を判定した時点で前記第２の判定部がまだパケット発見予告を判定していないときにパケット発見予告を併せて行なうものである。
また、本願の請求項８に記載の発明は、パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうパケット検出方法であって、
第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算ステップと、
前記第１の自己相関ステップにおいて算出した第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定ステップと、
パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算ステップと、
前記第２の自己相関ステップにおいて算出した第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定ステップと、
を具備することを特徴とするパケット検出方法である。
また、本願の請求項９に記載の発明は、パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうパケット検出方法であって、
前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算ステップと、
前記自己相関計算ステップにおいて算出した自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化ステップと、
前記正規化ステップにより得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関を前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数だけ前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第１の合計ステップと、
前記第１の合計ステップにおいて算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定ステップと、
前記正規化ステップにより得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関をパケット発見予告を行なうべき区間長に相当する遅延時間に至るまで前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第２の合計ステップと、
前記第２の合計ステップにおいて算出した第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定ステップと、
を具備することを特徴とするパケット検出方法である。
また、本願の請求項１０に記載の発明は、
既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信部と、
第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算部と、
前記第１の自己相関部が算出した第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定部と、
パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算部と、
前記第２の自己相関部が算出した第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定部と、
前記第２の判定部が判定したパケット発見予告に応じて所定の処理を行なうパケット発見予告処理部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
また、本願の請求項１１に記載の発明は、
既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信部と、
前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算部と、
前記自己相関計算部が算出した自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化部と、
前記の正規化された自己相関を、前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延を与える、前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数に相当する個数だけ直列接続された複数の遅延部と、
前記正規化部及び前記の直列接続されたすべての遅延部からそれぞれ出力される正規化自己相関を合計する第１の合計部と、
前記第１の合計部が算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定部と、
前記正規化部及び前記の直列接続された遅延部の先頭から所定個数までからそれぞれ出力される正規化自己相関を合計する第２の合計部と、
前記第２の合計部が算出した第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定部と、
前記第２の判定部が判定したパケット発見予告に応じて所定の処理を行なうパケット発見予告処理部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
また、本願の請求項１２に記載の発明は、請求項１０、１１に記載の無線通信装置において、前記パケット発見予告処理部は、前記パケット発見予告に応じて、物理層からＭＡＣ層へのＣＣＡ信号の出力を行ない、又は、前記受信部におけるＡＧＣゲインを固定するものである。
また、本願の請求項１３に記載の発明は、
既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信ステップと、
第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算ステップと、
前記第１の自己相関ステップにおいて算出した第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定ステップと、
パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算ステップと、
前記第２の自己相関ステップにおいて算出した第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定ステップと、
前記第２の判定ステップにおいて判定したパケット発見予告に応じて所定の処理を行なうパケット発見予告処理ステップと、
を具備することを特徴とする無線通信方法である。
また、本願の請求項１４に記載の発明は、
既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信ステップと、
前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算ステップと、
前記自己相関計算ステップにおいて算出した自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化ステップと、
前記正規化ステップにより得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関を前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数だけ前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第１の合計ステップと、
前記第１の合計ステップにおいて算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定ステップと、
前記正規化ステップにより得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関をパケット発見予告を行なうべき区間長に相当する遅延時間に至るまで前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第２の合計ステップと、
前記第２の合計ステップにおいて算出した第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定ステップと、
前記第２の判定部が判定したパケット発見予告に応じて所定の処理を行なうパケット発見予告処理ステップと、
を具備することを特徴とする無線通信方法である。
また、本願の請求項１５に記載の発明は、パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターに対し、
第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算手順と、
前記第１の自己相関手順を実行して算出された第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定手順と、
パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算手順と、
前記第２の自己相関手順を実行して算出された第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定手順と、
を実行させるためのコンピューター・プログラムである。
また、本願の請求項１６に記載の発明は、パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターに対し、
前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算手順と、
前記自己相関計算手順を実行して算出された自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化手順と、
前記正規化手順を実行することによって得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関を前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数だけ前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第１の合計手順と、
前記第１の合計手順を実行して算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定手順と、
前記正規化手順を実行することによって得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関をパケット発見予告を行なうべき区間長に相当する遅延時間に至るまで前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第２の合計手順と、
前記第２の合計手順を実行して算出された第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定手順と、
を実行させるためのコンピューター・プログラムである。
本願の請求項１５、１６に係るコンピューター・プログラムは、コンピューター上で所定の処理を実現するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムをそれぞれ定義したものである。換言すれば、本願の請求項１５、１６に係るコンピューター・プログラムをコンピューターにインストールすることによって、コンピューター上では協働的作用が発揮され、本願の請求項１、５に係るパケット検出装置と同様の作用効果を得ることができる。
本発明によれば、プリアンブル部分に繰り返し含まれる既知トレーニング・シーケンスの自己相関によってパケット発見を好適に行なうことができる、優れたパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
また、本発明によれば、パケット発見に応じてチャネル空き検出やＡＧＣゲインの固定を好適に行なうことができる、優れたパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
また、本発明によれば、パケットの先頭から短時間でチャネル空き検出やＡＧＣゲインの固定を好適に行なうことができる、優れたパケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
本願の請求項１乃至３、５、６、８、９、１５、１６に記載の発明によれば、ノイズやＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ以外の信号に対してはパケット発見予告信号が出難くなる。したがって、これらの請求項に係るパケット検出装置を受信機に備えることで、無用なＣＣＡによる送信抑制を減らして実際上の通信容量を向上させることが可能である。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ信号に対してはパケット発見予告をするタイミングの精度を向上させることができる。
また、本願の請求項４、７に記載の発明によれば、万一、パケットの先頭から短い時間のうちにパケット発見予告を判定することができない場合であっても、パケット発見とともにパケット発見予告を同時に出力することができる。したがって、パケット発見予告にミスしても、物理層からＭＡＣ層へＣＣＡ信号を確実に出力し、且つ、ＡＧＣゲインが確実に固定されるようにすることができる。
また、本願の請求項１０乃至１４に記載の発明によれば、ノイズやＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ以外の信号に対してはパケット発見予告信号が出難くなることから、無用なＣＣＡによる送信抑制を減らして実際上の通信容量を向上させることが可能である。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ信号に対してはパケット発見予告をするタイミングの精度を向上させることができる。この結果、パケット発見予告がＡＧＣゲインを固定する指標としての信頼性も向上し、ＳＴＦ区間内で確実にＡＧＣゲイン調節とＤＣオフセットの修正を終了させることができる。これにより、後続の周波数オフセットやチャネルを推定するＬＴＦ区間に到達する時点では、確実にＡＧＣゲインが最適に調整され且つＤＣオフセットも補正された状態で受信できるようになっているので、周波数オフセットとチャネル推定に対する悪影響をなくし、デコード・エラーを発生し難くなる。
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
図１及び図２には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の送信系統及び受信系統の構成例をそれぞれ示している。ここでは、複数のアンテナを備えチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＭＩＭＯ通信機を採り上げているが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない（単一の送受信アンテナからなるＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）通信機にも同様に本発明を適用することができる）。
まず、図１を参照しながら、送信系統の構成について説明する。但し、ここでは、送信系統は複数の送信ストリームをビーム・フォーミングして送信するＢｅａｍｆｏｒｍｅｒとして動作するものとする。
データ発生器１００から供給される送信データは、スクランブラ１０２においてスクランブルが掛けられる。次いで、符号化器１０４で誤り訂正符号化を施される。スクランブル及び符号化方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義に従う。そして、符号化信号はデータ振り分け器１０６に入力され、各送信ストリームに振り分けられる。
各送信ストリームでは、ストリーム毎に与えられたデータレートに従って、送信信号をパンクチャ１０８によりパンクチャし、インタリーバ１１０によりインタリーブし、マッパー１１２により、ｉｎ位相（Ｉ）と直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：Ｑ）からなるＩＱ信号空間にマッピングして複素ベースバンド信号となる。また、セレクタ１１１は、インタリーブされた空間ストリーム毎の送信信号に、適当なタイミングでトレーニング・シーケンスを挿入して、マッパー１１２に供給する。インタリーブ方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義を拡張し、複数ストリーム間で同一のインタリーブにならないようになっている。また、マッピング方式もＩＥＥＥ８０２．１１ａに従い、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを適用する。
ビーム・フォーミング部１１４内では、送信重み行列計算部１１４ａは、例えば、順方向のチャネル行列を、ＳＶＤ（Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：特異値分解）やＥＶＤ（Ｅｉｇｅｎ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：固有値分解）、若しくはその他の行列分解手法を用いて、送信時に各送信アンテナに重みを与えてビーム・フォーミングを行なうための送信ビーム・フォーミング行列を得る。そして、送信重み行列乗算部１１４ｂは、送信重み行列計算部１１４ａが算出した送信ビーム・フォーミング行列を用いて、各送信アンテナにディジタル的に重み付けしてアンテナの指向性を変化させることによって、通信相手（受信機側）で高い品質で受信できるように、ビーム・フォーミングを行なう。
高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）１１６では、周波数領域に並んだ各サブキャリヤを時間軸信号に変換し、さらにガード挿入部１１８でガード・インターバルを付加する。
送信ＩＱ誤差補正部１２０はＩＱ誤差の補正を行なう。ここで言うＩＱ誤差は、アップ・コンバーターのＩＱモジュレーターにおけるＩチャネル信号とＱチャネル信号の振幅のバラツキに起因するＩＱ振幅誤差と、Ｉ軸とＱ軸が９０度からずれてしまうＩＱ位相誤差からなる。これらＩＱ誤差を補正しないと、送信信号のＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）が悪化することにより、通信品質の低下を招来する。
そして、ディジタル・フィルタ１２２にて帯域制限した後、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１２４にてアナログ信号に変換する。ＲＦ部１２６では、アナログＬＰＦにより所望帯域以外の信号成分を除去し、直交変調器（ＩＱモジュレーター）により中心周波数を所望のＲＦ周波数帯へアップコンバートし、さらに電力増幅によって信号振幅を増幅させる。ＲＦ帯となった送信信号は、各送信アンテナから空間に放出される。
続いて、図２を参照しながら、受信系統の構成について説明する。但し、ここでは、受信系統は複数の送信ビーム・フォーミングされた信号を受信するＢｅａｍｆｏｒｍｅｅとして動作するものとする。
複数の送信アンテナを持つ通信相手からは、ビーム・フォーミングが施された送信信号が到来するものとする。各受信アンテナに届いた信号は、それぞれの受信アンテナ・ブランチでは、まずＲＦ部２３０でアナログ処理が施される。
そして、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２２８によりアナログ受信信号をディジタル信号に変換した後、ディジタル・フィルタ２２６に入力して、帯域制限を施す。
受信ＩＱ誤差補正部２２４はＩＱ誤差の補正を行なう。ここで言うＩＱ誤差は、ダウン・コンバーターのＩＱデモジュレーターにおけるＩチャネル信号とＱチャネル信号の振幅のバラツキに起因するＩＱ振幅誤差と、Ｉ軸とＱ軸が９０度からずれてしまうＩＱ位相誤差からなる。これらＩＱ誤差を補正しないと、受信信号のＥＶＭが悪化することにより、通信品質の低下を招来する。
続いて、同期回路２２２にて、パケット発見、タイミング検出、周波数オフセット補正、ノイズ推定などの処理が行なわれる。本実施形態では、同期回路２２２内では、パケット発見判定よりも早いタイミング（具体的には、パケット先頭より４マイクロ秒以内）でさらにパケット発見予告も行なうが、その詳細については後述に譲る。
ガード除去部２２０では、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去する。そして、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２１８により時間軸信号が周波数軸信号となる。
空間分離部２１６内では、ビーム・フォーミングされた受信信号の空間分離処理を行なう。具体的には、チャネル行列推定部２１６ａは、各受信ブランチで受信した、チャネル行列を励起するためのトレーニング・シーケンスから推定チャネル行列Ｈを組み立てる。アンテナ受信重み行列演算部２１６ｂは、チャネル行列推定部２１６ａで得られた順方向のチャネル行列Ｈを基にアンテナ受信重み行列Ｗを計算する。そして、アンテナ受信重み行列乗算部２１６ｃは、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗとの行列乗算を行なうことで、ビーム・フォーミングされた空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。アンテナ受信重みＷの計算方法としてＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）アルゴリズムを用いるが、勿論、ＳＶＤやＥＶＤなどの行列分解手法を用いても良い。
チャネル等化回路２１４は、ストリーム毎の信号系列に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。そして、デマッパー２１２はＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ２１０はデインタリーブし、デパンクチャ２０８は所定のデータレートでデパンクチャする。
データ合成部２０６は、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成する。このデータ合成処理は送信側で行なうデータ振り分けと全く逆の動作を行なうものである。そして、復号器２０４にて誤り訂正復号した後、デスクランブラ２０２によりデスクランブルし、データ取得部２００は受信データを取得する。
ＭＩＭＯ通信を採用するＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＨＹ層は、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）が全く相違する高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送モード（以下では、「ＨＴモード」とも呼ぶ）を持つとともに、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）も備えている。また、ＨＴモードの中には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠する従来端末（以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ）との互換性を持つ“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”と呼ばれる動作モードがある。
図３には、受信ブランチ毎のＲＦ部２３０内の構成例を示している。図示のＲＦ２３０は、低雑音アンプ（ＬＮＡ）３１、ＲＦ周波数帯の受信信号をダウンコンバートする直交復調器（ＩＱデモジュレーター）３２、受信信号の電力がＡＤコンバータ２２８のダイナミック・レンジに収まるように正規化するＡＧＣアンプ３３、所望帯域以外の信号成分を除去するアナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）３４などで構成される。また、図４には、ＡＧＣアンプ３３の制御をディジタル・ドメインで行なうコントロール・ループの構成例を示している。ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）によりディジタル変換してからゲイン・コントロールを施す。ゲイン・コントロール部は、受信信号振幅を基にＡＧＣアンプにおける増幅度合いを算出する。受信振幅から受信電力を算出する。そして、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）によりアナログ信号に戻してからアナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）を通過させた後にＡＧＣアンプにフィードバックする。但し、ＡＧＣゲインが固定されると、ゲイン・コントロール部ではすべての処理をストップさせ、前回出力したゲイン・コントロールのための出力信号をホールドする。本実施形態では、同期処理においてパケット発見予告が判定されたことに応じてＡＧＣゲインが固定されるが、パケット発見予告の詳細については後述に譲る。
図５、図６には、レガシー・モード並びにＭＭの各動作モードにおけるパケット・フォーマットをそれぞれ示している。但し、各図において１ＯＦＤＭシンボルは４マイクロ秒であるとする。
図５に示すレガシー・モード下のパケット（以下、「レガシー・パケット」とも呼ぶ）はＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと全く同じフォーマットである。レガシー・パケットのヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知トレーニング・シンボルＳＴＳからなるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＴＦ）と、同期獲得並びにチャネル等化用の既知トレーニング・シンボルＬＴＳの繰り返しからなるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ ＬＴＦ）と、伝送レートやデータ長などを記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＩＧｎａｌ ｆｉｅｌｄ）で構成され、これに続いてペイロード（Ｄａｔａ）が送信される。
また、図６に示すパケット（以下、「ＭＭパケット」とも呼ぶ）のヘッダ部は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとまったく同じフォーマットからなるレガシー・プリアンブルと、これに続くＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）及びデータ部で構成される。ＭＭパケットは、レガシー・パケットにおけるＰＨＹペイロードに相当する部分がＨＴフォーマットで構成されており、このＨＴフォーマット内は、再帰的にＨＴプリアンブルとＰＨＹペイロードで構成されると捉えることもできる。
ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳやペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣ（自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側で空間変調（マッピング）された入力信号毎にチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。
なお、２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている。したがって、空間ストリーム数に応じて１以上のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加されることになる。
ＭＭパケット中のレガシー・プリアンブルは、レガシー・パケットのプリアンブルと全く同じフォーマットであるとともに（図１３を参照のこと）、レガシー端末がデコード可能な伝送方式で伝送される。これに対し、ＨＴプリアンブル以降のＨＴフォーマット部分はレガシー端末が対応していない伝送方式で伝送される。
図５に示したレガシー・パケット並びに図６に示したＭＭパケットのいずれのパケット・フォーマットであっても、パケットの先頭には図１３に示したレガシー・プリアンブルを含み、同期回路２２２内では、０．８マイクロ秒毎の１０回の既知シーケンスＳＴＳの繰り返しからなるＬ−ＳＴＦ部分の自己相関をとることによりパケット発見並びにパケット発見予告を行なうことができる。
図７には、同期回路２２２内でパケット発見並びにパケット発見予告を行なうための機能的構成を示している。また、図８には、図７に示した各機能モジュールの出力チャートを示している。
遅延部７０１は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒間隔の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。また、複素共役部７０２は、この遅延信号の共役複素数をとる。そして、乗算部７０３では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期間隔（０．８マイクロ秒）分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。
第１の平均部７０４は、Ｌ−ＳＴＦ区間全体を移動平均区間として、乗算部７０３が出力する積の移動平均を計算して自己相関値を求める。そして、第１の判定部７０６は、この自己相関値が所定の閾値を超えたタイミングでパケットを発見する。
ここで、乗算部７０３が出力する受信信号と遅延信号との複素共役乗算結果は、Ｌ−ＳＴＦの既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返しが開始してから０．８マイクロ秒後からＬ−ＳＴＦが終了する８．０マイクロ秒まで、図８中の参照番号８０５で示すように、一定値となる矩形形状となる。第１の平均部７０４がこの区間に相当する７．２マイクロ秒分の移動平均を計算すると、図８中の参照番号８０６で示すように、上記の矩形形状が積分されて３角形状となる。したがって、第１の判定部７０６は、Ｌ−ＳＴＦ区間長の移動平均と閾値を比較して、パケット発見判定をすることができる。
また、同期回路２２２内では、パケットの先頭から４マイクロ秒以内でＣＣＡ信号を出力し、また、ＡＧＣゲインを固定するためのトリガとなるべく、パケット発見判定より先にパケット発見予告を行なうようになっている。すなわち、第２の平均部７０５は、０．８マイクロ秒間隔で受信信号と遅延信号の複素共役乗算結果を移動平均して自己相関を計算し、第２の判定部７０７がその自己相関値を閾値と比較して自己相関としてパケット発見予告を判定する。パケット発見予告は、物理層からＭＡＣ層へのＣＣＡ信号の出力や、ＡＧＣゲインを固定するトリガとなる。
ここで、パケット発見判定よりも早く４マイクロ秒以内のタイミングでパケット発見予告を行なうには、第２の平均部７０５ではパケット発見時と同様にＬ−ＳＴＦ区間全体を移動平均区間として受信信号と遅延信号の複素共役乗算結果の移動平均をとって自己相関を計算し、第２の判定部７０７ではパケット発見時よりも低い別の閾値と比較することによっても可能である。ところが、パケットの先頭から４マイクロ秒という段階での８マイクロ秒という移動平均区間の前半半分は、パケット到来前のノイズ区間である。すなわち、第２の平均部７０５には、まだパケット先頭から４マイクロ秒までの部分に由来する受信信号と遅延信号の複素共役乗算結果が入力されているだけで、半分以上はパケット到来前のノイズ区間で求めた複素共役乗算結果が残っている。パケットの先頭から４マイクロ秒という段階での自己相関を低めの閾値と比較する場合には、ノイズやＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ以外の信号に対してはパケット発見予告信号が出易く、誤りが起こり易い。
そこで、４マイクロ秒以内のタイミングで的確なパケット発見予告を判定するために、第２の平均部７０５は、パケット発見予告を行ないたい短時間（４マイクロ秒）に対応した短い移動平均区間での移動平均を計算し、第２の判定部７０７は、第１の判定部４０６が使用するパケット発見用の閾値よりも低い、パケット発見予告用の閾値で移動平均値と比較する。パケットの先頭から４マイクロ秒という段階では、第２の平均部７０５には、パケット先頭から４マイクロ秒までの部分に由来する受信信号と遅延信号の複素共役乗算結果が入力され、パケット到来前のノイズ区間で求めた複素共役乗算結果は残らない。したがって、ノイズやＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ以外の信号に対してはパケット発見予告信号が出難くなる。
第２の平均部７０５が、図８中の参照番号８０５で示した矩形形状をプリアンブル区間長よりも短めの移動平均区間の移動平均を計算すると、３角形状８０６（前述）ではなく、図８中の参照番号８０７で示すように平均値は台形形状の経過を辿る。図８から明らかなように、台形形状８０７の高さは３角形状８０６のピークよりも低いものとなる。このため、第２の判別部７０７は、予告漏れのないように、パケット発見予告用の閾値を台形形状８０７の上底が下回わらないように設定する必要がある。
ここで、万一、台形形状８０７の上底がパケット発見予告用の閾値にかからない場合には、第２の判別部７０７からはパケット発見予告が出力されないことになる。このような事態に対処するため、第１の判定部７０６は、パケット発見を判定したときに、まだ第２の判定部７０７からパケット発見予告が出力されていないときには、パケット発見とともにパケット発見予告を同時に出力するようにすればよい、これによって、第２の判定部７０７がパケット発見予告にミスしても、物理層からＭＡＣ層へＣＣＡ信号を確実に出力し、且つ、ＡＧＣゲインが確実に固定されるようにすることができる。図７中で、第１の判定部７０６から第２の判定部７０７へ向かう矢印は、第２の判定部７０７がパケット発見予告を判定したか否かの状態を確認するための信号線に相当する。
このように、図７に示した同期回路２２２によってパケット発見並びにパケット発見予告を行なうと、ノイズやＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ以外の信号に対してはパケット発見予告信号が出難くなるので、無用なＣＣＡによる送信抑制を減らして実際上の通信容量を向上させることが可能である。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ信号に対してはパケット発見予告をするタイミングの精度を向上させることができる。
この結果、パケット発見予告がＡＧＣゲインを固定する指標としての信頼性も向上し、Ｌ−ＳＴＦ区間内で確実にＡＧＣゲイン調節とＤＣオフセットの修正を終了させることができる。これにより、後続の周波数オフセットやチャネルを推定するＬ−ＬＴＦ区間に到達する時点では、確実にＡＧＣゲインが最適に調整され且つＤＣオフセットも補正された状態で受信できるようになっているので、周波数オフセットとチャネル推定に対する悪影響をなくし、デコード・エラーを発生し難くなる。
図９には、同期回路２２２内でパケット発見並びにパケット発見予告を行なうための他の構成例を示している。
遅延部９０１は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒間隔の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。また、複素共役部９０２は、遅延部９０１が出力する遅延信号の共役複素数をとる。乗算部９０３では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期間隔（０．８マイクロ秒）分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。そして、第１の平均部９０６は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの１繰り返し周期を移動平均区間として移動平均を求める。１繰り返し周期分の移動平均は、図８中の参照番号８０８で示しているが、同図の参照番号６０７で示した、５繰り返し周期に相当する４マイクロ秒を区間とした移動平均よりも低い台形形状となる。
また、複素共役部９０５は受信信号の共役複素数をとり、乗算部９０５では受信信号同士の複素共役乗算を行なって受信号電力を求める。そして、第２の平均部９０７は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期２個分の区間にわたる移動平均をとって、平均受信電力（受信サンプルの２乗の移動平均）を求める。
正規化部９０８は、第１の平均部９０６から出力される自己相関を、第２の平均部９０７から出力される平均受信電力で逐次正規化する。受信機はＡＧＣゲインを最大に設定して受信待機するが、ここでの正規化処理によって、パケット先頭でのＡＧＣゲインの変動の影響を排除することができる。
後段の直列接続された８個の遅延部９０９〜９１６は、それぞれ既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒の遅延時間を持つ遅延素子からなる。遅延部９０９〜９１６の個数は、既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数に相当する。図１０には、正規化部９０８で正規化された、１繰返し周期を移動平均区間とする移動平均が、８個の遅延部９０９〜９１６によって繰り返し周期（０．８マイクロ秒）ずつ遅延が与えられている様子を示している。同図中の参照番号１００１は正規化部９０８の出力であり、参照番号１００２〜１００９はそれぞれ各遅延部９０９〜９１６の出力である。
第１の合計部９１７は、正規化部９０８の出力及びすべての遅延部９０９〜９１６の出力１００１〜１００９の合計をとる。この合計値は、Ｌ−ＳＴＦ区間全体を移動平均区間とした正規化自己相関を求めることに相当し、図１０中の参照番号１０１０で示すような３角形状となる。したがって、第１の判定部９１８は、第１の合計部９１７の出力と閾値（図１０中の参照番号１０１１）を比較して、パケット発見判定をすることができる。
また、同期回路２２２内では、パケットの先頭から４マイクロ秒以内でＣＣＡ信号を出力し、また、ＡＧＣゲインを固定するためのトリガとなるべく、パケット発見判定より先にパケット発見予告を行なう。パケット発見予告は、物理層からＭＡＣ層へのＣＣＡ信号の出力や、ＡＧＣゲインを固定するトリガとなる。
ここで、パケット発見判定よりも早く４マイクロ秒以内のタイミングでパケット発見予告を行なうには、第１の合計部９１７が出力する３角形状の波形からなる正規化自己相関を、図１０中の参照番号１０１１で示したパケット発見用の閾値よりも低い、参照番号１０１２で示すパケット発見予告用の閾値と比較するという方法も考えられる。ところが、パケットの先頭から４マイクロ秒という段階での８マイクロ秒という移動平均区間の前半半分は、パケット到来前のノイズ区間である。すなわち、正規化部５０８には、まだパケット先頭から４マイクロ秒までの部分に由来する受信信号と遅延信号の複素共役乗算結果が入力されているだけで、半分以上はパケット到来前のノイズ区間で求めた複素共役乗算結果が残っている。図１１には、パケット到来前のノイズが残っている場合の正規化自己相関の波形例を示している。図示のように、本来の信号の１繰り返し周期分の正規化自己相関結果に相当する低い台形形状の波形の前に、正規化されたノイズ波形が乗っている。このようなノイズ成分も、すべての遅延部９０９〜９１６の出力の合計をとると、ノイズ成分部分の正規化自己相関も高いレベルとなり、参照番号１０１２で示した低い閾値を超え、エラーを引き起こす可能性がある。
そこで、４マイクロ秒以内のタイミングで的確なパケット発見予告を判定するために、第２の合計部９１９は、正規化部９０８の出力１００１と、前半３個の遅延部９０９〜９１１の出力１００２〜１００４の合計をとる。最後尾の遅延部９１１の出力における合計の遅延時間はパケットの先頭から４マイクロ秒以内であり、第２の合計部９１９はパケット発見予告を行なうべき区間長を移動平均区間とした正規化自己相関を求めることに相当する。パケットの先頭から４マイクロ秒という段階では、正規化部５０８には、パケット先頭から４マイクロ秒までの部分に由来する受信信号と遅延信号の複素共役乗算結果が入力され、パケット到来前のノイズ区間で求めた複素共役乗算結果は残らない。したがって、ノイズやＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ以外の信号に対してはパケット発見予告信号が出難くなる。
第２の合計部９１９が、正規化部９０８の出力１００１と、前半３個の遅延部９０９〜９１１の出力１００２〜１００４の合計をとると、３角形状１０１０ではなく、図１２中の参照番号１２１０で示すように、正規化自己相関は台形形状の経過を辿る。この台形形状１２１０の高さは３角形状１０１０のピークよりも低いものとなる。このため、第２の判別部９２７は、予告漏れのないように、パケット発見予告用の閾値１２１２を台形形状１２１０の上底が下回わらないように設定する必要がある。
ここで、万一、台形形状１２１０の上底がパケット発見予告用の閾値１２１２にかからない場合には、第２の判別部９２０からはパケット発見予告が出力されないことになる。このような事態に対処するため、第１の判定部９１８は、パケット発見を判定したときに、まだ第２の判定部９２０からパケット発見予告が出力されていないときには、パケット発見とともにパケット発見予告を同時に出力するようにすればよい、これによって、第２の判定部９２０がパケット発見予告にミスしても、物理層からＭＡＣ層へＣＣＡ信号を確実に出力し、且つ、ＡＧＣゲインが確実に固定されるようにすることができる。図９中で、第１の判定部９１８から第２の判定部９２０へ向かう矢印は、第２の判定部９２０がパケット発見予告を判定したか否かの状態を確認するための信号線に相当する。
このように、図９に示した同期回路２２２によってパケット発見並びにパケット発見予告を行なうと、ノイズやＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ以外の信号に対してはパケット発見予告信号が出難くなるので、無用なＣＣＡによる送信抑制を減らして実際上の通信容量を向上させることが可能である。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎ信号に対してはパケット発見予告をするタイミングの精度を向上させることができる。
この結果、パケット発見予告がＡＧＣゲインを固定する指標としての信頼性も向上し、Ｌ−ＳＴＦ区間内で確実にＡＧＣゲイン調節とＤＣオフセットの修正を終了させることができる。これにより、後続の周波数オフセットやチャネルを推定するＬ−ＬＴＦ区間に到達する時点では、確実にＡＧＣゲインが最適に調整され且つＤＣオフセットも補正された状態で受信できるようになっているので、周波数オフセットとチャネル推定に対する悪影響をなくし、デコード・エラーを発生し難くなる。
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
本明細書では、複数のアンテナを備えチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＭＩＭＯ通信機を採り上げているが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。単一の送受信アンテナからなるＳＩＳＯ通信機にも同様に本発明を適用することができる。
また、本発明の適用範囲は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎなどの無線ＬＡＮ規格に限定されるものではなく、さまざまなディジタル無線技術に遍く本発明を利用することができる。
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
図１は、ＭＩＭＯ通信装置の送信系統の構成例を示した図である。 図２は、ＭＩＭＯ通信装置の受信系統の構成例を示した図である。 図３は、受信ブランチ毎のＲＦ部２３０内の構成例を示した図である。 図４は、ＡＧＣアンプ３３の制御をディジタル・ドメインで行なうコントロール・ループの構成例を示し 図５は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのレガシー・モードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 図６は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのレガシー・モードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 図７は、同期回路２２２内でパケット発見並びにパケット発見予告を行なうための機能的構成を示した図である。 図８は、図７に示した各機能モジュールの出力チャートを示した図である。 図９は、同期回路２２２内でパケット発見並びにパケット発見予告を行なうための他の構成例を示した図である。 図１０は、正規化された移動平均が８個の遅延部９０９〜９１６によって繰り返し周期（０．８マイクロ秒）ずつ遅延が与えられている様子を示した図である。 図１１は、パケット到来前のノイズが残っている場合の正規化自己相関の波形例を示した図である。 図１２は、第２の合計部９１９から出力される正規化自己相関の波形例１２１０並びにパケット発見予告用の閾値１２１２を示した図である。 図１３は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示した図である。
符号の説明
３１…低雑音アンプ（ＬＮＡ）
３２…直交変調器
３３…ＡＧＣアンプ
３４…アナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）
１００…データ発生器
１０２…スクランブラ
１０４…符号化器
１０６…データ振り分け部
１０８…パンクチャ
１１０…インタリーバ
１１１…セレクタ
１１２…マッパー
１１４…ビーム・フォーミング部
１１４ａ…ビーム生成用送信重み行列計算部
１１４ｂ…送信重み行列計算部
１１６…高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）
１１８…ガード挿入部
１２０…送信ＩＱ誤差補正部
１２２…ディジタル・フィルタ
１２４…ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）
１２６…ＲＦ部
２００…データ取得部
２０２…デスクランブラ
２０４…復号器
２０６…データ合成部
２０８…デパンクチャ
２１０…デインタリーバ
２１２…デマッパー
２１４…チャネル等化回路
２１６…空間分離部
２１６ａ…チャネル行列推定部
２１６ｂ…アンテナ重み行列演算部
２１６ｃ…アンテナ重み行列乗算部
２１８…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２２０…ガード除去部
２２２…同期回路
２２４…受信ＩＱ誤差補正部
２２６…ディジタル・フィルタ
２２８…ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
２３０…ＲＦ部
７０１…遅延部
７０２…複素共役部
７０３…乗算部
７０４…第１の平均部
７０５…第２の平均部
７０６…第１の判定部
７０７…第２の判定部
９０１…遅延部
９０２…乗算部
９０３…複素共役部
９０４…乗算部
９０５…複素共役部
９０６…第１の平均部
９０７…第２の平均部
９０８…正規化部
９０９〜９１６…遅延部
９１７…第１の合計部
９１８…第１の判定部
９１９…第２の合計部
９２０…第２の判定部

Claims (16)

  1. パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうパケット検出装置であって、
    第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算部と、
    前記第１の自己相関部が算出した第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定部と、
    パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算部と、
    前記第２の自己相関部が算出した第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定部と、
    を具備することを特徴とするパケット検出装置。
  2. 前記第１の区間は前記プリアンブル区間長に相当し、前記第２の区間は第１の区間より短い、
    ことを特徴とする請求項１に記載のパケット検出装置。
  3. 前記第１及び第２の自己相関計算部は、受信信号と前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期分だけ前に受信した遅延信号との複素共役乗算結果の移動平均をそれぞれ前記第１及び第２の区間でとる、
    ことを特徴とする請求項１に記載のパケット検出装置。
  4. 前記第１の判定部は、パケット発見を判定した時点で前記第２の判定部がまだパケット発見予告を判定していないときには、パケット発見予告を併せて行なう、
    ことを特徴とする請求項１に記載のパケット検出装置。
  5. パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうパケット検出装置であって、
    前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算部と、
    前記自己相関計算部が算出した自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化部と、
    前記の正規化された自己相関を、前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延を与える、前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数に相当する個数だけ直列接続された複数の遅延部と、
    前記正規化部及び前記の直列接続されたすべての遅延部からそれぞれ出力される正規化自己相関を合計する第１の合計部と、
    前記第１の合計部が算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定部と、
    前記正規化部及び前記の直列接続された遅延部の先頭から所定個数までからそれぞれ出力される正規化自己相関を合計する第２の合計部と、
    前記第２の合計部が算出した第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定部と、
    を具備することを特徴とするパケット検出装置。
  6. 前記第２の合計部が合計をとる最後尾の遅延部の出力における合計の遅延時間はパケット発見予告を行なうべき区間長に相当する、
    ことを特徴とする請求項５に記載のパケット検出装置。
  7. 前記第１の判定部は、パケット発見を判定した時点で前記第２の判定部がまだパケット発見予告を判定していないときには、パケット発見予告を併せて行なう
    ことを特徴とする請求項５に記載のパケット検出装置。
  8. パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうパケット検出方法であって、
    第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算ステップと、
    前記第１の自己相関ステップにおいて算出した第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定ステップと、
    パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算ステップと、
    前記第２の自己相関ステップにおいて算出した第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定ステップと、
    を具備することを特徴とするパケット検出方法。
  9. パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうパケット検出方法であって、
    前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算ステップと、
    前記自己相関計算ステップにおいて算出した自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化ステップと、
    前記正規化ステップにより得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関を前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数だけ前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第１の合計ステップと、
    前記第１の合計ステップにおいて算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定ステップと、
    前記正規化ステップにより得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関をパケット発見予告を行なうべき区間長に相当する遅延時間に至るまで前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第２の合計ステップと、
    前記第２の合計ステップにおいて算出した第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定ステップと、
    を具備することを特徴とするパケット検出方法。
  10. 既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信部と、
    第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算部と、
    前記第１の自己相関部が算出した第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定部と、
    パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算部と、
    前記第２の自己相関部が算出した第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定部と、
    前記第２の判定部が判定したパケット発見予告に応じて所定の処理を行なうパケット発見予告処理部と、
    を具備することを特徴とする無線通信装置。
  11. 既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信部と、
    前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算部と、
    前記自己相関計算部が算出した自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化部と、
    前記の正規化された自己相関を、前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延を与える、前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数に相当する個数だけ直列接続された複数の遅延部と、
    前記正規化部及び前記の直列接続されたすべての遅延部からそれぞれ出力される正規化自己相関を合計する第１の合計部と、
    前記第１の合計部が算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定部と、
    前記正規化部及び前記の直列接続された遅延部の先頭から所定個数までからそれぞれ出力される正規化自己相関を合計する第２の合計部と、
    前記第２の合計部が算出した第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定部と、
    前記第２の判定部が判定したパケット発見予告に応じて所定の処理を行なうパケット発見予告処理部と、
    を具備することを特徴とする無線通信装置。
  12. 前記パケット発見予告処理部は、前記パケット発見予告に応じて、物理層からＭＡＣ層へのＣＣＡ信号の出力を行ない、又は、前記受信部におけるＡＧＣゲインを固定する、
    ことを特徴とする請求項１０又は１１のいずれかに記載の無線通信装置。
  13. 既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信ステップと、
    第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算ステップと、
    前記第１の自己相関ステップにおいて算出した第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定ステップと、
    パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算ステップと、
    前記第２の自己相関ステップにおいて算出した第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定ステップと、
    前記第２の判定ステップにおいて判定したパケット発見予告に応じて所定の処理を行なうパケット発見予告処理ステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
  14. 既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信ステップと、
    前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算ステップと、
    前記自己相関計算ステップにおいて算出した自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化ステップと、
    前記正規化ステップにより得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関を前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数だけ前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第１の合計ステップと、
    前記第１の合計ステップにおいて算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定ステップと、
    前記正規化ステップにより得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関をパケット発見予告を行なうべき区間長に相当する遅延時間に至るまで前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第２の合計ステップと、
    前記第２の合計ステップにおいて算出した第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定ステップと、
    前記第２の判定部が判定したパケット発見予告に応じて所定の処理を行なうパケット発見予告処理ステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
  15. パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターに対し、
    第１の区間にわたる受信信号の第１の自己相関を求める第１の自己相関計算手順と、
    前記第１の自己相関手順を実行して算出された第１の自己相関と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定手順と、
    パケット発見予告を行なうべき区間長に相当する第２の区間にわたる受信信号の第２の自己相関を求める第２の自己相関計算手順と、
    前記第２の自己相関手順を実行して算出された第２の自己相関と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定手順と、
    を実行させるためのコンピューター・プログラム。
  16. パケットの先頭に付加された、既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを用いて受信信号からパケットの検出を行なうための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターに対し、
    前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期毎の受信信号の自己相関を求める自己相関計算手順と、
    前記自己相関計算手順を実行して算出された自己相関を該当区間における平均受信信号電力で正規化する正規化手順と、
    前記正規化手順を実行することによって得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関を前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数だけ前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第１の合計手順と、
    前記第１の合計手順を実行して算出した第１の正規化自己相関合計と第１の自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する第１の判定手順と、
    前記正規化手順を実行することによって得られる正規化自己相関と、該正規化自己相関をパケット発見予告を行なうべき区間長に相当する遅延時間に至るまで前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期ずつ遅延させた各遅延信号を合計する第２の合計手順と、
    前記第２の合計手順を実行して算出された第２の正規化自己相関合計と、前記第１の自己相関閾値よりも低い第２の自己相関閾値との比較結果を基にパケット発見予告を判定する第２の判定手順と、
    を実行させるためのコンピューター・プログラム。
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