JP2010010772A - データ通信システム及びデータ通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】親機、複数台の中継機、複数台の子機を備えた通信システムの子機の台数が多数であり、各中継機が同時に送信しても、信号が衝突せず、必要最小限の識別利得を確保して情報を多重伝送できるようにする。
【解決手段】開示されるデータ通信システムは、親機と中継機との間で同期を取るためのビーコン信号ＢＣ１と、中継機と各子機との間で同期を取るための多重化されたビーコン信号ＢＣ２とを発生する同期信号発生手段を有している。また前記データ通信システムは、送信側のビーコン信号ＢＣ２の前記複数種類のＭ系列符号の内対応するＭ系列符号と同じ係数をフィルタ係数とした相関フィルタを用いて前記多重化されたビーコン信号ＢＣ２の相関検出を行い、所定期間おける当該相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定することで前記ビーコン信号ＢＣ２を選択して検出する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、
親機と、中継機と、中継機に属する複数台の子機との間でデータ通信を行うデータ通信システム及びデータ通信方法に関し、特に、電力線を介して情報通信を行う電力線通信（ＰＬＣ：Power Line Communication）システムに用いて最適なデータ通信システム及びデータ通信方法に関する。

パチンコ店等の遊技店（ホール）では当然遊技者ごとにパチンコ遊技機等の遊技機が設けられ、学校では児童、生徒又は学生及び教職員ごとにパーソナルコンピュータ（パソコン）が設けられていることが多い。さらに、最近の病院には、医師や看護婦ごとにパソコンが設けられているだけでなく、病棟のベッドごとに情報端末が設けられているものがある。

遊技機、パソコン、情報端末等（以下総称するときは、「端末」という。）とサーバや管理装置等は、通常、専用の通信ケーブルを介して接続されるが、既存の施設に通信ケーブルを敷設するのでは、経費も時間もかかってしまう。そこで、最近では、施設に当初より設置され、端末に電力を供給する電力線を介して情報通信を行うＰＬＣシステムが以下に示すように提案されている。

すなわち、従来、電力線ネットワークを介してデータをポイント・ツー・マルチポイントディジタル伝送する多重アクセス及び多重伝送方法がある。この方法では、アップストリームチャンネル及びダウンストリームチャンネルにより、電力線ネットワーク上で双方向通信する複数のユーザ装置と１つのヘッドエンド装置とが設けられている。アップストリームチャンネルでは、データは複数のユーザ装置からヘッドエンド装置に伝送され、ダウンストリームチャンネルでは、データはヘッドエンド装置から複数のユーザ装置に伝送される。

各ユーザ装置及び各ヘッドエンド装置は、複数のユーザ装置が送信可能な情報量を最大化し、かつ、複数のユーザ装置における遅延時間を最小化するための媒体アクセスコントローラ（ＭＡＣ）を含んでいる。電力線ネットワークは、周波数分割多重及び時分割多重の少なくとも一方によりアップストリームチャンネル及びダウンストリームチャンネルに分割される。

また、この方法では、ＯＦＤＭＡ（直交周波数分割多重アクセス）、ＴＤＭＡ（時分割多重アクセス）及びＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）のうちの少なくとも１つのアクセス方法を用いて、アップストリームチャンネルにおける複数のユーザ装置による同時アクセスが可能である。

さらに、この方法では、搬送波ごとのビット数増大又はＳ／Ｎ向上により、ＯＦＤＭシステムにおける各搬送波の伝送容量を増大させ、アップストリームチャンネル及びダウンストリームチャンネルの両方において伝送容量を最大化するように、各搬送波を、その時点で送信する情報を有する１つ又は複数のユーザ装置に対して動的に割り当てる基準をサポートしている。

また、この方法では、情報のタイプと送信を要求するユーザ装置とに依存してサービス品質（ＱｏＳ）を調整することをサポートしている。サービス品質は、異なる瞬間における周波数応答と、複数のユーザ装置及びヘッドエンド装置の間の異なる距離とに従って適応化可能である。

さらに、この方法では、システムの全帯域幅にわたって、複数のユーザ装置及びヘッドエンド装置によって観測されるＳ／Ｎを常に計算しかつモニタリングすることにより、個々の通信要求の間で、利用可能な帯域幅をヘッドエンド装置により動的に割り当てることをサポートしている。これにより、ＯＦＤＭシステムにおけるすべての搬送波は、各瞬間における各ユーザ装置の送信の必要性と、当該ユーザ装置に対して確立されたサービス品質（ＱｏＳ）パラメータと、システムの全容量を最大化する基準と、送信遅延時間を最小化する基準とに従って分配される。

分配される伝送リソースは、ＯＦＤＭＡが使用される場合には１つのシンボルに係る複数の搬送波において、ＴＤＭＡが使用される場合には時間的にシンボル間において、ＣＤＭＡが使用される場合には複数の符号において、複数のユーザ装置間で再分配され、常に変化する電力線の品質パラメータを常にモニタリングすることにより再分配を最適化している（例えば、特許文献１参照。）。

特表２００４−５３１９４４号公報

ところで、前述したホール、学校、病院等の施設が大規模になるに従って、端末の台数も当然増大する。ホールでは、例えば、最大で２４００台の遊技機が設置されることがある。ホールでは、複数台の遊技機をひとまとまりとして「島」と呼び、この「島」を複数個設けることにより全体のシステムを構築しており、大規模なホールでは最大６３個の「島」が設けられていることが想定される。したがって、最大で２４００台の端末が接続されるシステムを構築するには、６３個の「島」入口それぞれに６３個の中継機を設置するとともに、各中継機に最大で６４台の子機をそれぞれ設置する必要がある。

このため、６３台の中継機が同時に信号を送信した場合、信号の衝突を回避するために、６３分割で信号を多重伝送する必要がある。信号の分割手法として、時間効率や符号効率の観点から周波数分割だけを採用した場合、６３分割とする必要がある。市販されている屋内高速ＰＬＣモデムでは、最大６４台同時利用が可能であり、リピータ機能を用いることにより、最大１０２４台にまで拡張できると宣伝されているものがある。例えば、http:www.hitachijoho.com/solution/network/plc.htmlを参照されたい。
ところが、ＰＬＣシステムでは、特定の周波数の伝送を保証できないため、安定した同期確立を行うためには、分割数をある程度、制限する必要がある。実際の分割数は、発明者らの過去の経験から最大でも１６〜３２分割以下に抑えた方が得策と考えられる。

一方、信号の分割手法として、符号分割を採用した場合には、各信号、特に、同期信号を識別するための必要最小限の識別利得を確保するためには、符号長が長くなり、オーバーヘッド（信号処理に直接関係しない時間）が増大し、ＭＡＣ効率（対物理レイヤー利用効率）が低下してしまう。何故なら、１台の親機、複数台の中継機、各中継機ごとの複数台の子機で構成した場合、各中継機は、親機から送信される同期信号（第１同期信号）を受信しているが、隣接する中継機は当該中継機に属する各子機に第１同期信号とは異なる同期信号（第２同期信号）を出力しているため、第１同期信号を識別できる必要がある。一方、子機は、親機から送信される第１同期信号や複数台の中継機から送信される複数の第２同期信号を受信する場合があるので、自機宛の第２同期信号を識別できない場合には、自機が属しない中継機から送信される第２同期信号に同期してしまうおそれがあるからである。

また、前述した多重アクセス及び多重伝送方法では、周波数と時間軸が分割され、多重化されているため、受信ダイナミックレンジが大きく確保できないという問題があった。以下、その理由を説明する。周波数分割多重でデータ通信した場合、例えば、子機を中心に考えると、近接した子機から送信された信号のレベルは大きい一方、遠く離れた中継機から送信された信号のレベルは小さい。これらの信号は、電力線で多重化された後、当該子機で受信される。当該子機の受信側のＡ／Ｄ変換器は、例えば、分解能が１２ビットである場合、Ｓ／Ｎが最大で７４ｄＢ程度に制限されている。受信信号を飽和させないで取り込む必要があるため、Ａ／Ｄ変換器前段のアンプのゲインは低く抑えられる。この結果、小さな受信信号は益々ノイズに埋もれてしまうからである。

本発明は、前述した事情に鑑みてなされたものであり、前述のような問題を解決することを課題の一例とするものであり、これらの課題を解決することができるデータ通信システム及びデータ通信方法を提供することを目的とする。

前述した課題を解決するために、請求項１記載の発明に係るデータ通信システムは、親機と、中継機と、前記中継機に属する複数台の子機との間でデータ通信を行うデータ通信システムであって、前記親機と前記中継機との間で同期を取るための第１の同期信号と、前記中継機と当該中継機に属する各子機との間で同期を取るための多重化された第２の同期信号とを発生する同期信号発生手段と、前記第２の同期信号の分離を行う多重分離処理手段とを有し、前記同期信号発生手段は、前記中継機の台数分の前記第２の同期信号を、異なる複数種類のＭ系列符号で符号分割多重するとともに、前記Ｍ系列符号ごとに周波数分割多重で発生し、前記多重分離処理手段は、送信側の前記複数種類のＭ系列符号の内、選択するＭ系列符号と同じ係数をフィルタ係数とした相関フィルタを用いて前記第２の同期信号の相関検出を行い、所定期間おける前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定することで前記第２の同期信号を検出し、
前記第２の同期信号以外の前記データは、異なるユーザデータを周波数分割多重することなく伝送する、ことを特徴とする。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のデータ通信システムに係り、前記Ｍ系列符号の段数がｐ（ｐは正の整数）であり、前記相関フィルタのサンプリング周期がＴである場合、前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定する前記所定期間は、（３×ｐ×Ｔ）であることを特徴とする。
また、請求項３に記載の発明に係るデータ通信方法は、親機と、中継機と、前記中継機に属する複数台の子機との間でデータ通信を行うデータ通信方法であって、前記親機と前記中継機との間で同期を取るための第１の同期信号を発生するとともに、前記中継機と当該中継機に属する各子機との間で同期を取るための前記中継機の台数分の第２の同期信号を、異なる複数種類のＭ系列符号で符号分割多重するとともに、前記Ｍ系列符号ごとに周波数分割多重で発生し、前記第２の同期信号の分離を行う際に、送信側の前記複数種類のＭ系列符号の内、対応するＭ系列符号と同じ係数をフィルタ係数とした相関フィルタを用いて前記第２の同期信号の相関検出を行い、所定期間おける前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定することで前記第２の同期信号を検出し、前記第２の同期信号以外の前記データは、異なるユーザデータを周波数分割多重することなく伝送することを特徴とする。
また、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のデータ通信方法に係り、前記Ｍ系列符号の段数がｐ（ｐは正の整数）であり、前記相関フィルタのサンプリング周期がＴである場合、前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定する前記所定期間は、（３×ｐ×Ｔ）であることを特徴とする。

本発明によれば、親機と、複数台の中継機と、各前記中継機に属する複数台の子機を備えたデータ通信システムを構成する子機の台数が例えば、２４００台程度と多数であって、複数台の中継機が同時に信号を送信した場合でも、信号が衝突することなく、また同期信号を識別するための必要最小限の識別利得を確保して、データ通信することができる。
また、本発明によれば、第２の同期信号以外のデータは、異なるユーザデータを周波数分割多重することなく伝送しているので、受信ダイナミックレンジを大きく確保することができる。
また、本発明によれば、前記第２の同期信号の分離を行う際に、送信側の前記複数種類のＭ系列符号の内、対応するＭ系列符号と同じ係数をフィルタ係数とした相関フィルタを用いて前記第２の同期信号の相関検出を行い、所定期間おける前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定することで前記第２の同期信号を検出ているので、高い安定性と識別利得確保を実現することができる。

以下、図面を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。
図１は、本発明の実施の形態に係るデータ通信システムを適用したＰＬＣシステムの概略構成を示すブロック図である。本実施の形態に係るＰＬＣシステムは、最大で２４００台の遊技機（端末）１が設置されるホールに適用されるものである。各端末１には、それぞれＰＬＣモデム（図示略）を有する子機２がそれぞれ接続されている。ここで端末１は、例えば、プリペイドカードに対応したパチンコ遊技機（ＣＲ機）、回胴式遊技機（パチスロ）であり、子機２は、例えば、パチンコ遊技機の横に配置され、パチンコ遊技機と接続する玉貸用のカードリーダーユニット（ＣＲユニット）、パチンコ遊技機や回胴式遊技機の上方に配置され、パチンコ遊技機や回胴式遊技機と接続して当たりの回数等の遊技上のデータを表示するデータ表示機のことである。
各端末１は、最大で６４台がひとまとまりとなって島３を構成しており、各島３には、ＰＬＣモデム（図示略）を有する１台の中継機４が設けられている。島３は最大で６３個設けられるため、中継機４は、最大で６３台が必要となる。

各中継機４は、ＡＣ１００Ｖの電力を供給するための電源ケーブル５を介して例えば、３２分岐回路６及び分岐アダプタ（分岐ＡＤＰ）７に接続されている。３２分岐回路６は、後述するフロア入口分電盤３１から供給されるＡＣ１００Ｖ単相２線又はＡＣ１００Ｖ単相３線の電圧を最大で３２分岐して、電源ケーブル５及び８を介して、それぞれ中継機４、分岐ＡＤＰ７及び変圧器９に供給する。分岐ＡＤＰ７は、中継機４から電源ケーブル５を介して供給される信号を分岐して通信線１０を介して各子機２に供給するとともに、各子機２から通信線１０を介して供給される信号をまとめて電源ケーブル５を介して中継機４に供給する。変圧器９は、ＡＣ１００Ｖの電圧をＡＣ２４Ｖに変換して、電源ケーブル１１を介して各端末１に供給する。

一方、当該ホールが入っている建物の、例えば、屋上には、受電設備（図示略）が設けられている。この受電設備には、受電設備内分電盤２１が設けられている。受電設備内分電盤２１は、変圧器２２と例えば、６分岐回路２３とを有している。変圧器２２は、外部から供給されるＡＣ６．６ｋＶの電圧をＡＣ１００Ｖの電圧に変換して電源ケーブル２４を介して６分岐回路２３に供給する。６分岐回路２３は、変圧器２２から供給されるＡＣ１００Ｖの電圧を最大で６分岐して、電源ケーブル２５を介してフロア入口分電盤３１に供給する。

フロア入口分電盤３１は、１個の例えば、３２分岐回路３２と、複数個の例えば、３２分岐回路３３と、親機３４_１及び３４_２と、分岐アダプタ（分岐ＡＤＰ）３５とを有している。１個の３２分岐回路３２と、複数個の３２分岐回路３３とは、それぞれ独立した電源ケーブル２５を介して前述した６分岐回路２３からＡＣ１００Ｖの電力が供給されている。３２分岐回路３２は、電源ケーブル２６を介して親機３４_１にＡＣ１００Ｖの電力を供給している。この電源ケーブル２６は、電源ケーブル４２と接続されている。電源ケーブル４２は、ホール内監視室４１の壁コンセント４３と接続されている。

親機３４_１は、ＰＬＣモデム６１（図６参照）を有しており、ホール内監視室４１から電源ケーブル４２及び２６を介して供給される信号及び親機３４_２から信号線３７_１を介して供給される信号に基づいて、各種信号処理を行う。一方、親機３４_２もＰＬＣモデム６１（図示略）を有しており、親機３４_１から信号線３７_１を介して供給される信号及び分岐ＡＤＰ３５から通信線３７_２を介して供給される信号に基づいて、各種信号処理を行う。また、親機３４_２は、生成した信号を通信線３７_２を介して分岐ＡＤＰ３５に供給する。分岐ＡＤＰ３５は、親機３４_２から通信線３７_２を介して供給される信号を分岐して電源ケーブル３８を介して各３２分岐回路３３に供給するとともに、各３２分岐回路３３から電源ケーブル３８を介して供給される信号をまとめて通信線３７_２を介して親機３４_２に供給する。

ホール内監視室４１には、サーバ４４と、ホール内ＬＡＮ４５と、子機４６と概略設置されている。子機４６は、ＰＬＣモデム（図示略）を有しており、電源ケーブル４７及び差し込みプラグ４８を介して壁コンセント４３に接続されているとともに、通信線４９を介してホール内ＬＡＮ４５に接続されている。サーバ４４は、通信線５０を介してホール内ＬＡＮ４５と接続されている。ホール内ＬＡＮ４５は、通信線５１、ＷＡＮ５２及び通信線５３を介して、リモート監視センタ内に設置されたセンタ内サーバ５４に接続されている。

前述した構成において、最大で６３台の中継機４が同時に信号を送受信する場合、信号の衝突を回避するために、６３分割で信号を多重伝送する必要がある。信号の分割手法として、周波数分割又は符号分割のいずれか一方だけでは、前述したＰＬＣシステムの構築に不適切であることは既述の通りである。そこで、本実施の形態では、周波数分割を１６分割とするとともに、符号分割を４分割とすることにより、合計６３分割の条件を満たすこととした。

まず、周波数分割は１６分割であり、前述した周波数分割数の限界である最大３２分割より低く設定されているため、マージンが大きく、高い安定性が得られる。次に、符号分割数は４分割と少ないため、漏洩電波も６ｄＢ増以下に低減することが可能である。通常、符号を４個足すということは、４台の中継機４が同時に信号を送信することであり、漏洩電波も６ｄＢ増加することになるが、公知のピーク漏洩抑圧変調技術等を併用するとともに、直交関係にある符号系列を採用することにより、容易に漏洩電波も所望の許容値内に低減することが可能となる。なお、漏洩電波に関する許容値は、規格化されており、電気学会・高速電力線通信システムとＥＭＣ調査専門委員会編、「高速電力線通信システム（ＰＬＣ）とＥＭＣ」、第１版第１刷、株式会社オーム社、平成１９年１１月２０日（以下「技術文献」という。）のｐ．１１〜ｐ．１５に詳しい。

ここで、公知のピーク漏洩抑圧変調技術とは、１個の信号を送信する際に、そのエネルギーを時間軸上で分散して送信することにより、多重した時のピークが分散されるので、結果としてピーク漏洩が抑圧されるものをいう。なお、公知のピーク漏洩抑圧変調技術については、例えば、前述した技術文献のｐ．９７や特開２００７−３２５０７１号公報を参照されたい。

次に、符号（多重符号）を選択する条件として、例えば、（１）直交できること、（２）他の信号と識別するための識別利得が確保できること、（３）符号分割多重ができること、（４）十分な周波数許容範囲を確保できること、（５）符号分割数に対応した個数の異なる符号が確保できること、が挙げられる。

これらのうち、前述した（５）の条件において、「０」及び「１」の並びが一見異なっていても、ビットシフトすることにより完全に重なる場合には、位相が異なるのみで同一の符号であるとみなせる。このような位相のみが異なる拡散符号は、複数の情報を同一のタイミングで同期をとって伝送する同期符号分割多重接続（Ｓ−ＣＤＭＡ：Synchronous Code Division Multiple Access）では使用可能である。しかし、本実施の形態のように、複数の情報を同一のタイミングで同期をとることなく伝送する非同期符号分割多重接続（Ａ−ＣＤＭＡ：Asynchronous Code Division Multiple Access）では使用困難である。すなわち、符号は、すべて異なり、それぞれの符号間に相関（類似性）がないことが要求される。

そこで、前述した５つの条件を満たすものとして、疑似雑音（ＰＮ：pseudo noise）符号の一種であるＭ系列（maximum length sequence）符号を用いる。この点、Ｇｏｌｄ系列符号は、符号長が短い場合には前述した（２）の条件を満たさず、符号長が長い場合には前述した（４）の条件を満たさないため、適当でない。

本発明者らは、前述した（１）〜（４）の条件に基づいて、１段（１ＰＮ）、２段（１ＰＮ）、３段（１ＰＮ）、４段（１ＰＮ）、・・・と短い符号長から順に、（５）の条件である異なる種類の符号の数（今の場合、４個）を確保できるＭ系列符号を調査した結果、１３段（１３ＰＮ）が最も短い符号長であって、異なる４個のＭ系列符号を確保できることを突き止めた。このことから、本実施の形態では、図３に示す１３段のＭ系列符号（１３ＰＮ）を、周波数多重の同期信号であり、各中継機に属する各子機が当該中継機との間で同期を取るためのビーコン２信号（同期信号）ＢＣ２の基本パターンとして採用している。なお、図３の詳細については、後述する。また、ビーコン２信号（同期信号）ＢＣ２以外のデータは、ビーコン１信号（同期信号）ＢＣ１含めて周波数分割多重することなく時分割多重で伝送する。

次に、本実施の形態では、子機２及び４６、中継機４並びに親機３４_１及び３４_２を構成するＰＬＣモデムは、後述する多重分離処理部７３を構成するタイミング同期部（ＴＩＭ抽出＆ＰＬＬ）８２（図６参照）内に備えられたビーコン信号ＢＣ２検出回路１０１（図７参照）に、ＰＮフィルタ（ＰＮＦ）１０２及び１０９の二重のＰＮフィルタ構成（二重直交フィルタ手段）を用いている。また、信号系列再生回路１０７（図７参照）は、信号系列の相対位相信号を再生している。以上のことにより、親機３４_２と中継機４との間で同期をとるためのビーコン信号（同期信号）ＢＣ１又は、個々のチャネルが干渉せずに最終的なキャリアの位相及び振幅を調整するためのトレーニング信号ＴＲのいずれかが存在する環境下でも、安定した高い識別利得をビーコン信号ＢＣ２を用いて実現することができる。

さらに、本実施の形態では、ＰＬＣモデムを有する子機２及び４６、中継機４並びに親機３４_２は、後述する多重分離処理部７３を構成するタイミング同期部（ＴＩＭ抽出＆ＰＬＬ）８２（図６参照）内に備えられたビーコン信号ＢＣ２検出回路１０１（図７参照）の最終段に３９周期分の最大抽出回路１１１を設けている。これにより、高い安定性と識別利得確保を実現することができる。

以下、本実施の形態について、さらに詳細に説明する。
図２は、本実施の形態に係るＰＬＣシステムで送受信されるマスタフレームの構成の一例を示す図である。マスタフレームは、図２に示すように、第１及び第２の同期信号としてのビーコン信号ＢＣ１及びＢＣ２に送受信に用いられる同期信号エリアと、データの送受信に用いられるデータエリア等とから構成されている。図２から分かるように、ビーコン２信号ＢＣ２は、多重化されており、符号４分割として、４個の異なる、ビーコン信号ＢＣ２Ａ、ビーコン信号ＢＣ２Ｂ、ビーコン信号ＢＣ２Ｃ及びビーコン信号ＢＣ２Ｄが送受信されるとともに、周波数１６分割として、各ビーコン信号ＢＣ２Ａ、ＢＣ２Ｂ、ＢＣ２Ｃ及びＢＣ２Ｄごとに、１６種類のビーコン信号ＢＣ２Ａ＃０１〜ＢＣ２Ａ＃１６、ＢＣ２Ｂ＃０１〜ＢＣ２Ｂ＃１６、ＢＣ２Ｃ＃０１〜ＢＣ２Ｃ＃１６及びＢＣ２Ｄ＃０１〜ＢＣ２Ｄ＃１６が送受信される。

図３は、符号分割数４に対応した４個の異なる、ビーコン信号ＢＣ２Ａ、ＢＣ２Ｂ、ＢＣ２Ｃ及びＢＣ２Ｄについて、非反転パターンと反転パターンを示したものである。反転パターンは、非反転パターンの位相を１８０度回転したものであり、符号（正号「＋」及び負号「−」）を反転したものとなっている。非反転パターンと反転パターンとを設けているのは、偶数チャンネルと奇数チャンネルで直交関係を保ち、高い識別利得を得るためである。

また、図４は、前述した４個の異なるビーコン信号ＢＣ２のうち、ビーコン信号ＢＣ２Ａの自己相関特性の一例を示す図である。ビーコン信号ＢＣ２は、非反転パターンと反転パターンのいずれも同一の自己相関特性を示している。ビーコン信号ＢＣ２Ａ〜ＢＣ２Ｄをこのように構成しているのは、できるだけ相関をとるとともに、多重したときの時間波形のピークを抑えたり、雑音との相関を避けて利得を稼ぐためである。

また、図５は、ビーコン信号ＢＣ２Ａの送信パターンの一例を示す図である。図５は、ビーコン信号ＢＣ２Ａの符号コードを上位と下位の２段に分け、図３に示す下位の送信パターンである符号コード（１３ＰＮの直交系列）の上位にさらに図３に示す上位の送信パターンである符号コード（１３ＰＮの直交系列）を二重に多重することにより、最終的な送信パターンである１３周期分の送信コードを生成したものを示している。

図５において、符号パターンは偶数及び奇数の２段あるが、これは、周波数軸上の偶数チャネル及び奇数チャネルをそれぞれ示している。本実施の形態では、偶数チャネル及び奇数チャネルのコードを時間軸でずらすことにより、直交性を確保するとともに、送信側でのピーク値低減並びに、受信側での隣接間干渉の最小化、さらには、識別利得を確保している。なお、図５において、下位パターンには、非反転パターンと反転パターンの２種類のどちらかが用いられるが、このどちらを用いるかは、上位の符号コードの極性によって決定される。

図６は、親機３４_１又は３４_２を構成するＰＬＣモデム６１の構成を示すブロック図である。このＰＬＣモデム６１は、特許請求の範囲における多重伝送装置に該当する。ＰＬＣモデム６１は、ディジタル部６２と、アナログ部６３と、電源部６４と、送信ドライバ回路（ＤＶ）６５と、トランス６６と、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）６７と、接続部６８とから構成されている。

ディジタル部６２は、ＰＬＣメディアアクセス（ＰＬＣ−ＭＡＣ）制御部７１と、多重化処理部７２と、多重分離処理部７３とから構成されている。ＰＬＣ−ＭＡＣ制御部７１は、接続部６８を介して外部と送受信データの授受を行うとともに、ＣＰＵ等からなるコントローラ８５からの指示に基づいて、時分割処理等を行い、コントローラ８５からの制御情報の転送やユーザデータのタイムスロット管理を実施する。多重化処理部７２は、送信データを多重化して送信する。多重分離処理部７３は、受信信号を分離して受信データとする。

多重化処理部７２は、スクランブラ（ＳＣＲ）・和分回路７４と、信号点発生部７５と、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）７６と、変調部（ＭＯＤ）７７と、Ｄ／Ａ変換器７８とから構成されている。スクランブラ（ＳＣＲ）・和分回路７４は、ＰＬＣ−ＭＡＣ制御部７１からの送信データをランダム化し、送信スペクトルの安定化又は漏洩電界の安定化を実現するとともに、回線変動に耐えるべく位相和分を行う。

信号点発生部７５は、複数チャネルの送信信号点を発生するとともに、必要に応じて、ノッチの生成やスペクトル拡散等を行う。また、信号点発生部７５は、同期信号であるビーコン信号ＢＣ１、ビーコン信号ＢＣ２Ａ＃０１〜ＢＣ２Ａ＃１６、ＢＣ２Ｂ＃０１〜ＢＣ２Ｂ＃１６、ＢＣ２Ｃ＃０１〜ＢＣ２Ｃ＃１６及びＢＣ２Ｄ＃０１〜ＢＣ２Ｄ＃１６を、符号４分割の符号分割多重及び周波数１６分割の周波数分割多重で発生する。

そして、符号分割多重時には、必要チャネルのみ特定の符号コードが送信されるように構成されている。このように構成することにより、周波数分割多重を１６分割することができる。この周波数分割多重を１６分割多重するためには、ノッチの技術を使用する。ノッチの技術は、ＩＦＴＴ７６の特定のチャネルの送信を停止することで行う。なお、ノッチの技術の詳細については、例えば、前述した技術文献のｐ．５４〜ｐ．６０を参照されたい。

なお、必要な送信パターンは、例えば、信号点発生部７５内に設けられたＲＯＭ等に予め記憶しておくことが好ましい。このビーコン信号ＢＣ１、ビーコン信号ＢＣ２Ａ＃０１〜ＢＣ２Ａ＃１６、ＢＣ２Ｂ＃０１〜ＢＣ２Ｂ＃１６、ＢＣ２Ｃ＃０１〜ＢＣ２Ｃ＃１６及びＢＣ２Ｄ＃０１〜ＢＣ２Ｄ＃１６を発生する信号点発生部７５の機能は、同期信号発生手段と呼ぶことができる。

ＩＦＦＴ７６は、信号点発生部７５から供給される複数チャネルの送信信号点である周波数軸上の情報を、時間軸上の情報に変換する。ＭＯＤ７７は、ＩＦＦＴ７６から供給される時間軸上の情報を波形整形した後、変調する。ＩＦＴＴ７６及びＭＯＤ７７は、信号点を時間軸上はナイキスト時間間隔で、かつ、周波数軸上はナイキスト周波数間隔で多重化するように構成されている。Ｄ／Ａ変換器７８は、ＭＯＤ７７からの変調信号をアナログ信号に変換する。

多重分離処理部７３は、Ａ／Ｄ変換器７９と、復調部（ＤＥＭ）８０と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）８１と、タイミング同期部（ＴＩＭ抽出＆ＰＬＬ）８２と、信号点判定部８３と、差分・デスクランブル（ＤＳＣＲ）回路８４とから構成され、ビーコン信号ＢＣ２の多重分離処理を行う多重分離処理手段になっている。Ａ／Ｄ変換器７９は、アナログ部６３からの受信信号をディジタル信号に変換する。ＤＥＭ８０は、Ａ／Ｄ変換器７９からのディジタル信号に変換された受信信号を復調してベースバンド信号とした後、不要帯域を除去する。

ＦＦＴ８１は、ＤＥＭ８０からの信号の時間軸上の情報を周波数軸上の情報に変換する。信号点判定部８３は、ＦＦＴ８１からの周波数軸上の情報について受信信号点を判定する。タイミング同期部８２は、ＦＦＴ８１からの個々の周波数軸上の情報に基づいて、同期信号であるビーコン信号ＢＣ１、ビーコン信号ＢＣ２Ａ＃０１〜ＢＣ２Ａ＃１６、ＢＣ２Ｂ＃０１〜ＢＣ２Ｂ＃１６、ＢＣ２Ｃ＃０１〜ＢＣ２Ｃ＃１６及びＢＣ２Ｄ＃０１〜ＢＣ２Ｄ＃１６について処理を行い、ビーコン信号ＢＣ１、ＢＣ２Ａ＃０１〜ＢＣ２Ａ＃１６、ＢＣ２Ｂ＃０１〜ＢＣ２Ｂ＃１６、ＢＣ２Ｃ＃０１〜ＢＣ２Ｃ＃１６及びＢＣ２Ｄ＃０１〜ＢＣ２Ｄ＃１６を検出する。そして、タイミング同期部８２は、ＤＣＸＯ９４を制御して、所望の同期を確立する。

差分・ＤＳＣＲ回路８４は、受信信号点が判定された信号の位相差分をとった後、ランダム化されていた状態を元に戻すことにより、送信データを再生する。この送信データは、ＰＬＣ−ＭＡＣ制御部７１及び接続部６８を介して端末（図示略）へ転送される。

アナログ部６３は、第１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）９１と、ハイパスフィルタ及びゲインスイッチ部（ＨＰＦ＆ＧＳＷ）９２と、第２ＬＰＦ９３と、ディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）９４とから構成されている。第１ＬＰＦ９１は、多重化処理部７２から供給されるアナログ信号上の不要帯域を除去する。ＨＰＦ＆ＧＳＷ９２は、ＣＭＣ６７及びトランス６６とを介して入力された受信信号より不要な低域成分を除去した後、所定レベルまで増幅する。第２ＬＰＦ９３は、ＨＰＦ＆ＧＳＷ９２からの受信信号の高域の不要帯域成分を除去する。ＤＣＸＯ９４は、タイミング同期部８２から供給されるアナログ信号に基づいて、所定の発振周波数の基準クロックを生成してＡ／Ｄ変換器７９に供給する。

接続部６８は、１００ＢＡＳＥ−ＴＸ側から入出力される信号（ＬＡＮデータ）を処理するイーサネット（登録商標）処理部（Ｅｔｈｅｒ−ＰＨＹ）８６と、フィルタリング処理、フラグメント処理、再送処理、暗号化処理及びスイッチング処理等を行うＰＬＣスイッチ部（ＰＬＣ−ＳＷ）８７とから構成されている。

電源部６４は、例えば、ＤＣ電圧５Ｖの動作電圧を各部に供給する電源出力部９５と、スイッチング電源で構成された電源出力部９５のスイッチング雑音の漏洩を抑制する電源フィルタ９６とを有している。送信ドライバ回路６５は、第１ＬＰＦ９１から供給される信号を増幅した後、トランス６６及びＣＭＣ６７を介してＡＣ１００Ｖの屋内配電線側に送信する。

図７は、前述したタイミング同期部８２内に備えられたビーコン信号ＢＣ２検出回路１０１の構成を示すブロック図である。ビーコン信号ＢＣ２検出回路１０１は、相関フィルタ回路（ＰＮＦ）１０２と、二乗回路１０３と、最大パワー抽出回路１０４と、最大信号抽出回路１０５と、複素共役反転検出回路１０６と、信号系列再生回路１０７と、パワー信号再生回路１０８と、１３周期フィルタ回路１０９と、二乗和回路１１０と、最大抽出回路１１１と、ビーコン検出回路１１２とから構成されている。

ＰＮＦ１０２は、送信側のビーコン信号ＢＣ２の係数と同じ係数をフィルタ係数とした相関フィルタである。ＰＮＦ１０２は、図６に示すＦＦＴ８１から供給される周波数軸上の情報から周波数軸上の個々のチャネルのビーコン信号ＢＣ１及びＢＣ２を相関検出する。ＰＮＦ１０２は、１３周期分のビーコン信号ＢＣ２を、上位の符号コードに従い、ピーク値の極性を反転させた波形を有する信号Ｓ１を出力する。

二乗回路１０３は、ＰＮＦ１０２の出力信号Ｓ１を二乗して信号Ｓ２を出力する。最大パワー抽出回路１０４は、二乗回路１０３の出力信号Ｓ２の１周期（下位１３ＰＮ時間長）内における最大パワー値Ｓ３及びその時間アドレス情報（以下「最大アドレス情報」という。）ＭＡを抽出する。最大信号抽出回路１０５は、最大パワー抽出回路１０４から供給される最大アドレス情報ＭＡに基づいて、ＰＮＦ１０２の出力信号Ｓ１の最大信号点を抽出し、１周期に１サンプルの信号を代表点信号Ｓ４として出力する。

複素共役反転検出回路１０６は、最大信号抽出回路１０５から供給される代表点信号Ｓ４と、前周期で出力された代表点信号（基準）とに基づいて、新たに受信した代表点信号の位相が反転したか否かを判断し、位相反転がある場合には「１」となり、位相反転がない場合には「０」となる位相反転信号Ｓ５を出力する。信号系列再生回路１０７は、複素共役反転検出回路１０６から供給される位相反転信号Ｓ５を用いて、順次、信号系列の相対位相信号Ｓ６を再生する。

パワー信号再生回路１０８は、最大パワー抽出回路１０４から供給される最大パワー値Ｓ３と、信号系列再生回路１０７から供給される信号系列の相対位相信号Ｓ６とに基づいて、元の送信信号系列に近いパワー系列Ｓ７を再生する。パワー信号再生回路１０８は、タイミング同期部８２内に備えられたＰＬＬが引き込んでいない場合でも、１周期ごとの相対位相信号Ｓ６に基づいてビーコン信号ＢＣ２波形を再生しているため、高い周波数許容範囲が得られる。

ＰＮＦ１０９は、パワー信号再生回路１０８から供給されるパワー系列Ｓ７の１３周期分の相関波形Ｓ８を出力する。この場合、パワー系列Ｓ７は、ＰＮＦ１０２から出力される信号Ｓ１のパワーの１周期ごとの最大点を用いているため、受信キャリアの位相に依存しない安定したビーコン信号ＢＣ２を検出することができる。

二乗和回路１１０は、ＰＮＦ１０９から供給される１３周期分の相関波形Ｓ８を二乗した後、チャネル数分、周波数軸上で多重化する。最大抽出回路１１１は、３９周期分のビーコン信号ＢＣ２の中から最大のビーコン信号ＢＣ２を抽出する。ビーコン検出回路１１２は、図示しないが、ｄＢ中央値判定手段を有している。ここで、ｄＢ中央値判定とは、識別利得が例えば幅で１２ｄＢあった場合に、ビーコン信号ＢＣ２の検出閾値を典型値の理想受信点から１２ｄＢの半分の６ｄＢダウン点で識別判断することにより、ビーコン信号ＢＣ２を検出するものである。

次に、前述した構成のビーコン信号ＢＣ２検出回路１０１の動作について、図８〜図１３を参照して説明する。まず、図６に示すＦＦＴ８１から供給される周波数軸上の情報が図示せぬビーコン相関フィルタを通過することにより、周波数軸上の個々のチャネルのビーコン信号ＢＣ１及びＢＣ２が相関検出される。

次に、図７に示すＰＮＦ１０２は、１３周期分のビーコン信号ＢＣ２を、上位の符号コードに従って周期ごとにピーク値の極性を反転させた波形を有する信号Ｓ１を出力する。図８は、１チャネル分の信号Ｓ１を示している。次に、二乗回路１０３は、ＰＮＦ１０２の出力信号Ｓ１を二乗して図９に示す信号Ｓ２を出力する。図９から分かるように、マイナス成分は存在しない。図９は、１チャネル分の信号Ｓ１を示している。

次に、最大パワー抽出回路１０４は、二乗回路１０３の出力信号Ｓ２の１周期（下位１３ＰＮ時間長）内における最大パワー値Ｓ３及びその時間アドレス情報（以下「最大アドレス情報」という。）ＭＡを抽出する。一方、最大信号抽出回路１０５は、最大パワー抽出回路１０４から供給される最大アドレス情報ＭＡに基づいて、ＰＮＦ１０２の出力信号Ｓ１の最大信号点を抽出し、１周期に１サンプルの信号を図１０に示す代表点信号Ｓ４として出力する。

次に、複素共役反転検出回路１０６は、最大信号抽出回路１０５から供給される代表点信号Ｓ４と、前周期で出力された代表点信号（基準）とに基づいて、新たに受信した代表点信号の位相が反転したか否かを判断し、位相反転がある場合には「１」となり、位相反転がない場合には「０」となる位相反転信号Ｓ５（図１１参照）を出力する。

次に、信号系列再生回路１０７は、複素共役反転検出回路１０６から供給される位相反転信号Ｓ５を用いて、順次、信号系列の相対位相信号Ｓ６（図１１参照）を再生する。これにより、パワー信号再生回路１０８は、最大パワー抽出回路１０４から供給される最大パワー値Ｓ３と、信号系列再生回路１０７から供給される信号系列の相対位相信号Ｓ６とに基づいて、元の送信信号系列に近いパワー系列Ｓ７（図１１参照）を再生する。パワー信号再生回路１０８は、タイミング同期部８２内に備えられたＰＬＬが引き込んでいない場合でも、１周期ごとの相対位相信号Ｓ６に基づいてビーコン信号ＢＣ２波形を再生しているため、高い周波数許容範囲が得られる。

ＰＮＦ１０９は、パワー信号再生回路１０８から供給されるパワー系列Ｓ７の１３周期分の相関波形Ｓ８を出力する。この場合、パワー系列Ｓ７は、ＰＮＦ１０２から出力される信号Ｓ１のパワーの１周期ごとの最大点を用いているため、受信キャリアの位相に依存しない安定したビーコン信号ＢＣ２を検出することができる。図１２は、１３周期分の相関波形Ｓ８のイメージを示しているが、１３周期分の相関波形となっている。

次に、二乗和回路１１０は、ＰＮＦ１０９から供給される１３周期分の相関波形Ｓ８を二乗した後、チャネル数分（例えば、３８４チャネル）、周波数軸上で多重化する。これにより、Ｓ／Ｎの向上が図られている。次に、最大抽出回路１１１は、３９周期分のビーコン信号ＢＣ２の中から最大のビーコン信号ＢＣ２'を抽出する。

そして、ビーコン検出回路１１２は、内部のｄＢ中央値判定手段により、識別利得が例えば幅で１２ｄＢあった場合に、ビーコン信号ＢＣ２の検出閾値を典型値の理想受信点から１２ｄＢの半分の６ｄＢダウン点で識別判断することにより、ビーコン信号ＢＣ２を検出する。雑音変動や干渉劣化等、大半がｄＢ基準であるため、ｄＢの中央値に判定閾値を設定することにより、安定した識別が可能となる。

ここで、図１４に簡易なシミュレーションをした結果を示す。（１）は供給されたビーコン信号ＢＣ２Ａが非反転の場合、（２）は供給されたビーコン信号ＢＣ２Ａが反転の場合である。それぞれ第１段が最大パワー抽出回路１０５から出力される最大パワー値Ｓ３の値、第２段が最大信号抽出回路１０５から出力される代表点信号Ｓ４の値、第３段が複素共役反転検出回路１０６から出力される位相反転信号Ｓ５の値である。また、第４段は、それぞれ信号系列再生回路１０７から出力される信号系列の相対位相信号Ｓ６の非反転再生及び反転再生のそれぞれの値及び誤差である。図１４からは、誤差が許容範囲であることが分かる。

このように、本実施の形態によれば、中継機４の６３台数分のビーコン信号ＢＣ２を、異なる４個の符号で符号分割多重するとともに、各符号ごとに１６分割の周波数分割多重で発生している。したがって、複数台の中継機４が同時に信号を送信した場合でも、信号が衝突することなく、情報を多重伝送することができる。このため、オーバーヘッドが増大することなく、ＭＡＣ効率も低下することはない。

また、本実施の形態によれば、最大パワー抽出回路１０４及び最大信号抽出回路１０５を設けることにより、本来のビーコン信号ＢＣ２の前後の誤った相関点への引き込み、すなわち、自機が属しない中継機４から送信されるビーコン信号ＢＣ２への同期が解消される。また、本実施の形態によれば、１３ＰＮの上位にさらに１３ＰＮの直交系列を二重に多重してビーコン信号ＢＣ２を送信するとともに、受信側に二重のＰＮＦ１０２及び１０９を設けている。これにより、必要最小限の識別利得を確保することができる。

また、本実施の形態によれば、受信側の周波数が引き込んでいない、すなわち、同期が確立していない場合に信頼の置ける情報である信号のパワー及び位相の相対変化に基づいて、他の信号系列の再生、構造上のチェック、符号量のチェック、フィルタリング、識別を行っている。したがって、ビーコン信号ＢＣ１を無視して当該子機２が属する中継機４からのビーコン信号ＢＣ２に安定的に同期することができる。

また、本実施の形態によれば、第２の同期信号以外のデータは、異なるユーザデータを周波数分割多重することなく時分割多重で伝送しているので、受信ダイナミックレンジを大きく確保することができる。何故なら、データ送信を時分割多重で行った場合、個々の信号が時間軸で独立しているため、Ａ／Ｄ変換器７９の前段に設けられているＨＰＦ＆ＧＳＷ９２を構成するアンプ（図示略）のゲインを受信信号レベルに合わせて調整することにより、受信信号の取り込み範囲がかなり広くとることができるからである。
また、本実施の形態によれば、図６に示すＰＬＣモデム６１の信号点発生部７５が発生するビーコン信号ＢＣ２Ａ＃０１〜ＢＣ２Ａ＃１６、ＢＣ２Ｂ＃０１〜ＢＣ２Ｂ＃１６、ＢＣ２Ｃ＃０１〜ＢＣ２Ｃ＃１６及びＢＣ２Ｄ＃０１〜ＢＣ２Ｄ＃１６に用いられる４種類の多重符号は、１３段（１３ＰＮ）のＭ系列符号が用いられているので、４種類の多重符号を確保できるＭ系列符号として最も短い符号長となり、オーバーヘッド（信号処理に直接関係しない時間）を最小限にして、ＭＡＣ効率（対物理レイヤー利用効率）の低下を極力抑えることができる。
また、本実施の形態によれば、図６に示す多重分離処理部７３は、前記第２の同期信号の多重分離処理を行う際に、送信側の前記複数種類のＭ系列符号の内対応するＭ系列符号と同じ係数をフィルタ係数とした相関フィルタであるＰＮフィルタ（ＰＮＦ）１０２及び１０９を用いてを用いて前記多重化された第２の同期信号の相関検出を行い、当該ＰＮフィルタ（ＰＮＦ）１０９のサンプリング周期の３９周期分の期間における当該ＰＮフィルタ（ＰＮＦ）１０９の相関値の最大値を抽出して判定することで前記第２の同期信号を選択して検出しているので、高い安定性と識別利得確保を実現することができる。
尚、最大抽出回路１１１が１３周期フィルタ回路１０９の相関値の最大値を抽出して判定する期間は、当該１３周期フィルタ回路１０９のサンプリング周期の３９周期分としたが、これは１３周期フィルタ回路１０９が相関検出するＭ系列符号の段数が１３段であり、この３倍の数の３９周期で最大抽出回路１１１が相関値の最大値を判定することで、確実且つ効率的に前記第２の同期信号の検出が行えるためである。
この理由を詳しく説明と、Ｍ系列符号を１周期の信号と考え、１周期の信号を１周期の期間で抽出して取り込んだ場合、位相が合っていればきれいな波形の取り込みができるが、位相が合っていない場合にはきれいな取り込みができない。ここでサンプリング定理からすれば、信号を取り込む期間は、信号の周期の２倍を超える必要があり、信号の周期の３倍の期間を取り込めば、位相が進んでも遅れても波形取り込みが可能となる。

以上、本発明の実施の形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても本発明に含まれる。
上述の実施の形態では、親機３４_１を構成するＰＬＣモデム６１の構成のみについて説明した。親機３４_２ 、子機２及び４６並びに中継機４を構成するＰＬＣモデムの構成は、接続部６８の構成以外は、前述したＰＬＣ６１の構成と異なることはない。ただし、各ＰＬＣモデムが取り扱う信号、データや実行されるプログラム等が異なっている。

また、上述の実施の形態では、中継機４の台数が最大で６３台であるので、符号分割多重を４分割に設定するとともに、周波数分割多重を１６分割に設定する例を示したが、これに限定されない。より一般化して以下のように示すことができる。すなわち、中継機が１台以上（ｎ＝ｋ×ｍ）台（ｎ，ｋ，ｍは正の整数）以下である場合、符号分割多重はｋ分割（１≦ｋ≦８）とするとともに、周波数分割多重はｍ分割（１≦ｍ≦３２）とすることができる。ｋが８より大きい場合には、周波数の許容偏差が良好ではなくなる。
また、上述の実施の形態では、符号分割多重を４分割に設定したので前記Ｍ系列符号の段数を１３とし、最大抽出回路１１１が相関フィルタである１３周期フィルタ回路１０９の相関値の最大値を抽出して判定する期間を当該１３周期フィルタ回路１０９のサンプリング周期の３９周期分としたが、前記Ｍ系列符号の段数がｐ（ｐは正の整数）であり、前記前記１３周期フィルタ回路１０９のサンプリング周期がＴである場合、最大抽出回路１１１が１３周期フィルタ回路１０９の最大値を抽出して判定する前記所定期間は、（３×ｐ×Ｔ）とすることができる。

また、上述の実施の形態では、多重伝送装置としてのＰＬＣモデムは、多重化処理部７２及び多重分離処理部７３の両方を備えている例を示したが、これに限定されない。多重伝送装置は、多重化処理部７２又は多重分離処理部７３のいずか一方のみを備えた構成とすることができるものであり、データ伝送における送信側の多重化処理部７２を主要部とした多重伝送装置又は受信側の多重分離処理部７３を主要部とした多重伝送装置とすることができる。また多重伝送方法においても、同様に、いずれか一方のみを適用することができる。

本発明の実施の形態に係る多重伝送装置を適用したＰＬＣシステムの概略構成を示すブロック図である。 本実施の形態に係るＰＬＣシステムで送受信されるマスタフレームの構成の一例を示す図である。 ビーコン信号ＢＣ２Ａ〜ＢＣ２Ｄについて、非反転パターンと反転パターンを示す図である。 ビーコン信号ＢＣ２Ａの自己相関特性の一例を示す図である。 ビーコン信号ＢＣ２Ａの送信パターンの一例を示す図である。 親機を構成するＰＬＣモデムの構成を示すブロック図である。 図５に示すタイミング同期部内に備えられたビーコン信号ＢＣ２検出回路の構成を示すブロック図である。 ビーコン信号ＢＣ２検出回路の動作を説明するための図である。 ビーコン信号ＢＣ２検出回路の動作を説明するための図である。 ビーコン信号ＢＣ２検出回路の動作を説明するための図である。 ビーコン信号ＢＣ２検出回路の動作を説明するための図である。 ビーコン信号ＢＣ２検出回路の動作を説明するための図である。 ビーコン信号ＢＣ２検出回路の動作を説明するための図である。 ビーコン信号ＢＣ２検出回路の動作を簡易にシミュレーションをした結果を示す図である。

符号の説明

１…遊技機（端末）、２，４６…子機、３…島、４…中継機、５，８，１１，２４，２５，２６，３８，４２，４７…電源ケーブル、６，３２，３３…３２分岐回路、７，３５…分岐アダプタ（分岐ＡＤＰ）、９，２２…変圧器、１０，３７_１，３７_２，４９，５０，５１，５３…通信線、２１…受電設備内分電盤、２３…６分岐回路、３１…フロア入口分電盤、３４_１，３４_２…親機、４１…ホール内監視室、４３…壁コンセント、４４…サーバ、４５…ホール内ＬＡＮ、４８…差し込みプラグ、５２…ＷＡＮ、５４…センタ内サーバ、６１…ＰＬＣモデム、６２…ディジタル部、６３…アナログ部、６４…電源部、６５…送信ドライバ回路（ＤＶ）、６６…トランス、６７…コモンモードチョーク（ＣＭＣ）、６８…接続部、７１…ＰＬＣメディアアクセス（ＰＬＣ−ＭＡＣ）制御部、７２…多重化処理部、７３…多重分離処理部、７４…スクランブラ（ＳＣＲ）・和分回路、７５…信号点発生部（同期信号発生手段）、７６…逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、７７…変調部（ＭＯＤ）、７８…Ｄ／Ａ変換器、７９…Ａ／Ｄ変換器、８０…復調部（ＤＥＭ）、８１…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、８２…タイミング同期部（ＴＩＭ抽出＆ＰＬＬ）、８３…信号点判定部、８４…差分・デスクランブル（ＤＳＣＲ）回路、８５…コントローラ（ＣＰＵ）、８６…イーサネット処理部（Ｅｔｈｅｒ−ＰＨＹ）、８７…ＰＬＣスイッチ部（ＰＬＣ−ＳＷ）、９１…第１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、９２…ハイパスフィルタ及びゲインスイッチ部（ＨＰＦ＆ＧＳＷ）、９３…第２ＬＰＦ、９４…ディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）、９５…電源出力部、９６…電源フィルタ、１０１…ビーコン信号ＢＣ２検出回路、１０２…相関フィルタ回路（ＰＮＦ）、１０３…二乗回路、１０４…最大パワー抽出回路、１０５…最大信号抽出回路、１０６…複素共役反転検出回路、１０７…信号系列再生回路、１０８…パワー信号再生回路、１０９…１３周期フィルタ回路、１１０…二乗和回路、１１１…最大抽出回路、１１２…ビーコン検出回路

Claims (4)

1. 親機と、中継機と、前記中継機に属する複数台の子機との間でデータ通信を行うデータ通信システムであって、
   前記親機と前記中継機との間で同期を取るための第１の同期信号と、前記中継機と当該中継機に属する各子機との間で同期を取るための多重化された第２の同期信号とを発生する同期信号発生手段と、
   前記第２の同期信号の分離を行う多重分離処理手段とを有し、
   前記同期信号発生手段は、
   前記中継機の台数分の前記第２の同期信号を、異なる複数種類のＭ系列符号で符号分割多重するとともに、前記Ｍ系列符号ごとに周波数分割多重で発生し、
   前記多重分離処理手段は、
   送信側の前記複数種類のＭ系列符号の内、選択するＭ系列符号と同じ係数をフィルタ係数とした相関フィルタを用いて前記第２の同期信号の相関検出を行い、所定期間おける前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定することで前記第２の同期信号を検出し、
   前記第２の同期信号以外の前記データは、異なるユーザデータを周波数分割多重することなく伝送する、
   ことを特徴とするデータ通信システム。
2. 前記Ｍ系列符号の段数がｐ（ｐは正の整数）であり、前記相関フィルタのサンプリング周期がＴである場合、前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定する前記所定期間は、（３×ｐ×Ｔ）であることを特徴とする請求項１に記載のデータ通信システム。
3. 親機と、中継機と、前記中継機に属する複数台の子機との間でデータ通信を行うデータ通信方法であって、
   前記親機と前記中継機との間で同期を取るための第１の同期信号を発生するとともに、
   前記中継機と当該中継機に属する各子機との間で同期を取るための前記中継機の台数分の第２の同期信号を、異なる複数種類のＭ系列符号で符号分割多重するとともに、前記Ｍ系列符号ごとに周波数分割多重で発生し、
   前記第２の同期信号の分離を行う際に、送信側の前記複数種類のＭ系列符号の内、対応するＭ系列符号と同じ係数をフィルタ係数とした相関フィルタを用いて前記第２の同期信号の相関検出を行い、所定期間おける前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定することで前記第２の同期信号を検出し、
   前記第２の同期信号以外の前記データは、異なるユーザデータを周波数分割多重することなく伝送する
   ことを特徴とするデータ通信方法。
4. 前記Ｍ系列符号の段数がｐ（ｐは正の整数）であり、前記相関フィルタのサンプリング周期がＴである場合、前記相関フィルタの相関値の最大値を抽出して判定する前記所定期間は、（３×ｐ×Ｔ）であることを特徴とする請求項３に記載のデータ通信方法。

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