JP2009520960A - Measuring device for determining characteristic line parameters by measuring scattering parameters - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明は、増大された測定帯域幅、すなわち>4GHzの測定帯域幅を達成する電気信号線(14)の周波数の関数としてSパラメータを測定することによって特徴的な線パラメータを決定するための測定機構に関する。
【解決手段】これを達成するために、試験対象の電気信号線は、一方の側をグランドに接続され、反対側を開放したままにした数本の近接信号線(12)を交互に有する。
【選択図】図4The present invention determines characteristic line parameters by measuring S-parameters as a function of the frequency of an electrical signal line (14) that achieves an increased measurement bandwidth, i.e.> 4 GHz. It relates to a measurement mechanism for the purpose.
To achieve this, an electrical signal line to be tested alternately has several proximity signal lines (12) with one side connected to ground and the other side open.
[Selection] Figure 4
Description
本発明は、電気信号線の周波数の関数として散乱パラメータ(Sパラメータ)を測定することによって特徴的な線パラメータを決定するための測定装置に関する。 The present invention relates to a measuring device for determining characteristic line parameters by measuring scattering parameters (S parameters) as a function of the frequency of the electrical signal lines.
すべてのパッケージング・レベルでのモデル対ハードウェアの相関性の測定は、今日の高性能コンピュータの開発プロセスにおいて不可欠である。時間および周波数領域における互いに異なる測定手法には、互いに異なる測定設定および試験箇所設計が必要とされる。試験箇所に対する要求の一つに、製品と等価であることが挙げられる。したがって、チップ上の送信線は、チップ上のすべての金属層内で分布された電源およびグランド配線など、製品内で測定される必要がある。加えて、単一の送信線だけでなく、配線チャンネル用途などの製品と共に測定することが目的である。これは、チップ上の実際の信号結合状態および上部金属層と半導体基板との間の金属層の遮蔽効果を表現するのに不可欠である。 Measuring model-to-hardware correlation at all packaging levels is essential in today's high-performance computer development process. Different measurement techniques in the time and frequency domains require different measurement settings and test site designs. One of the requirements for the test location is that it is equivalent to the product. Therefore, the transmission lines on the chip need to be measured in the product, such as power and ground wiring distributed in all metal layers on the chip. In addition, the objective is to measure not only a single transmission line, but also products such as wiring channel applications. This is essential to express the actual signal coupling state on the chip and the shielding effect of the metal layer between the upper metal layer and the semiconductor substrate.
既知の測定手法は、いわゆるSパラメータ測定と称されるものであり、ヅィンケ/ブルンツヴィグ(Zinke/Brunswig)、「Lehrbuch der Hochfrequenztechnik」、Springer‐Verlag,1989年を参照されたい。Sパラメータは、n個のポートのネットワークの反射および伝送係数である。例えば単一の送信線に相当するのは、2×2のSパラメータ行列によって特徴付けられる2ポートネットワークである。 A known measurement technique is the so-called S-parameter measurement, see Zinke / Brunswig, “Lehrbuch der Hochfrenztechnik”, Springer-Verlag, 1989. The S parameter is the reflection and transmission coefficient of the network of n ports. For example, corresponding to a single transmission line is a two-port network characterized by a 2 × 2 S-parameter matrix.
2ポート・ネットワークは、以下の関係によって説明される。 A two-port network is described by the following relationship.
式中、S11,S22,S12,およびS21はSパラメータであって、すなわち、
S11=一致した負荷によって出力ポートが終端された入力反射係数、
S22=一致した負荷によって入力が終端された出力反射係数、
S12=一致した負荷によって入力ポートが終端された逆(挿入)利得、
S21=一致した負荷によって出力ポートが終端された順(挿入)利得であり、
変数a1, a2およびb1, b2は、2ポート・ネットワークの第1および第2のポートに対してから入射およびそこから反射された複素電圧波である。
Where S 11 , S 22 , S 12 and S 21 are S parameters, ie
S 11 = input reflection coefficient with output port terminated by matched load,
S 22 = output reflection coefficient with input terminated by matched load,
S 12 = reverse (insertion) gain with input port terminated by matched load,
S 21 = order (insertion) gain where the output port is terminated by a matched load;
Variables a1, a2 and b1, b2 are complex voltage waves incident on and reflected from the first and second ports of the two-port network.
本件の場合、Sパラメータ測定が有利な測定手法であるのは、Sパラメータが他の種類のパラメータよりも高周波数で測定および作用しやすいからである。 In this case, S-parameter measurement is an advantageous measurement technique because S-parameters are easier to measure and act at higher frequencies than other types of parameters.
さらに、特徴的なインピーダンスZ(f)または伝播定数γ(f)などの他の特徴的な周波数依存の線パラメータをSパラメータ測定から抽出するための異なる方法が最新技術において既知であり、これらのパラメータは、Sパラメータ測定から容易に取得することができる。トーマス‐マイケル・ウィンケル(Thomas‐Michael Winkel),ロヒット・サーガー・デュッタ(Lohit Sagar Dutta),ハルムート・グラビンスキ(Harmut Grabinski)、「An Accurate Determination of the Characteristic Impedance of Lossy Lines on Chips Based on High Frequency S‐Parameter Measurements」、IEEE Multi−Chip Module Conference MCMC’96、190〜195頁、1996年2月、トーマス‐マイケル・ウィンケル(Thomas‐Michael Winkel),「Untersuchung der Kopplung zwischen Leitungen auf Silizium−Substraten unterschiedlicher Leitfaehigkeit unter Verwendung breibandiger Messungen」、博士論文、ハノーバー大学(University of Hannover),1997年11月。 In addition, different methods are known in the state of the art for extracting other characteristic frequency dependent line parameters such as characteristic impedance Z (f) or propagation constant γ (f) from S-parameter measurements, and these Parameters can be easily obtained from S-parameter measurements. Thomas-Michael Winkel, Rohit Sagar Dutta, Harmut Graskin (Harmut Grabinski), “An Accurate Determination of the "Parameter Measurements", IEEE Multi-Chip Module MCMC '96, p. 190-195, February 1996, Thomas-Michael Winkel, "Unters". Uchung der Kopplung zwischen Leitungen auf Silizium-Substraten unscherichilitcher Leitfaheigkeit unter Vernund breibander.
この場合における高周波数Sパラメータ測定に対する特殊な要件の1つに、送信線がチップ上のどのアクティブな装置に対しても接続されていないことが挙げられる。このため、平行な信号線は、どのドライバおよび受信器にも接続されない場合には浮遊することになろう。試験箇所上の平行な線がドライバ、受信器、およびトランジスタの存在しないある点に接続されなければならない場合には、問題が生じる。 One special requirement for high frequency S-parameter measurements in this case is that the transmission line is not connected to any active device on the chip. For this reason, parallel signal lines will float if they are not connected to any driver and receiver. A problem arises when the parallel lines on the test site must be connected to some point where the driver, receiver, and transistor are not present.
オプションの1つとして、信号線の両側を開放したままにすることが挙げられるが、浮遊(フローティング)線は製品に対応せず、したがって、測定結果を変質させることとなる。 One option is to leave both sides of the signal line open, but the floating line does not correspond to the product and thus alters the measurement results.
第2のオプションとして、平行な信号線の両端をグランドに接続することが挙げられる。この場合、すべての信号線はグランド線として作用し、これも製品に対応しない。 A second option is to connect both ends of parallel signal lines to ground. In this case, all signal lines act as ground lines, which also do not correspond to products.
原則的には、ドライバは低いインピーダンスを有し、受信器は高いインピーダンスを有する。したがって、第3のオプションとして、平行な信号線の一方を接続し、反対側を開放したままにすることが挙げられる。このオプションは製品を模倣するものであるが、ここで生じる問題は、高周波数測定が4GHzより低く帯域制限されることである。なぜならば、高周波数範囲であればあるほど、両測定ポートは両ポート上で互いに異なる電気的振る舞いを示すからである。あるポートは開放された平行な線に対処するのに対し、反対のポートは接地された平行な線に対処する。その結果、周波数>4GHzに関して、1つの信号線モードだけが試験構造において励起されることにはならなくなる。 In principle, the driver has a low impedance and the receiver has a high impedance. Therefore, a third option is to connect one of the parallel signal lines and leave the opposite side open. This option mimics the product, but the problem that arises here is that high frequency measurements are band limited below 4 GHz. This is because the higher the frequency range, the different measurement ports exhibit different electrical behaviors on both ports. Some ports deal with open parallel lines, while the opposite ports deal with grounded parallel lines. As a result, for a frequency> 4 GHz, only one signal line mode will not be excited in the test structure.
上述の説明から証明されるように、上述の欠点を被ることなくかつ測定帯域幅の著しい利得を導く電気信号線の周波数の関数としてSパラメータを決定するための測定システムを提供することが望ましい。 As evidenced from the above description, it would be desirable to provide a measurement system for determining S-parameters as a function of the frequency of the electrical signal line that does not suffer from the above-mentioned drawbacks and leads to a significant gain in measurement bandwidth.
本発明は、増大された測定帯域幅、すなわち>4GHzの測定帯域幅を達成する電気信号線の周波数の関数としてSパラメータを測定することによって特徴的な送信線パラメータを決定するための測定装置に関する。 The present invention relates to a measuring device for determining characteristic transmission line parameters by measuring S-parameters as a function of the frequency of the electrical signal line that achieves an increased measurement bandwidth, i.e.> 4 GHz. .
本発明に係る測定装置は、独立請求項1に規定されたものによって特徴付けられる。 The measuring device according to the invention is characterized by what is defined in the independent claim 1.
本発明の好都合な実施の形態は、従属請求項に規定される。 Advantageous embodiments of the invention are defined in the dependent claims.
進歩的な測定装置は、試験対象の信号線、即ち測定線と、数本の近接信号線とを備え、測定線および近接信号線は、2ポート・ネットワークのポート1(S11)およびポート2(S22)を表す第1の端部と第2の端部とを有する。本発明によれば、各近接信号線の一方の端部が低インピーダンスによって終端され、各近接信号線の他方の端部が高インピーダンスによって終端されることで、すべての近接信号線の第1および第2の端部がそれぞれ低インピーダンスおよび高インピーダンスによって終端され、第1の端部または第2の端部において低インピーダンスを有する近接信号線の数は、第1の端部または第2の端部において高インピーダンスを有する近接信号線の数と等しいか、またはほぼ等しい。 Progressive measuring device, the test subject signal lines, namely comprising a measuring line, and several of the proximity signal line, measuring line and the proximity signal line, the port 1 of the two-port network (S 11) and Port 2 It has a first end and a second end representing (S 22 ). According to the present invention, one end of each proximity signal line is terminated with a low impedance, and the other end of each proximity signal line is terminated with a high impedance. The number of proximate signal lines having a low impedance at the first end or the second end, respectively, is terminated by a low impedance and a high impedance, respectively, the first end or the second end. Is equal to or approximately equal to the number of adjacent signal lines having high impedance.
特殊な接続パターンの結果、両ポートは、少なくともほぼ同一に見える。したがって、1つの信号モードのみが励起され、周波数帯域幅は著しく増大される。 As a result of the special connection pattern, both ports appear at least nearly identical. Thus, only one signal mode is excited and the frequency bandwidth is significantly increased.
本発明の一特徴によれば、低インピーダンスは、クローズド・エンド線(グランドに接続)によって形成され、高インピーダンスは、オープン・エンド線によって形成される。 According to one aspect of the invention, the low impedance is formed by a closed end line (connected to ground) and the high impedance is formed by an open end line.
本発明のさらに他の特徴によれば、測定線は、平面配列であり、近接信号線は、測定線に対する面内で配線パターン体または平行配列で配置される。 According to still another feature of the present invention, the measurement lines are arranged in a plane, and the proximity signal lines are arranged in a wiring pattern body or a parallel arrangement in a plane with respect to the measurement lines.
好ましくは、互いに直接隣接して配列された近接信号線は、それらの第1の端部および第2の端部において異なるインピーダンスを有することで、すべての近接信号線の第1の端部および第2の端部は、それぞれ低インピーダンスおよび高インピーダンスによって交互に終端される。これにより、それぞれポート1およびポート2上の交互配列となる。これは、両ポートは同一の外観を有し、その結果、周波数帯域幅は20GHzより大きく増大することを意味する。 Preferably, the proximity signal lines arranged immediately adjacent to each other have different impedances at their first and second ends so that the first end and the first of all the proximity signal lines are The two ends are alternately terminated by a low impedance and a high impedance, respectively. This results in an alternating arrangement on port 1 and port 2, respectively. This means that both ports have the same appearance and as a result the frequency bandwidth increases more than 20 GHz.
本発明の他の特徴によれば、測定線の両側の近接信号線の数は等しい。 According to another feature of the invention, the number of adjacent signal lines on both sides of the measurement line is equal.
さらに、測定線に直接隣接して配列された近接信号線は、それらの第1の端部および第2の端部においてそれぞれ異なるかまたは同一のインピーダンスを有してもよい。 Further, the proximity signal lines arranged directly adjacent to the measurement line may have different or identical impedances at their first and second ends.
本発明のさらに他の特徴によれば、測定線および近接信号線は、多層チップ内の信号線であり、2つの隣接層間の信号線の方向は、90°回転されており、測定線およびその近接信号線は、同一層の測定層内に平行配列で配列されており、測定層に隣接する層内の信号線、即ち近接層線も、平行配列で、かつ、その第1の端部および第2の端部においてそれぞれ異なるインピーダンスを有して配列されていることで、すべての近接層線の第1の端部および第2の端部は、それぞれ低インピーダンスおよび高インピーダンスによって終端されており、第1の端部または第2の端部に低インピーダンスを有する近接層線の数は、第1の端部または第2の端部に高インピーダンスを有する近接層線の数と等しいか、またはほぼ等しい。 According to still another feature of the present invention, the measurement line and the proximity signal line are signal lines in the multilayer chip, and the direction of the signal line between the two adjacent layers is rotated by 90 °. The proximity signal lines are arranged in a parallel arrangement in the measurement layer of the same layer, and the signal lines in the layer adjacent to the measurement layer, that is, the proximity layer lines are also in a parallel arrangement, and the first end and Arranged with different impedances at the second end, the first and second ends of all adjacent layer lines are terminated by a low impedance and a high impedance, respectively. The number of proximity layer lines having a low impedance at the first end or the second end is equal to the number of proximity layer lines having a high impedance at the first end or the second end, or Almost equal.
好ましくは、互いに直接隣接して配列された近接信号線は、それらの第1の端部および第2の端部においてそれぞれ異なるインピーダンスを有することで、すべての近接層線の第1の端部および第2の端部は、それぞれ低インピーダンスおよび高インピーダンスによって交互に終端される。近接信号線の交互配列に関連する近接層線のこの交互配列は、測定帯域幅の著しい利得につながる。実験によれば、チップ上の配線のこの進歩的な配列により、帯域幅は20GHzまで増大される。 Preferably, the proximity signal lines arranged immediately adjacent to each other have different impedances at their first and second ends, respectively, so that the first ends of all the proximity layer lines and The second end is alternately terminated by a low impedance and a high impedance, respectively. This alternating arrangement of adjacent layer lines relative to the alternating arrangement of adjacent signal lines leads to a significant gain in measurement bandwidth. Experiments have shown that this progressive arrangement of wiring on the chip increases the bandwidth to 20 GHz.
本発明の他の特徴によれば、測定線および近接線は、束として配列される。 According to another feature of the invention, the measurement lines and the proximity lines are arranged as a bundle.
束の両ポートがほぼ同一の外見であるようにするために、低インピーダンスおよび高インピーダンスの近接信号線の端部は、それぞれ、束の仮想断面領域に関して、同一またはほぼ同一に配列される。 In order to ensure that both ports of the bundle have approximately the same appearance, the ends of the low and high impedance proximity signal lines are each arranged identically or substantially identically with respect to the virtual cross-sectional area of the bundle.
本発明のさらなる目的、利点、および特徴は、添付の図面と共に以下の説明から明らかになるだろう。 Further objects, advantages and features of the present invention will become apparent from the following description taken in conjunction with the accompanying drawings.
図1は、信号線の非対称接続パターンを有する多層チップ10の概略図を示す(最新技術)。
FIG. 1 shows a schematic view of a
チップ10上での実際の信号結合状態を表現するために、さらなる信号線12、いわゆる近接信号線が、同一層内の試験対象の信号線14、いわゆる測定線に隣接にして追加されている。
In order to represent the actual signal coupling state on the
近接信号線12は、一方の側16、ここではポート1のグランドにビアを介して接続されてドライバを模倣し、反対側18、ここではポート2では開放されたままで受信器を模倣する。
上部金属層と半導体基板との間の金属層の遮蔽効果を表現するために、さらなる信号線20、いわゆる近接層線が、底部金属層内に追加されている。また、すべての近接信号線20は、一方の側がグランドに接続され、反対側が開放されたままである。
In order to express the shielding effect of the metal layer between the top metal layer and the semiconductor substrate, a
その結果、図2に示すように、測定された反射パラメータS11およびS22は、高周波数に関してはもはや一致しない。 As a result, as shown in FIG. 2, the measured reflection parameters S 11 and S 22 no longer match for high frequencies.
ランダムかつ体系的な測定エラーのために、大きさに関する測定の不確定度は通常ほぼ3%である。周波数>4GHzの場合は、両反射パラメータの差は、大きさおよび位相に関してこの値より上回る。これは、単に1つの信号線モードより多くのモードが本試験構造においては励起されることを意味する。したがって、抽出されたすべての送信線パラメータは、まさに4GHzまでは有効である。 Due to random and systematic measurement errors, the measurement uncertainty with respect to size is usually around 3%. For frequencies> 4 GHz, the difference between both reflection parameters is greater than this value with respect to magnitude and phase. This means that more modes than just one signal line mode are excited in the test structure. Therefore, all extracted transmission line parameters are valid up to 4 GHz.
抽出されたデータの周波数帯域幅を増大させるためには、試験箇所設計は、本発明に従って修正される必要がある。ポート1(S11)16およびポート2(S22)18に関して測定された反射パラメータはほぼ等しいことを確実にする。この目標は、ポート16および18を電気的観点から対称にすることによって達成できる。
In order to increase the frequency bandwidth of the extracted data, the test site design needs to be modified according to the present invention. Ensure that the measured reflection parameters for port 1 (S 11 ) 16 and port 2 (S 22 ) 18 are approximately equal. This goal can be achieved by making
図4に示すように、ポートの対称性は、隣接近接信号線12のそれぞれ2番目をポート1(S11)16でグランドに接続し、他のすべての隣接近接信号線12をポート1(S11)16で開放されたままにすることによって達成されている。ポート2(S22)18では、ポート1(S11)16で開放されたままにされている隣接近接信号線12は、ポート2(S22)18で接地される。他の金属層内のすべての他の近接層線20も、同様に交互にグランドに接続される。
As shown in FIG. 4, the symmetry of the ports is that each of the adjacent
この変更の結果、ポート1(S11)16およびポート2(S22)18に関して測定された反射パラメータは、大きさに関しては図5に示すようにほぼ同一となり、位相に関しては図6に示すように少なくとも20GHzまでの周波数範囲においてほぼ同一となる。測定された両反射パラメータ間の多少の相違は通例であるが、良好な測定のための基準としては、この相違は、大きさに関しては想定測定不確定度が(20GHzにおいて)0.03dbを超えてはならず、位相に関しては(20GHzにおいて)2°を超えてはならない。 As a result of this change, the reflection parameters measured for port 1 (S 11 ) 16 and port 2 (S 22 ) 18 are approximately the same as shown in FIG. 5 for magnitude and as shown in FIG. 6 for phase. In the frequency range up to at least 20 GHz. Some differences between the measured two reflection parameters are common, but as a criterion for good measurement, this difference is that the expected measurement uncertainty for magnitude is greater than 0.03 db (at 20 GHz) Must not exceed 2 ° in terms of phase (at 20 GHz).
10 多層チップ
12 近接信号線
14 測定線
16 ポート1
18 ポート2
20 近接層線
10
18 Port 2
20 Proximity layer line
Claims (12)
各近接信号線(12)の一方の端部が低インピーダンスによって終端され、各近接信号線(12)の他方の端部が高インピーダンスによって終端されることで、すべての近接信号線(12)の前記第1の端部および前記第2の端部がそれぞれ低インピーダンスおよび高インピーダンスによって終端され、第1の端部または第2の端部において低インピーダンスを有する近接信号線(12)の数は、第1の端部または第2の端部において高インピーダンスを有する近接信号線(12)の数と等しいか、またはほぼ等しいことを特徴とする、測定装置。 A measuring device for determining characteristic line parameters by measuring a scattering parameter (S parameter) as a function of the frequency of a measuring line (14) which is an electrical signal line, the measuring line comprising several measuring lines A proximity signal line (12), wherein the measurement line (14) and the proximity signal line (12) each have a first end and a second end;
One end of each proximity signal line (12) is terminated with a low impedance, and the other end of each proximity signal line (12) is terminated with a high impedance, so that all of the proximity signal lines (12) are terminated. The number of proximity signal lines (12) having the first end and the second end terminated by a low impedance and a high impedance, respectively, and having a low impedance at the first end or the second end is: Measuring device characterized in that it is equal to or approximately equal to the number of proximity signal lines (12) having a high impedance at the first end or the second end.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
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