JP2009516449A - Ｏｆｄｍ−ｃｄｍａシステムにおけるフレキシブル復調を実行する方法および装置 - Google Patents

Abstract

直交振幅変調の後に変調されるデータのフレキシブル復調を実行する方法は、非バイナリ拡散コードを使用する、符号分割多元接続技術（ＣＤＭＡ）および光周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を採用する通信システムにおいて使用される。本発明は尤度比の対数に固有の単純化式を決定することからなるステップ（３４０）を備える。

Description

本発明は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステム（直交周波数分割多重−符号分割多元接続）におけるソフト復調（または「ソフトデマッピング」）の方法および装置に関する。より正確には、本発明の主題は、非バイナリ拡散コードを使用するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムについてのいくつかの対数尤度比（ＬＬＲ）の定義である。

ＬＬＲは、いわゆる「ソフト」入力、すなわち２つの「ハード」値の「０」および「１」に低減されない入力を扱うデータ復号アルゴリズムにより使用される。ＬＬＲは、復号器へのビット入力が「０」または「１」である確率を測定する。ＬＬＲは、直交振幅変調すなわちＱＡＭにより変調される複素シンボル内のビットのそれぞれに対するソフト値を計算することであり、受信された複素シンボルおよび同一ＱＡＭシンボルのビットに対してこれを独立に実行することである。原理は、受信された信号を、その符号がハード決定検出器により提供されるビットに一致し、その絶対値がＩ／Ｑ復調モジュール（または「Ｉ／Ｑデマッピングモジュール」）の決定の信頼性を表す、１つまたは複数のソフトビットに復調することである。

本発明は、詳細には、例えばマルチバンドＯＦＤＭアライアンスシステムといった、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ技術を利用する通信システムに対する遠隔通信の分野において用途を見出す。

図１に示されるとおり、チャネル符号化を備える従来のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ送信機においては、バイナリ情報ストリームｄ（ｋ）は各ユーザｋに対して生成される。各バイナリストリームは次に、チャネル符号器１０_１，１０_２，．．．１０_Ｋを用いて符号化され、Ｋはユーザの合計数である。本発明から利益を得ることができるチャネル符号器の種類は、受信機レベルにおいてそれの対応する復号器が入力としてソフト値を使用するすべてのチャネル符号器である。したがって、チャネル符号化を実行するブロックは、例えば、
畳み込み符号器、パンクチュア器およびビットインタリーバ（パンクチュア器は、用途に対して所望される符号化速度を得ることを可能にするのに対して、インタリーバは受信におけるエラーパケットを回避する）、または、
ターボ符号器、パンクチュア器およびビットインタリーバ、または、
ソフト入力復号器を備える、ブロックコードを使用する符号器、ＬＤＰＣ（「低密度パリティチェック符号」）型、
からなってもよい。

符号化バイナリストリームｂ（ｋ）は次に、直交振幅変調器１２_１，１２_２，．．．１２_Ｋにより一連の複素Ｍ−ＱＡＭシンボルａ（ｋ）に変換される。整数Ｍは変調に関連する配列内の複素シンボルまたは点の数に対応する。以下の本文全体にわたって、Ｍは、２の累乗、すなわちＭ＝２^ｍ（ｍは厳密には正の整数）であると仮定される。例えば、２−ＱＡＭ変調（ＢＰＳＫとも称される）、または４−ＱＡＭ変調（ＱＰＳＫとも称される）、または８−ＱＡＭ変調などを有する。ｍ＝２ｕ（ｕは厳密には正の整数）である場合、２乗のＱＡＭ配列（例えば、４−ＱＡＭ、または１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭなど）と称する。２−ＱＡＭ変調（ＢＰＳＫ）は同相経路（Ｉ経路）のみを使用し、以後の説明では、直交経路（Ｑ経路）について展開される式は２−ＱＡＭに対して無視されるべきである。

シンボルａ（ｋ）＝ａ_１（ｋ）＋ｊ×ａ_Ｑ（ｋ）はユーザｋの複素Ｍ−ＱＡＭシンボルに対応し、｛ｂ_１，１．．．ｂ_１，ｑ．．．ｂ_１，ｍＩ ｂ_Ｑ，１．．．ｂ_Ｑ，ｑ．．．ｂ_Ｑ，ｍＱ｝は、２乗の配列の場合には、対応する符号化バイナリシーケンス（「０」または「１」）である。添え字ｑは、信号（Ｉ経路）の同相部分のｑ番目のビットおよび信号（Ｑ経路）の直交部分のｑ番目のビットに一致し、ｍＩおよびｍＱはそれぞれ、Ｉ経路およびＱ経路上のビット数である。

Ｍ−ＱＡＭシンボルは次に、各ユーザｋに固有の拡散コード｛ｃ_Ｋ，１｝、１≦ｋ≦Ｋおよび１≦ｌ≦Ｎ（Ｎはサブキャリアの数である）によりモジュール１４_１，１４_２，．．．１４_Ｋで拡散され、次にモジュール１６で合計される。これらは次に、モジュール１８で直並列変換され、その後モジュール２０において逆高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）される。送信機は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシンボルを、符号間干渉（ＩＳＩ）を除去するのに十分な長いガードインターバル（ＧＩ）で分離すると仮定される。このガードインターバルは周期性またはゼロのいずれのプレフィックスであってもよく、２つの技法により周波数領域における簡単なスカラー等化を可能にする。得られるシンボルは伝送チャネル上で送信される。

図２は図１に示された送信機に対応する従来の受信機の構造を示している。

伝送チャネルから受信される信号は最初に、送信機および受信機のクロック間の同期化を実行するモジュール２２を用いて復調され、ガードインターバルを除去し、受信信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用する。

ベクトルおよび行列表記を使用すると、ガードインターバルを除去しＦＦＴを適用した後、受信信号を書き込むことが可能にある。

ただしｎは次元Ｎ×１の雑音ベクトルであり、Ｎはサブキャリアの数であり、ｎ_ｂは分散σ_２の複素ガウス雑音ｉｉｄ（独立し均一に分布している）のサンプルを含み、Ｈはチャネルを表す次元Ｎ×Ｎの対角行列であり、ただし対角係数ｈ（ｉ）＝ｈ（ｚ＝ｅ^{ｊ２пｉ／Ｎ}）（ただし、

であり、ｇ_ｎは伝搬チャネルのインパルス応答のｎ番目のサンプル値である）はｉ番目のサブキャリアに対するチャネルの係数を表し、Ｐは拡散コードのそれぞれに適用されるパワーを含む次元Ｋ×Ｋの対角行列であり、ａおよびＣはそれぞれ次元Ｎ×１の伝送されたシンボルのベクトルおよび次元Ｎ×Ｋの拡散コードの行列であり、ここでＫ番目の列（１≦ｋ≦Ｋ）はユーザｋのコード｛ｃ_ｋ，_１｝を表す。

その後、チャネルの周波数応答がモジュール２４において各サブキャリアに対して推定される。これらの推定値

は拡散コードと共に使用され、モジュール２６において、受信されたシンボルの線形等化を実行する。

単一ユーザの検出の場合は、線形イコライザｇ_ｋ＝（ｇ_ｋ，１，．．．ｇ_ｋ，Ｎ）^Ｔを（続いてユーザｋのコードにより逆拡散される）受信ベクトルｒに適用することにより、ユーザｋに対して伝送されたシンボルａ（ｋ）の推定値を提供する。

単一ユーザまたは複数ユーザのイコライザの目的は受信信号を整形し直し、この信号が参照配列の各点に可能な限り密接に対応するようにすることである。それにも関らず、雑音（熱および多重アクセス）がある状態においては、回復された点は最初の配列と正確に一致しない。この理由は、等化後、ソフトＩ／Ｑ復調がモジュール２８において実行され、その後にチャネル復号モジュール３０において信号を復号するためである。

Ｉ／Ｑ復調動作は、線形検出器から生じる複素シンボルからバイナリ値を回復することにある。ソフト入力を備えるチャネル復号器を使用する場合、チャネル復号器に導入される最適値はソフト値であり、すなわち、これはハード値「０」および「１」ではない。

この結果、１６−ＱＡＭ変調（４ビット）が使用される場合、ソフトＩ／Ｑ復調（「ソフトデマッピング」）は１６−ＱＡＭ変調の４ビットに対応する４つのソフト値を計算することにある。チャネル復号器に導入される最適なソフト値（または行列（ｍｅｔｒｉｃｓ））は対数尤度比（ＬＬＲ）に対応する。

ビットｂ_Ｉ，ｑに関連するＬＬＲは以下の式で表される。

ただし、符号Ｐｒは確率を指し、および、
ｂ_Ｉ，ｑはユーザｋに対応し、ｂ_{Ｉ，ｑ，ｋ}と記述しなければならないが、簡単にするために添え字ｋは説明の残り部分では省略されている。
ビットｂ_Ｉ，ｑについては、ＱＡＭ配列は、複素シンボルの２つの相補部分に分割され、それぞれ、

は位置（Ｉ，ｑ）において「０」を備えるシンボルを含み、および

は位置（Ｉ，ｑ）において「１」を備えるシンボルを含む。同一手順は直交部分ｂ_Ｑ，ｑに対するビットに適用できる。
λはＱＡＭ配列の参照シンボルである。例えば、４−ＱＡＭ配列に対するλ＝｛１＋ｉ，１−ｉ，−１＋ｉ，−１−ｉ｝は当業者にはよく知られている。

ベイズの定理を使用し、伝送されたシンボルが等しい確率で分布していると仮定すると、ＬＬＲは以下の式で表すことができる。

式（４）では、対数の分子は位置ｑにおけるビットに「１」を有するシンボルのすべてに対する確率を合計し、分母は位置ｑにおけるビットに「０」を有するシンボルのすべてに対する確率を合計する。これらの確率は、受信シンボルと参照シンボルλ間のユークリッド距離の指数関数的に減少する関数である。

この距離は、後に詳細に説明される項目であり、かつ本発明の主題を形成する項目により重み付けされる。結果は、所与のビットｂ_Ｉ，ｑに対する信頼性の度合いを示すソフト値であり、ここでは、正の数値はバイナリ「１」を示し、負の数値はバイナリ「０」を示す。

ソフト復調動作の後、伝送時に符号器により実行される復調の二重動作を実施する復号プロセスが生じる。ビットパンクチャリングおよびインタリービング動作が伝送時に存在する場合、これは、畳み込みコードまたはターボコードが用いられる場合であり、したがって、ビットデインタリービングは（その後にデパンクチャリング動作が実行される）ソフトＩ／Ｑ復調の後に実行される。チャネル復号により、最終的に、送信されたバイナリデータの回復が可能になる。例えば、畳み込み符号器が伝送時に使用される場合、チャネル復号はブランチメトリック計算を使用し、この計算は式（４）により与えられるＬＬＲを要求する。時間ｔにおけるパスｉの状態ｓ（ｉ）に対するブランチメトリックは以下の式で表され得る。

ただし、

は以前のブランチメトリックを表し、

は符号器の割合１／Ｎに対する理論的な伝送される符号化ビット（トレリス線図による）を表し、ｑ_ｔ，ｎはパンクチュアリングパターンを表し、ＬＬＲ（ｂ_ｎ）は伝送される符号化ビットのＬＬＲを表す。

バイナリ直交拡散コードを備えるＭＣ−ＣＤＭＡ（「Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ」）システムに対して一般に適用されるＬＬＲの計算は知られており、上の式（４）から得られる。

単一ユーザ検出の後にユーザｋに対して受信された複素データのｉ番目のシンボルは、データ項目がＮサブキャリア上で伝送され、拡散されていると見なされる場合、以下の式で表される。

ただし、ｐ_ｋおよびｐ_ｉはｋ番目およびｉ番目のユーザに対してそれぞれ適用されるパワーを表すパラメータであり、ｃ_ｋ，ｌはｌ番目のサブキャリアおよびユーザｋに対する拡散コードの値であり、ｇ_ｋ，ｌはｌ番目のサブキャリアおよびユーザｋに関連する線形等化係数の値であり、ｈ_ｌはｌ番目のサブキャリアに対する伝送チャネルの係数であり、ｎ_ｌはｌ番目のサブキャリアに関連する雑音であり符号＊は複素共役を示す。

ウォルシュアダマール拡散コードが考慮される場合、これらはバイナリ値ｃ_ｋ，ｌ＝±１を取る実数直交コードであり、以下の式を得る。

次に、バイナリ拡散コードのＬＬＲに対して正しい式を得る知られている方法が説明される。

周波数インタリーバが適用される場合、データシンボルａ_ｋに影響を与えるチャネルの複素係数ｈ_ｌは独立であると見なされてもよい。この結果、十分に長い拡散コード（Ｎ≧８）については、雑音および複素多元接続干渉（ＭＡＩ）項は、ゼロ平均の複素ガウス追加雑音（中心極限定理により）および以下の式の分散により近似される。

式（８）は、すべてのユーザが同一パワーを有する場合に対応し、式（９）はユーザが異なるパワーを有する場合の一般化に対応する。

大数の法則により、考慮される項の経験的平均により予測を置き換えることにより数学的予測を評価することが可能になる。結果として、Ｎ≧８の場合、雑音およびＭＡＩ項に対する分散はそれぞれ同一パワーおよび異なるパワーに対して以下の式で表されてもよい。

ただし、

はチャネル推定モジュール２４から生じるｈ_ｌの推定値である。

次に、Ｍ−ＱＡＭ変調の場合にチャネル復号器への入力として使用されるＬＬＲは、式（４）を用いて、以下の式で表されてもよい。

同一の関係は直交経路のビットに対して適用する。

式（１２）から異なるパワーの場合に対して一般化される４−ＱＡＭ変調に対する正確な式が得られる。

ただし、ｙ_ｋ，Ｉは、等化および逆拡散後に受信される複素シンボルの実部に対応する。同一の関係は、虚部に対して適用する。

また、ＬＬＲの簡略表示を得る方法が知られている。

４−ＱＡＭについては、大きな拡散率に対して、式（１３）において実行される計算は以下のとおり簡略化されてもよい。

実際に、大きな拡散率に対しては、重み付け項ｙ_ｋ，Ｉはほぼ一定になり、したがって、ソフト入力復号プロセスに影響を与えない。

小さな拡散率に対しては、式（１４）による簡略化は、中心極限定理が満足されないため、大きな拡散率に比べて著しく劣る結果を与える。さらにＭＭＳＥ（「最小平均二乗誤差」）単一ユーザ等化を使用して式（１３）の結果と同様の結果を与える方法は、以下の式に従って受信されるシンボルを重み付けすることにある。

これに関しては、Ｓｔｅｆａｎ ＫＡＩＳＥＲによる文献「Ｔｒａｄｅ−ｏｆｆ ｂｅｔｗｅｅｎ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｉｎ Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍ」（ＩＥＥＥ第４回Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ＆ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＳＳＳＴＡ’９６）予稿集，Ｍａｉｎｚ，ドイツ，１３６６−７０頁，１９９６年９月）の参照が有効である。

実際に、式（１５）は、性能の著しい損失なく計算の複雑性が低減されるため、単一ユーザＭＭＳＥイコライザを使用する場合は式（１３）に比べてより好ましい。しかし、式（１５）は、ＭＲＣ（「最大比合成」）およびＺＦ（「ゼロフォーシング」）イコライザに対する式（１３）に比べて著しく劣る結果を与えるが、ＥＧＣ（「等利得合成」）イコライザに対しては劣る結果を与えない、ことに留意されたい。

また、ＣＳＩ（チャネル状態情報）を備えないより高次の二乗変調のＬＬＲに対して簡略化された式を得る方法が知られている。

正確な式（１３）または簡略化された式（１５）では、チャネル状態は値ｈ_ｌまたはｇ_ｌを用いる項によってＬＬＲに含まれている。これらの項はＣＳＩを表す。

文献の「Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ Ｄｅｍａｐｐｅｒ ｆｏｒ Ｂｉｎａｒｙ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ ＣＯＦＤＭ ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２」（ＩＥＥＥ通信国際会議（ＩＣＣ）２００２，６６４−６６８頁，第２巻，Ｆ．ＴＯＳＡＴＯおよびＰ．ＢＩＳＡＧＬＩＡ）で発表）では、ＣＳＩを備えない、ＣＯＦＤＭ（符号化ＯＦＤＭ）システムのみに対する二乗Ｍ−ＱＡＭ配列に対してＬＬＲを計算するための簡略化が提案されている。

ｙ_ｋ＝ｙ_ｋ，Ｉ＋ｉ×ｙ_ｋ，Ｑがユーザｋに対して受信され、等化された複素ＱＡＭシンボルを示す場合、ＣＳＩが無視されるとすると、以下のＬＬＲが得られる。
Ｉ＝｛ｂ_Ｉ，１，ｂ_Ｉ，２｝およびＱ＝｛ｂ_Ｑ，１，ｂ_Ｑ，２｝を用いる１６−ＱＡＭに対して、
部分Ｉに対して、
ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，１）＝ｙ_ｋ，Ｉ
ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，２）＝−｜ｙ_ｋ，Ｉ｜＋２
部分Ｑに対して、
ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，１）＝ｙ_ｋ，Ｑ
ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，２）＝−｜ｙ_ｋ，Ｑ｜＋２
Ｉ＝｛ｂ_Ｉ，１，ｂ_Ｉ，２，ｂ_Ｉ，３｝およびＱ＝｛ｂ_Ｑ，１，ｂ_Ｑ，２，ｂ_Ｑ，３｝を用いる６４−ＱＡＭに対して、
部分Ｉに対して、
ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，１）＝ｙ_ｋ，Ｉ
ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，２）＝−｜ｙ_ｋ，Ｉ｜＋４
ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，３）＝−｜｜ｙ_ｋ，Ｉ｜−４｜＋２
部分Ｑに対して、
ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，１）＝ｙ_ｋ，Ｑ
ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，２）＝−｜ｙ_ｋ，Ｑ｜＋４
ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，３）＝−｜｜ｙ_ｋ，Ｑ｜−４｜＋２ （１６）

二乗Ｍ−ＱＡＭ変調（Ｍ＞４）に対するＣＯＦＤＭに適用される一般式はまた、Ｆ．ＴＯＳＡＴＯおよびＰ．ＢＩＳＡＧＬＩＡによる上述の文献に示されており、すなわち以下の式になる（同一関係は直交部分に対して適用する）。
ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）＝Ｍ_Ｉ，ｑ （１７）
ただし、
ｑ＝１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｉ
ｑ＞１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｉ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｉ，ｑ （１８）

ここで、ｍ_Ｉ，ｑはｂ_Ｉ，ｑに関係する区画の境界間の距離の半分に相当する。例えば、１６−ＱＡＭ変調に対して、２つの境界間の距離は４に等しいため、ｍ_Ｉ，２＝２である。

最適なＬＬＲまたは簡略化されたＬＬＲ表示を計算するための従来技術において提示される手順は、一方では、ＣＤＭＡ拡散コードが＋１および−１のバイナリシーケンスであるという前提に依存する欠点を有し、さらに、これらの手順は非バイナリコードを使用するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送システムの性能の低下をもたらす可能性がある。

本発明の目的は、非バイナリ直交拡散コードを使用してＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおけるチャネル復号器への入力として導入されるメトリックを最適化することにより従来技術の欠点を除くことである。

この目的により、本発明は、非バイナリ拡散コードを使用して、マルチキャリア符号分割多元接続またはＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ技術を実現する通信システムにおいて、４より大きいまたは４に等しい次数の二乗直交振幅変調によって変調されるデータのソフト復調の方法を提案し、これは以下を決定することにあるステップを含む点で注目される。
以下の式に従うユーザｋに対する同相経路についての対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）に対する簡略化式。

ただし、
ｑ＝１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｉ
ｑ＞１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｉ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｉ，ｑ
ここで、ｍ_Ｉ，ｑはｂ_Ｉ，ｑに関係する区画の境界間の距離の半分に相当する。
ただし、
ｐ_ｋはｋ番目のユーザに適用されるパワーを表すパラメータである。
σ^２は雑音の分散である。
Ｎはサブキャリアの数である。
ｌはサブキャリアを表す添え字（正の整数）である（１≦ｌ≦Ｎ）。
ｃ_ｋ，ｌはｌ番目のサブキャリアおよびユーザｋに対する拡散コードの値である。

はｌ番目のサブキャリアに対する伝送チャネルの係数の推定値である。
ｙ_ｋ，ｉは復調を意図する等化および逆拡散の後の複素シンボルの実部に対応する。
以下の式に従うユーザｋに対する直交経路の対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，ｑ）に対する簡略化式。

ただし、
ｑ＝１に対してＭ_Ｑ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｑ
ｑ＞１に対してＭ_Ｑ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｑ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｑ，ｑ
ここで、ｍ_Ｑ，ｑはｂ_Ｑ，ｑに関係する区画の境界間の距離の半分に対応する。
ただし
ｙ_ｋ，Ｑは復調を意図する等化および逆拡散の後の複素シンボルの虚部に対応する。

提案されている簡略化メトリックは特に小さい拡散率の場合に適切であり、これは準最適復号を提供するが、性能の微細な損失の実現の複雑性を少なくすることを保証する。

データが４−ＱＡＭ変調により変調されると、ユーザｋに対する同相経路のビットｂ_Ｉ，ｑについての対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）の簡略化式は以下の式により与えられる。

ただし、ｙ_ｋ，Ｉは等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部に対応し、ユーザｋに対する直交経路のビットｂ_Ｑ，ｑに対する対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）の簡略化式は以下の式により与えられる。

ただし、ｙ_ｋ，Ｑは等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部に対応する。

これはまたシステムのバイナリ誤り率における大幅な改善を得ることを可能にする。

本発明は、ＭＢＯＡ（マルチバンドＯＦＤＭアライアンス）協会により提案された規格の枠内の好ましい用途を見出す。

このような特定の実施形態では、ビットｂ_ｍ（ｎ）、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５０}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋１}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５１}に対する同相および直交経路のビットの尤度比ＬＬＲの対数は以下の式により与えられる。

ただし、
ｎ＝０，１，２，．．．２４に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ、ｎ＝２５，２６，．．．４９に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ＋５０、
ｙ_ｎ，１およびｙ_{ｎ＋５０，１}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部であり、
ｙ_ｎ，Ｑおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｑ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部であり、
ｇ_ｎおよびｇ_ｎ＋５０は使用される２つの等化係数であるり、

および

は２つのサブキャリア上の伝送チャネルの周波数応答の値の推定値であり、

は雑音の分散の推定値である。

ユーザｋに対する同相および直交経路のビットの尤度比の簡略化式は以下の式により与えられる。

ただし、
ｎ＝０，１，２，．．．２４に対してｍ（ｎ）＝２ｎ、ｎ＝２５，２６，．．．４９に対してｍ（ｎ）＝２ｎ＋５０、
ｙ_ｎ，１およびｙ_{ｎ＋５０，１}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部であり、
ｙ_ｎ，Ｑおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｑ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部であり、

および

は２つのサブキャリア上の伝送チャネルの周波数応答の値の推定値である。

上記と同一の目的により、本発明はまた、非バイナリ拡散コードを使用して、マルチキャリア符号分割多元接続またはＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ技術を実現する通信システムにおいて、４より大きいまたは４に等しい次数の二乗直交振幅変調によって変調されるデータのソフト復調器を提案し、これは以下を決定する手段を備えるという点で注目される。
以下の式に従うユーザｋに対する同相経路の尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）の対数についての簡略化式。

ただし、
ｑ＝１に対してはＭ_Ｉ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｉ
ｑ＞１に対してはＭ_Ｉ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｉ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｉ，ｑ
ここで、ｍ_Ｉ，ｑはｂ_Ｉ，ｑに対する区画の境界間の距離の半分に対応する。
ただし、
ｐ_ｋはｋ番目のユーザに適用される出力を表すパラメータである。
σ^２は雑音の分散である。
Ｎはサブキャリアの数である。
ｌはサブキャリアを表す添え字（正の整数）である（１≦ｌ≦Ｎ）。
ｃ_ｋ，ｌはｌ番目のサブキャリアおよびユーザｋに対する拡散コードの値である。

はｌ番目のサブキャリアに対する伝送チャネル係数の推定値である。
ｙ_ｋ，Ｉは復調を意図する等化および逆拡散の後の複素シンボルの実部に相当する。
以下の式に従うユーザｋに対する直交経路の尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，ｑ）の対数についての簡略化式。

ただし
ｑ＝１に対してはＭ_Ｑ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｑ
ｑ＞１に対してはＭ_Ｑ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｑ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｑ，ｑ
ここで、ｍ_Ｑ，ｑはｂ_Ｑ，ｑに対する分割の境界間の距離の半分に対応する。
この式において、
ｙ_ｋ，Ｑは復調を意図する等化および逆拡散の後に複素シンボルの虚部に相当する。

本発明はまた、上述のような方法を実現するように適応される受信機に関する。

本発明はまた、上述のような装置を備える受信機に関する。

この方法による受信機と類似する装置および受信機の詳細な特性および利点は本明細書では繰り返されない。

本発明の他の態様および利点は、非限定の例により、特定の実施形態に続く詳細な説明を読むことにより明らかになるであろう。説明では添付図面を参照する。

以下の本文全体を通して、非バイナリ直交拡散コードを使用するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ送信機を考察する。

尤度比ＬＬＲの対数は、図３に示されている等化／逆拡散モジュール３２といったイコライザから生じる複素シンボル（Ｉ経路およびＱ経路）から、チャネル復号器３６といったチャネル復号器に入る前の受信されたビットの信頼性を示す実数（ビット当たり１）に変わることを可能にする。

したがってＬＬＲは、いわゆるソフトＩ／Ｑ復調モジュール３４においてソフトＩ／Ｑ復調動作３４０を実行する。

この復調動作は、チャネル等化／逆拡散と復号プロセスとの間に存在する。ソフトＩ／Ｑ復調プロセスまたは復号器への入力に関するソフト決定の計算は、チャネル推定モジュール３８により実行されるチャネル推定から、およびモジュール３２により実行される等化から生じるデータを用いる。

ソフトＩ／Ｑ復調モジュール３４の出力はチャネル復号器３６に入力として導入されるＬＬＲに相当する。

本発明によれば、導入説明部で提示された計算と同一の計算が、単一ユーザの検出後にユーザｋに対して受信されるｉ番目の複素データシンボルを記述する式（６）に関する限りは実行されてもよい。

非バイナリ実数および直交拡散コードの非限定の例は以下のコード行列により与えられる。

周波数インタリーバが適用される場合、データシンボルａ_ｋに影響を与えるチャネルの複素係数ｈ_ｌは独立していると見なされてもよい。この結果、十分に長い拡散コード（サブキャリアＮの数が８より大きいかまたは８に等しい場合）については、雑音および複素多元接続干渉（ＭＡＩ）項はゼロ平均の複素ガウス追加雑音（中心極限定理による）によりおよび分散を用いて近似されてもよい。

式（２０）はすべてのユーザが同一パワーを有する場合に対応し、式（２１）はユーザが異なるパワーを有する場合に対する一般式に対応する。

大数の法則は考慮される項の経験的平均により予測を置き換えることにより数学的期待値を評価することを可能にする。結果として、Ｎ≧８の場合、雑音およびＭＡＩ項に対する分散はそれぞれ同一パワー（式（２２））および異なるパワー（式（２３））に対して以下のとおりの式で表されてもよい。

ただし、

はチャネル推定モジュールから生じるｈ_ｌの推定値である。

Ｍ−ＱＡＭ変調の場合にチャネル復号器への入力として使用されるＬＬＲは次に、導入説明部で与えられた式（４）を用いて記述されてもよい。

ただし、
λは直交振幅変調に関連する配列の参照シンボルであり、

および

は位置（Ｉ，ｑ）において「０」を備える配列のシンボルおよび位置（Ｉ，ｑ）において「１」を備える配列のシンボルをそれぞれ含む複素シンボルの２つの相補区画であり、
ｙ_ｋは復調を意図する等化および逆拡散の後の複素シンボルに対応し、
ｐ_ｋはｋ番目のユーザに適用されるパワーを表すパラメータであり、
Ｎはサブキャリアの数であり、
ｌはサブキャリアを表す添え字（正の整数）であり（１≦ｌ≦Ｎ）、
ｃ_ｋ，ｌはｌ番目のサブキャリアおよびユーザｋに対する拡散コードの値であり、
ｇ_ｋ，ｌはｌ番目のサブキャリアおよびユーザｋに関連する線形等化係数の値であり、

はｌ番目のサブキャリアに対する伝送チャネル係数の推定値であり、
σ^２ _{ｎｏｉｓｅ}は雑音の分散であり、
σ^２ _ＭＡＩは複素多元接続干渉の分散である。

同一の関係は直交経路に適用し、すなわち以下の式になる。

ただし、

および

は位置（Ｑ，ｑ）において「０」を備える配列のシンボルおよび位置（Ｑ，ｑ）において「１」を備える配列のシンボルをそれぞれ含む複素シンボルの２つの相補区画である。

式（２４）から様々なパワーの場合に対して一般化される４−ＱＡＭ変調についてのＬＬＲに対する正確な式が得られる。

ただし、ｙ_ｋ，Ｉは等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部に対応する。同一の関係は虚部に対して適用し、すなわち以下の式になる。

ただし、ｙ_ｋ，Ｑは等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部に対応する。

しかし、式（２４）により得られるＬＬＲに対する正確な式および式（２５）により得られる４−ＱＡＭ変調に対するこの式の適用は、実際には実施が難しいことが判明する場合がある。実際、２つの項、すなわち複素多元接続干渉および雑音は推定される必要があり、この推定を行うために、受信機はアクティブＣＤＭＡコードのすべてを認識しなければならない。さらに、これらの式は大数の法則を使用し、数学的期待値を計算し、これは、拡散コードの長さが比較的小さくなる場合は有効ではないと予測される。

これは、本発明がまたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムのＬＬＲに対して簡略化式を提案する理由でもある。

４−ＱＡＭ変調の場合においては、４−ＱＡＭ変調およびバイナリコードを備えるＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムのＬＬＲに対する簡略化式を重み付けして、４−ＱＡＭ変調およびバイナリまたは非バイナリコードを備えるＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムのＬＬＲに対する簡略化式を得る。

実際には、式（２６）は、性能の著しい損失なく計算の複雑性が低減されるため、単一ユーザＭＭＳＥイコライザを使用する場合は式（２５）に比べてより好ましい。

本発明はまた、二乗Ｍ−ＱＡＭ配列に対する、すなわちＭ＝２^２ｎに対するＬＬＲの簡略化式を提案する。ただし、ｎはバイナリまたは非バイナリ拡散コードを備えるＭＣ−ＣＤＭＡシステムについては、厳密に正の整数である。

ｙ_ｋ＝ｙ_ｋ，Ｉ＋ｉ×ｙ_ｋ，Ｑがユーザｋに対して受信され、等化された複素ＱＡＭシンボルを示す場合、以下のＬＬＲが得られる。
Ｉ＝｛ｂ_Ｉ，１，ｂ_Ｉ，２｝およびＱ＝｛ｂ_Ｑ，１，ｂ_Ｑ，２｝を備える１６−ＱＡＭ変調に対して、
部分Ｉに対して、

部分Ｑに対して、

Ｉ＝｛ｂ_Ｉ，１，ｂ_Ｉ，２，ｂ_Ｉ，３｝およびＱ＝｛ｂ_Ｑ，１，ｂ_Ｑ，２，ｂ_Ｑ，３｝（２７）を備える６４−ＱＡＭ変調に対して、
部分Ｉに対して、

部分Ｑに対して、

Ｍ＞４に対する二乗Ｍ−ＱＡＭ変調については、以下の式を得る（同一の関係は直交部分に適用する）。

ただし、
ｑ＝１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｉ
ｑ＞１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｉ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｉ，ｑ（２９）
ただし、ｍ_Ｉ，ｑはｂ_Ｉ，ｑに関係する区画の境界間の距離の半分に対応する。例えば、１６−ＱＡＭ変調については、２つの境界間の距離は４に等しいため、ｍ_Ｉ，２＝２である。

ＭＢＯＡ（マルチバンドＯＦＤＭアライアンス）協会により提案された規格の枠内の本発明の好ましい用途は以下に説明される。

本発明により提供される最適および簡略化ＬＬＲ式は実際にはこの規格の枠内で適用し、これはＯＦＤＭ技術を使用し、この高ビット率伝送モードに対してデュアルキャリア変調（ＤＣＭ）を採用する。ＤＣＭおよびＯＦＤＭの結合は全体として、４−ＱＡＭ変調および拡散率２を使用して、全負荷とされた、非バイナリコードを備えるＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ送信機に等しい。

入力ビットは最初に、以下のように両極性シンボルに変換される。

次に、これらの両極性シンボルは、以下のとおり、４つのグループに分けられ、２つの複素シンボルＳ_ｎおよびＳ_ｎ＋５０を形成する。

ただし、ビットＸ_ｍ（ｎ）、Ｘ_{ｍ（ｎ）＋５０}、Ｘ_{ｍ（ｎ）＋１}およびＸ_{ｍ（ｎ）＋５１}は、以下の添え字条件の、伝送されたビットｂ_ｍ（ｎ）、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５０}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋１}、およびｂ_{ｍ（ｎ）＋５１}に対応する両極性シンボルである。
ｎ＝０，１，２，．．．２４に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ、ｎ＝２５，２６，．．．４９に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ＋５０ （３１）

しかし、この変調を４−ＱＡＭ変調から生じる２つのシンボルａ_ｎおよびａ’_ｎとして表示することが可能であり、次に、この方法は、以下のように式（３０）を書き直すことにより、長さ２の非バイナリコードを用いて拡散するＣＤＭＡに対して使用される。

ただし、

および

はエネルギー正規化４−ＱＡＭ複素シンボルであり、

は拡散率２を有する非バイナリ拡散コードを備えるＣＤＭＡ行列である。

仮に、

および

をそれぞれｓ_ｎおよびｓ_ｎ＋５０により変調される２つのサブキャリア上の伝送チャネルの周波数応答の値の推定値であるとし、ｇ_ｎおよびｇ_ｎ＋５０をそれぞれ使用される２つの等化係数とする。

仮に、ｙ_ｎ＝ｙ_ｎ，Ｉ＋ｊｙ_ｎ，Ｑおよびｙ_ｎ＋５０＝ｙ_{ｎ＋５０，Ｉ}＋ｊｙ_{ｎ＋５０，Ｑ}は伝送される２つの４−ＱＡＭ複素シンボルａ_ｎおよびａ’_ｎにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルとする。

最適なＬＬＲに対する式を得るために、ＭＢＯＡの枠内で式（６）を再計算することができ、パワーｐ_ｋはｙ_ｎおよびｙ_ｎ＋５０についてすべて等しい（２つのコードは同一出力で伝送されるならば）。

ＭＢＯＡ規格の枠内では、ＣＤＭＡ拡散率は極めて小さく、したがって大数の法則は式（３３）の２つのＭＡＩ項における数学的期待値を計算するには有効でなくなる。次に、直接これらのＭＡＩ項のパワーを取ることを選択する。さらに、どのようなイコライザが使用されていたとしても（ＭＭＳＥ、ＭＲＣ、ＥＧＣまたはＺＦ）、積

は常に実数であり正の数である。

本発明によれば、式（２５）は最適なＬＬＲに対して以下の式を与える。

簡略化ＬＬＲを得るために、項

が一定であり、したがって伝送時のチャネル符号器が畳み込みタイプである場合はチャネル復号には影響を与えない、式（２６）が使用され、これはＭＢＯについての場合である。したがって、これは簡略化ＬＬＲに対して以下の式を与える。

経験上、バイナリ誤り率（ＢＥＲ）の大幅な減少は、式（３５）が高ビット率ＭＢＯシステム（４８０Ｍｂｐｓ）のビタビ復号器の入力においてソフトビットに適用される場合に見られる。得られる結果は、チャネルのインパルス応答が長い場合、すなわちチャネル周波数応答の変動（ＬＬＲに対する式における係数ｈにより表わされる）が大きい場合により優れており、この場合には、したがってＬＬＲは信頼性に関するより多くの情報を復号器に提供する。

すでに説明された、従来の種類のチャネル符号化を備えるＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ送信機の概略図を示す。 すでに説明された、図１に示された種類の送信機に対応する従来の種類の受信機の概略図を示す。 特定の実施形態における、本発明による方法を実現できる受信機の一部の概略図を示す。

Claims (12)

1. 非バイナリ拡散コードを使用して、マルチキャリア符号分割多元接続またはＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ技術を実現する通信システムにおいて、４より大きいまたは４に等しい次数の二乗直交振幅変調によって変調されるデータのソフト復調の方法であって、
   以下の式に従うユーザｋに対する同相経路に対して対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）に対する簡略化式と、
   

   

   ただし、
   ｑ＝１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｉ
   ｑ＞１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｉ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｉ，ｑ
   ここで、ｍ_Ｉ，ｑはｂ_Ｉ，ｑに対する区画の境界間の距離の半分に対応する
   ただし、
   ｐ_ｋはｋ番目のユーザに適用されるパワーを表すパラメータであり、
   σ^２は雑音の分散であり、
   Ｎはサブキャリアの数であり、
   ｌはサブキャリアを表す添え字（正の整数）であり（１≦ｌ≦Ｎ）、
   ｃ_ｋ，ｌはｌ番目のサブキャリアおよびユーザｋに対する拡散コードの値であり、
   

   

   はｌ番目のサブキャリアに対する伝送チャネル係数の推定値であり、
   ｙ_ｋ，Ｉは復調を意図する等化および逆拡散の後の複素シンボルの実部に対応し、
   以下の式に従うユーザｋに対する直交経路に対して対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，ｑ）に対する簡略化式と、
   

   

   ただし、
   ｑ＝１に対してＭ_Ｑ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｑ
   ｑ＞１に対してＭ_Ｑ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｑ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｑ，ｑ
   ここで、ｍ_Ｑ，ｑはｂ_Ｑ，ｑに関係する区画の境界間の距離の半分に対応し、
   ただし、
   ｙ_ｋ，Ｑは復調を意図する等化および逆拡散の後の複素シンボルの虚部に対応する、
   ２つの簡略化式を決定することにあるステップを含むことを特徴とする、ソフト復調の方法。
2. データは４−ＱＡＭ変調によって変調され、ユーザｋに対する同相経路のビットｂ_Ｉ，ｑについての対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）に対する簡略化式は以下の式により与えられ、
   

   

   ただし、ｙ_ｋ，Ｉは等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部に対応し、ユーザｋに対する直交経路のビットｂ_Ｑ，ｑについての対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，ｑ）に対する簡略化式は下記の式により与えられ、
   

   

   ただし、ｙ_ｋ，Ｑは等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部に対応する、
   ことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 通信システムはＭＢＯＡ（マルチバンドＯＦＤＭアライアンス）規格を実現することを特徴とする、請求項２に記載の方法。
4. ビットｂ_ｍ（ｎ）、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５０}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋１}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５１}に対する同相および直交経路のビットの対数尤度比が以下の式により与えられ、
   

   

   

   ただし、
   ｎ＝０，１，２，．．．２４に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ、ｎ＝２５，２６，．．．４９に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ＋５０であり、
   ｙ_ｎ，Ｉおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｉ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部であり、
   ｙ_ｎ，Ｑおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｑ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部であり、
   ｇ_ｎおよびｇ_ｎ＋５０は使用される２つの等化係数であり、
   

   

   および
   

   

   は２つのサブキャリア上の伝送チャネルの周波数応答の値の推定値であり、
   

   

   は雑音の分散の推定値である、
   ことを特徴とする、請求項３に記載の方法。
5. ビットｂ_ｍ（ｎ）、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５０}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋１}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５１}についての同相および直交経路のビットの尤度比に対する簡略化式は以下で与えられ、
   

   

   

   ただし、
   ｎ＝０，１，２，．．．２４に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ、ｎ＝２５，２６，．．．４９に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ＋５０であり、
   ｙ_ｎ，Ｉおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｉ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部であり、
   ｙ_ｎ，Ｑおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｑ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部であり、
   

   

   および
   

   

   は２つのサブキャリア上の伝送チャネルの周波数応答の値の推定値である、
   ことを特徴とする、請求項３に記載の方法。
6. 非バイナリ拡散コードを使用して、マルチキャリア符号分割多元接続またはＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ技術を実現する通信システムにおいて、４より大きいまたは４に等しい次数の二乗直交振幅変調によって変調されるデータのソフト復調の装置であって、
   以下の式に従うユーザｋに対する同相経路についての対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）に対する簡略化式と、
   

   

   ただし
   ｑ＝１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｉ
   ｑ＞１に対してＭ_Ｉ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｉ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｉ，ｑ
   ここで、ｍ_Ｉ，ｑはｂ_Ｉ，ｑに対する分割の境界間の距離の半分に対応し、
   ただし、
   ｐ_ｋはｋ番目のユーザに適用されるパワーを表すパラメータであり、
   σ^２は雑音の分散であり、
   Ｎはサブキャリアの数であり、
   ｌはサブキャリアを表す添え字（正の整数）であり（１≦ｌ≦Ｎ）、
   ｃ_ｋ，ｌはｌ番目のサブキャリアおよびユーザｋに対する拡散コードの値であり、
   

   

   はｌ番目のサブキャリアに対する伝送チャネル係数の推定値であり、
   ｙ_ｋ，Ｉは復調を意図する等化および逆拡散の後の複素シンボルの実部に対応し、
   以下の式に従うユーザｋに対する直交経路についての対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，ｑ）に対する簡略化式と、
   

   

   ただし
   ｑ＝１に対してＭ_Ｑ，ｑ＝ｙ_ｋ，Ｑ
   ｑ＞１に対してＭ_Ｑ，ｑ＝−｜Ｍ_{Ｑ，ｑ−１}｜＋ｍ_Ｑ，ｑ
   ただし、ｍ_Ｑ，ｑはｂ_Ｑ，ｑに対する分割の境界間の距離の半分に対応する
   ただし、
   ｙ_ｋ，Ｑは復調を意図する等化および逆拡散の後の複素シンボルの虚部に対応する、
   ２つの式を決定する手段（３４）を備えることを特徴とする、装置。
7. データが４−ＱＡＭ変調によって変調され、ユーザｋに対する同相経路のビットｂ_Ｉ，ｑについての対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｉ，ｑ）に対する簡略化式は以下の式により与えられ、
   

   

   ただし、ｙ_ｋ，Ｉは等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部に対応し、ユーザｋに対する直交経路のビットｂ_Ｑ，ｑについての対数尤度比ＬＬＲ（ｂ_Ｑ，ｑ）に対する簡略化式は下記の式により与えられ、
   

   

   ただし、ｙ_ｋ，Ｑは等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部に対応する、
   ことを特徴とする、請求項６に記載の装置。
8. 通信システムはＭＢＯＡ（マルチバンドＯＦＤＭアライアンス）規格を実現することを特徴とする、請求項７に記載の装置。
9. ビットｂ_ｍ（ｎ）、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５０}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋１}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５１}についての同相および直交経路のビットの対数尤度比ＬＬＲが下記の式により与えられ、
   

   

   

   ただし、
   ｎ＝０，１，２，．．．２４に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ、ｎ＝２５，２６，．．．４９に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ＋５０であり、
   ｙ_ｎ，Ｉおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｉ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部であり、
   ｙ_ｎ，Ｑおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｑ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部であり、
   ｇ_ｎおよびｇ_ｎ＋５０は使用される２つの等化係数であり、
   

   

   および
   

   

   は２つのサブキャリア上の伝送チャネルの周波数応答の値の推定値であり、
   

   

   は雑音の分散の推定値である、
   ことを特徴とする、請求項８に記載の装置。
10. ビットｂ_ｍ（ｎ）、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５０}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋１}、ｂ_{ｍ（ｎ）＋５１}についての同相および直交経路のビットの尤度比ＬＬＲに対する簡略化式は以下の式により与えられ、
    

    

    

    ただし、
    ｎ＝０，１，２，．．．２４に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ、ｎ＝２５，２６，．．．４９に対してはｍ（ｎ）＝２ｎ＋５０であり、
    ｙ_ｎ，Ｉおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｉ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの実部であり、
    ｙ_ｎ，Ｑおよびｙ_{ｎ＋５０，Ｑ}は伝送される２つの複素４−ＱＡＭシンボルにそれぞれ対応する等化および逆拡散の後に受信される複素シンボルの虚部であり、
    

    

    および
    

    

    は２つのサブキャリア上の伝送チャネルの周波数応答の値の推定値である、
    ことを特徴とする、請求項８に記載の装置。
11. 請求項１から５のいずれか一項に記載の方法を実現するように適応されることを特徴とする、受信機。
12. 請求項６から１０のいずれか一項に記載の装置を備えることを特徴とする、受信機。

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