JP2009253729A - Semiconductor integrated circuit device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体集積回路装置に関するものであり、特に電源電圧生成回路を含む半導体集積回路装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor integrated circuit device, and more particularly to a semiconductor integrated circuit device including a power supply voltage generation circuit.
ICやLSI等の半導体集積回路装置において、装置内にある論理回路は遅延時間のばらつきを有している。このため、例えば、フリップフロップ間の同相転送を行う場合、論理回路の最大遅延時間のパスと最小遅延時間のパスに対して正常動作を保障しなければならない。このように、回路の遅延時間のばらつきは、装置の設計上の制約となってしまう。また近年、半導体集積回路の製造プロセスの進歩に伴い、微細化された半導体の特性のばらつきが大きくなっている。このばらつきに伴い、遅延時間のばらつきも大きくなっており上記のような問題がますます深刻になっている。 In semiconductor integrated circuit devices such as ICs and LSIs, logic circuits in the devices have variations in delay time. For this reason, for example, when performing in-phase transfer between flip-flops, it is necessary to ensure normal operation for the path with the maximum delay time and the path with the minimum delay time of the logic circuit. Thus, the variation in the delay time of the circuit becomes a restriction on the design of the apparatus. In recent years, with the progress of the manufacturing process of semiconductor integrated circuits, the variation in characteristics of miniaturized semiconductors has increased. Along with this variation, the variation in delay time is also increasing, and the above problems are becoming more serious.
このような、回路の遅延時間のばらつきを保障するための技術が、特許文献1に開示されている。図7に特許文献1の集積回路装置1の構成を示す。図7に示すように、集積回路1は、カウンタ2と、比較器3と、ラッチ回路4と、積分器5と、電圧制御回路6と、集積回路7と、出力トランジスタQ8からなる。集積回路7はリング発振器9を有している。電圧制御回路6は、差動増幅器であり、トランジスタQ11〜Q13と、抵抗素子R11、12とを有している。また、抵抗素子R12とトランジスタQ12間のノードが出力トランジスタQ8のベースに接続されている。
A technique for ensuring such variations in circuit delay time is disclosed in
集積回路装置1は、集積回路7の遅延をリング発振器9で検出する。その検出結果をカウンタ2と比較器3とで基準値と比較する。その比較結果を電圧制御回路6に送り、集積回路7に供給する電源電圧を変化させる。その電圧の変化により遅延時間を調整する。
特許文献1の技術では、遅延を検出するリング発振器9の出力を一旦カウンタ2に入れ、更にラッチ回路4や積分器5等で処理した後、集積回路7の電源電圧の制御を行っている。よって、特許分権1の技術では、遅延時間調整のための回路構成が非常に複雑になり、回路規模も大きい等の問題がある。よって、回路規模縮小のため、リング発振器9から検出した信号を直接利用して電源電圧の制御を行うような機構が求められている。
In the technique of
本発明は、論理回路と、前記論理回路の遅延の変化に応じた周波数の検出信号を出力する遅延特性検出回路と、前記検出信号に応じて抵抗値が変化する第1の抵抗素子と、前記抵抗素子の抵抗値の変化に応じて参照電圧を出力する参照電圧生成回路と、前記参照電圧を前記論理回路及び遅延特性検出回路に出力する電圧供給回路とを有する半導体集積回路装置である。 The present invention includes a logic circuit, a delay characteristic detection circuit that outputs a detection signal having a frequency corresponding to a change in delay of the logic circuit, a first resistance element whose resistance value changes in accordance with the detection signal, The semiconductor integrated circuit device includes a reference voltage generation circuit that outputs a reference voltage according to a change in the resistance value of the resistance element, and a voltage supply circuit that outputs the reference voltage to the logic circuit and the delay characteristic detection circuit.
本発明によれば、論理回路の遅延の変化に応じて周波数が変化する検出信号を用いて第1の抵抗素子の抵抗値を変化させることができ、その抵抗値の変化により参照電圧を変化させることができる。 According to the present invention, the resistance value of the first resistance element can be changed using the detection signal whose frequency changes in accordance with the change in the delay of the logic circuit, and the reference voltage is changed by the change in the resistance value. be able to.
本発明によれば、論理回路の遅延制御のための回路の小型化が可能である。 According to the present invention, it is possible to reduce the size of a circuit for delay control of a logic circuit.
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態1について、図面を参照しながら詳細に説明する。図1に本実施の形態にかかる半導体集積回路装置の構成の一例を示す。図1に示すように、半導体集積回路装置100は、論理回路110と、アンプ120と、抵抗素子R1〜R3と、スイッチトキャパシタSC1とを有する。論理回路110は内部にリングオシレータ130を有する。
Hereinafter, a specific first embodiment to which the present invention is applied will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows an example of the configuration of a semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. As shown in FIG. 1, the semiconductor
抵抗素子R1とR2は、電源電圧端子VDDと接地電圧端子GND間に直列に接続されている。抵抗素子R1とR2は、ノードAで接続されている。抵抗素子R3は、一方の端子がノードAと接続され、他方の端子がスイッチトキャパシタSC1に接続されている。この抵抗素子R3は、後述するスイッチトキャパシタSC1の抵抗にオフセットを持たせている。但し、オフセットを入れる必要がなければ、この抵抗素子R3は削減してもかまわない。なお、ノードAと接地電圧端子GND間に容量素子C2が接続されている。この容量素子C2は、アンプ120の入力端子に高周波信号成分が入らないようにするロウパスフィルタの役割を有している。
The resistance elements R1 and R2 are connected in series between the power supply voltage terminal VDD and the ground voltage terminal GND. Resistance elements R1 and R2 are connected at node A. The resistor element R3 has one terminal connected to the node A and the other terminal connected to the switched capacitor SC1. This resistance element R3 gives an offset to the resistance of a switched capacitor SC1 to be described later. However, if it is not necessary to add an offset, the resistance element R3 may be reduced. A capacitive element C2 is connected between the node A and the ground voltage terminal GND. The capacitive element C2 has a role of a low-pass filter that prevents a high-frequency signal component from entering the input terminal of the
なお、便宜上、抵抗素子の記号「R1」等は抵抗素子名を示すと同時に、その抵抗素子の抵抗値を示すものとする。また、電源電圧端子VDDは、電源電圧VDDを供給し、接地電圧端子GNDは、接地電圧GNDを供給するものとする。 For convenience, the symbol “R1” or the like of the resistance element indicates the resistance element name and also indicates the resistance value of the resistance element. The power supply voltage terminal VDD supplies the power supply voltage VDD, and the ground voltage terminal GND supplies the ground voltage GND.
図2にスイッチトキャパシタSC1の構成を示す。図2に示すように、スイッチトキャパシタSC1は、PMOSトランジスタTr1と、NMOSトランジスタTr2と、容量素子C1とを有する。PMOSトランジスタTr1とNMOSトランジスタTr2は、インバータを構成している。PMOSトランジスタTr1は、ソースが抵抗素子R3に接続され、ドレインがノードBに接続される。NMOSトランジスタTr2は、ソースが接地電圧端子GNDに接続され、ドレインがノードBに接続される。PMOSトランジスタTr1とNMOSトランジスタTr2のゲートは、後述するリングオシレータ130からの出力信号Soscが入力される。容量素子C1は、一方の端子がノードBに接続され、他方の端子が接地電圧端子GNDに接続される。以後、PMOSトランジスタTr1のソースをスイッチトキャパシタSC1のa端子、PMOSトランジスタTr1とNMOSトランジスタTr2のゲートをb端子、NMOSトランジスタTr2のソースをc端子とする。
FIG. 2 shows the configuration of the switched capacitor SC1. As shown in FIG. 2, the switched capacitor SC1 includes a PMOS transistor Tr1, an NMOS transistor Tr2, and a capacitive element C1. The PMOS transistor Tr1 and the NMOS transistor Tr2 constitute an inverter. The PMOS transistor Tr1 has a source connected to the resistor element R3 and a drain connected to the node B. The NMOS transistor Tr2 has a source connected to the ground voltage terminal GND and a drain connected to the node B. An output signal Sosc from a
アンプ120は、差動増幅器140と、出力トランジスタTr3とを有する。差動増幅器140は、一方の入力端子がノードAに接続され、他方の端子がノードCに接続され、出力端子が出力トランジスタTr3のベースに接続される。ここで、差動増幅器140は、通常知られている一般的な構成でかまわない。例えば、従来技術で説明した電圧制御回路6と同様な構成でよい。このような差動増幅器の動作等は公知であるため、説明は省略する。
The
出力トランジスタTr3は、コレクタが電源電圧端子VDDに接続され、エミッタがノードCに接続され、ベースが差動増幅器140の出力端子と接続される。このノードCの電圧は、差動増幅器140にフィードバックしている。よって、差動増幅器140は、ノードAとCの電位と比較し、その比較結果により出力トランジスタTr3の出力電圧Voutを調整している。例えば、ノードAの電圧が上昇すると出力電圧Voutも上昇させ、電圧が降下すると出力電圧Voutも降下させる。この出力電圧Vout、つまり、ノードCの電圧は、論理回路110に供給される。
The output transistor Tr3 has a collector connected to the power supply voltage terminal VDD, an emitter connected to the node C, and a base connected to the output terminal of the
論理回路110は、電源供給ノードであるノードCから供給される電圧Voutで所定の論理動作を行う。上述したように論理回路110は、リングオシレータ130を有している。このリングオシレータ130の構成の一例を図3に示す。図3に示すように、リングオシレータ130は、奇数段のインバータIv1〜Ivnを環状に接続している。よって、この環状の信号伝播経路上の回路の遅延時間に対応する周期で発振する。このリングオシレータ130もノードCから供給される電圧Voutで動作する。よって、リングオシレータ130は、ノードCから供給される電圧Voutに応じた発振周期の信号をスイッチトキャパシタSC1に出力する。よって例えば、電圧Voutが低下すると、リングオシレータ130を構成する組み合わせ回路群の遅延時間が大きくなり、発振周波数が低くなる。逆に電圧Voutが上昇すると、リングオシレータ130を構成する組み合わせ回路群の遅延時間が小さくなり、発振周波数が高くなる。
The
ここで、リングオシレータ130は、所定の論理動作を行う論理回路110の内部に構成されている。このため、論理回路110の周囲温度、電源電圧等が共通にできる。また、製造工程における製造ばらつきも共通なため、論理回路110を構成する回路群の遅延ばらつきと同様の遅延ばらつきをリングオシレータ130も有する。よって、論理回路110の遅延時間と、その内部にあるリングオシレータ130の遅延時間とに強い相関関係が存在する。従って、リングオシレータ130の出力する信号Soscの発振周波数をモニターすることで、論理回路110の遅延時間を間接的にモニターすることができる。
Here, the
次に、本実施の形態にかかる半導体集積回路装置100の動作について以下に説明する。まず、スイッチトキャパシタSC1の動作について説明を行う。スイッチトキャパシタSC1は、リングオシレータ130からの出力信号Soscの周波数に比例して抵抗値が減少する可変抵抗として動作する。以下にその動作の説明を行う。ここで、リングオシレータ130の出力信号Soscの周波数をfosc、容量素子C1の容量をCsc、端子aの電圧をVaとする。
Next, the operation of the semiconductor integrated
まず、端子bに低電位レベルの信号が入力されるとPMOSトランジスタTr1がオンとなり、NMOSトランジスタTr2がオフとなる。よって、ノードBに接続されている容量素子C1の他方の端子に電圧Vaが供給される。このため、容量素子C1は、電圧Vaに応じた電荷が充電される。逆に、端子bに高電位レベルの信号が入力されるとPMOSトランジスタTr1がオフとなり、NMOSトランジスタTr2がオンとなる。よって、ノードBに接続されている容量素子C1の他方の端子に接地電圧GNDが供給される。このため、容量素子C1は放電される。このように、リングオシレータ130の出力信号Soscが端子bに入力されると、出力信号Soscに応じてPMOSトランジスタTr1とNMOSトランジスタTr2のそれぞれが、交互にオン、オフを繰り返す。これにより、容量素子C1も充放電を繰り返すことになる。ここで、容量素子C1が上述したPMOSトランジスタTr1とNMOSトランジスタTr2のオン、オフにより完全に充放電されるとすると、Csc×Vaの電荷がスイッチトキャパシタSC1の端子aから端子cに流れる。この動作は、1秒間当たり、fosc回繰り返される。よって、スイッチトキャパシタSC1に1秒間にfosc×Csc×Vaの電荷が流れることになる。これは、スイッチトキャパシタSC1にfosc×Csc×Va[A]の電流が流れるのと同じになる。従って、このスイッチトキャパシタSC1は、以下の式(1)に示す抵抗値を有する抵抗素子とみなすことができる。
次に、スイッチトキャパシタSC1の抵抗値Rscを用いて、ノードAの電圧Vrefを求める。まず、抵抗素子R3とスイッチトキャパシタSC1の抵抗Rscとの合成抵抗R3+Rscが、抵抗素子R2と並列関係にある。更に、これら抵抗素子R2、R3、Rscの合成抵抗が、電源電圧VDD−接地電圧間に抵抗素子R1と直列に接続されている。よって、ノードAの電圧Vrefは、電源電圧VDDを、抵抗素子R1と抵抗素子R2、R3、Rscの合成抵抗とで分圧した電圧となる。以下の式(2)にノードAの電圧Vrefを示す。
ここで、上述したように、リングオシレータ130の出力信号Soscの周波数foscは、電圧Voutに応じて変化する。このため、上記の動作による周波数foscやノードCの電圧の変化等の関係を図5を用いて説明する。図5にリングオシレータ130の出力信号Soscの周波数fosc、スイッチトキャパシタSC1の抵抗値Rsc、ノードAの電圧Vref、ノードCの電圧Voutの時間による変化を示す。なお、周波数foscの上部にリングオシレータ130の出力信号Soscの波形を模式的に表した図を示す。
Here, as described above, the frequency fosc of the output signal Sosc of the
図5に示すように、まず時刻t1の時点では、アンプ120からの出力電圧Voutが高く、リングオシレータ130の遅延が小さいため周波数foscが高い。このため、期間T1では、周波数foscが高いため、スイッチトキャパシタSC1の抵抗値Rscが低下する。さらに、抵抗値Rscの低下に伴って、ノードAの電圧Vrefも低下する。結果、電圧Vrefの低下に追随してノードCの電圧Voutが低下する。
As shown in FIG. 5, first, at time t1, the output voltage Vout from the
電圧Voutが低下すると、この電圧Voutを電源電圧として動作するリングオシレータ130の遅延が大きくなり、発振周波数foscが低下し始める。このため、スイッチトキャパシタSC1の抵抗値Rscも上昇を始める。このため、電圧Vrefも同様に上昇を始める。結果、電圧Vrefに追随してノードCの電圧Voutも上昇を始める。
When the voltage Vout decreases, the delay of the
期間T2では、周波数foscが低下するため、スイッチトキャパシタSC1の抵抗値Rscが上昇する。さらに、抵抗値Rscの上昇に伴って、ノードAの電圧Vrefも上昇する。結果、電圧Vrefの上昇に追随してノードCの電圧Voutが上昇する。 In the period T2, since the frequency fosc decreases, the resistance value Rsc of the switched capacitor SC1 increases. Furthermore, as the resistance value Rsc increases, the voltage Vref at the node A also increases. As a result, the voltage Vout at the node C rises following the rise in the voltage Vref.
電圧Voutが上昇すると、この電圧Voutを電源電圧として動作するリングオシレータ130の遅延が小さくなり、発振周波数foscが上昇し始める。このため、スイッチトキャパシタSC1の抵抗値Rscも降下し始める。また、電圧Vrefも同様に降下しはじめる。結果、電圧Vrefに追随してノードCの電圧Voutも降下しはじめる。
When the voltage Vout increases, the delay of the
これ以降は、同様の動作が行われ、いずれ、電圧Voutは、リングオシレータ130が所定の遅延時間で動作する電圧に収斂する。このような電圧Voutで、論理回路110が動作することにより、回路内の遅延時間のばらつきが低減され、安定した回路動作を保障することができる。更には、回路の動作マージンを確保するため、必要以上の電圧を論理回路110に供給する必要がなく消費電力を低減できる。
Thereafter, the same operation is performed, and eventually the voltage Vout converges to a voltage at which the
この電圧Voutの振幅の時間による変化の簡単なグラフを図6に示す。ここで、図6に示す時刻t2における振幅の増大は、例えば論理回路110の周辺温度が変化し、再び論理回路110の遅延時間に変化が生じた場合を示している。この様に温度等の周辺状況の変化によっても論理回路110、及びリングオシレータ130の遅延も変化する。しかし、このような場合であっても、本実施の形態の半導体集積回路装置100では、この温度等の周辺状況の変化に応じて、上述した動作により電圧Voutを制御する。このため、周辺状況の変化に応じた電圧Voutにより回路内の遅延時間のばらつきが低減され、安定した回路動作を保障することができる。
A simple graph of the change of the amplitude of the voltage Vout with time is shown in FIG. Here, the increase in the amplitude at time t2 shown in FIG. 6 indicates a case where the ambient temperature of the
以上のような構成と動作により、本実施の形態の半導体集積回路装置100は、電圧Voutによる出力信号Soscの周波数の変化に応じて、アンプ120にフィードバックをかけ、電圧Voutの制御を行っている。このフィードバックには、出力信号Soscの周波数foscの変化に応じたスイッチトキャパシタSC1の抵抗値の変化を利用している。このようなフィードバック制御により、論理回路110の遅延時間を常に所定の動作マージン内に収め、ばらつきを低減し、安定した回路動作を行うことが可能となる。よって、本実施の形態の半導体集積回路装置100の回路構成では、従来技術のようなカウンタや積分器を利用せず、論理回路内のリングオシレータからの出力信号Soscを直接利用して前記フィードバックループ内の制御を行うことができる。これにより、従来技術と同等の効果を保持しつつ、従来技術と比較して回路規模を小さくすることができ、それに伴い、回路製造原価の低減等が可能となる。
With the configuration and operation as described above, the semiconductor integrated
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものでなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。上述した構成ではリングオシレータ130は、論理回路110の遅延をモニターし出力信号Soscを生成するため独立して機能している。しかし、ここで、論理回路110の論理動作で直接使用している回路を利用し、遅延の変化で周波数が変化する信号を生成し、出力する構成としてもよい。
Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be changed as appropriate without departing from the spirit of the present invention. In the configuration described above, the
100 半導体集積回路装置
110 論理回路
120 アンプ
130 リングオシレータ
140 差動増幅器
R1〜R3 抵抗素子
Tr1〜Tr3 トランジスタ
SC1 スイッチトキャパシタ
C1 容量素子
Iv1〜Ivn インバータ
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記論理回路の遅延の変化に応じた周波数の検出信号を出力する遅延特性検出回路と、
前記検出信号に応じて抵抗値が変化する第1の抵抗素子と、
前記抵抗素子の抵抗値の変化に応じて参照電圧を出力する参照電圧生成回路と、
前記参照電圧を前記論理回路及び遅延特性検出回路に出力する電圧供給回路と、
を有する半導体集積回路装置。 Logic circuit;
A delay characteristic detection circuit that outputs a detection signal having a frequency corresponding to a change in delay of the logic circuit;
A first resistance element whose resistance value changes according to the detection signal;
A reference voltage generation circuit that outputs a reference voltage according to a change in the resistance value of the resistance element;
A voltage supply circuit for outputting the reference voltage to the logic circuit and the delay characteristic detection circuit;
A semiconductor integrated circuit device.
前記差動増幅器の一方の入力端子が、前記スイッチトキャパシタの抵抗値と前記スイッチトキャパシタと並列に接続された第2の抵抗素子の抵抗値の合成抵抗値と、第3の抵抗素子の抵抗値で電源電圧を分圧した電圧を入力され、
前記差動増幅器の他方の入力端子が、前記電圧供給回路の出力する電圧を入力される請求項4または請求項5に記載の半導体集積回路装置。 The voltage supply circuit includes a differential amplifier,
One input terminal of the differential amplifier is a combined resistance value of the resistance value of the switched capacitor, the resistance value of the second resistance element connected in parallel with the switched capacitor, and the resistance value of the third resistance element. The voltage divided from the power supply voltage is input,
6. The semiconductor integrated circuit device according to claim 4, wherein a voltage output from the voltage supply circuit is input to the other input terminal of the differential amplifier.
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