JP2009225189A - 無線受信機、そのフレーム同期検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】より簡単な回路構成で伝送帯域による位相回転による極性変化の影響を除去して、プリアンブルの極性変化成分のみを検出できるようにする。
【解決手段】受信シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を相関演算部２１で演算し、その相関出力と、当該相関出力をシンボル遅延回路２２で遅延した遅延出力との複素乗算を複素乗算器２３で演算する。シンボル遅延回路２２は、遅延量可変の遅延回路であり、検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、上記相関出力を遅延させる。
【選択図】図３

Description

本発明は、送信時に複数の送信帯域に周波数をホッピングしながら伝送する無線システムにおける無線受信機において、伝送パケットにおけるプリアンブル信号の極性を検出してフレームの先頭を判定するフレーム同期方式に関する。

従来の無線システムにおいては、伝送方式にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式を用いた無線伝送装置がある。

また、ＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）用途に標準化が進められている、ＭｕｌｔｉＢａｎｄ ＯＦＤＭ（ＭＢ−ＯＦＤＭ）方式においては、５２８ＭＨｚの帯域幅を持ったＯＦＤＭシンボルを3つの周波数バンドに定められた順番で周波数ホッピングを行い、広帯域を利用した伝送を行っている。

一般に、無線システムの受信機では、パケット内の受信データの先頭（フレーム先頭）を判別するために、パケットの先頭に付加されたプリアンブル信号の極性を検出しており、これによってパケット内のフレーム同期を行っている。

ＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、この同期のためのプリアンブル信号として、２４シンボルの既知のシンボルが付加されており、この信号区間のシンボルの極性を周期的に反転した信号が付加されており、周波数ホッピングのホッピングパターンに対応して、その極性のパターンが定められている（図４参照）。これは、上記２４シンボルのうちの特定の複数のシンボルのみ負極性としているものであり、この負極性シンボルを利用して上記フレーム先頭の判定を行う。

ここで、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式ではＯＦＤＭシンボルを周波数ホッピングさせて伝送しているため、受信時に、この周波数ホッピングに同期してＯＦＤＭシンボルを受信し、受信したＯＦＤＭシンボルに対してプリアンブルパターンとの相互相関を基にフレームの先頭を検出することになる。

しかし、上記の通り周波数ホッピングを行っているため、受信される各ＯＦＤＭシンボルに対して加えられる、伝送路による位相変化量が異なるため、相関出力の相関ピークの極性が受信するＯＦＤＭのシンボル毎に異なってしまう。このため、この相関信号を遅延した信号との複素乗算演算の結果に、周波数帯域の異なる信号間の演算結果が含まれる場合、位相回転による極性変化の成分が含まれてしまい、プリアンブル信号の極性反転成分のみを検出することが困難になる。

この為、従来では一般に、このプリアンブル信号の極性の検出は、受信ＯＦＤＭシンボルと既知のプリアンブルパターンとを相関器で相互相関を求め、その相関出力と相関信号の遅延信号とを複素乗算し、この演算結果に基づき極性変化点を検出することで行われる（例えば、特許文献１参照）。

上記遅延信号の遅延は、同一バンド同士で複素乗算させる為のものである。これにより、上記位相回転による極性変化の為、任意のバンドの上記相関出力の相関ピークの極性が、正極性シンボルに対して負極性となってしまう場合でも（バンド間の位相差による負極性；バンド間の位相回転による極性反転）、負極性同士を複素乗算させれば正極性となることから、上記問題を解決できる。

尚、上記“極性変化点を検出する”とは、複素乗算出力が負極性となる箇所を検出することを意味している。複素乗算出力が負極性となるのは、複素乗算させる上記相関信号とその遅延信号とが、一方が正で他方が負の場合であり、つまり正から負（またはその逆）に極性が変化する場合である。そして、検出した極性変化点に基づき、フレームの先頭を検出している。
特開２００６−１９７３７５号公報

しかしながら、上記特許文献１の従来技術では、プリアンブルパターンの極性変化点を検出するために、ＴＦＣのプリアンブルパターンに応じて、入力信号と入力信号をシフトレジスタを用いた遅延回路で遅延した信号に対して、2つの相関器を用いて相関出力を検出し、それぞれの相関出力を複素乗算することで、プリアンブルパターンの極性を検出している。このように、特許文献１の方式では、相関器が複数必要であり、更に回路の簡素化を図ることが望まれる。

また、特許文献１等の従来方式では、上記伝送帯域による位相回転による極性変化（バンド間の位相差による極性反転）の影響を完全には除去できない。すなわち、ＴＦＣ３，４に関してはこの影響を完全には除去することができず、フレーム先頭の誤検出を防ぐことは出来ない。

本発明の課題は、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のようなＯＦＤＭシンボルを周波数ホッピングする方式の無線受信機において、より簡単な回路構成で伝送帯域による位相回転による極性変化の影響を除去して、プリアンブルの極性変化成分のみを検出できるようにすることで、フレーム先頭の誤検出を防ぐことができ、更にＴＦＣ３，４に関しても当該影響を除去することで、フレーム先頭の誤検出を防ぐことができる無線受信機等を提供することである。

本発明の第１の無線受信機は、複数の周波数バンドに周波数ホッピングされたＯＦＤＭシンボルを受信し、ホッピング同期装置と、受信パケットにおけるプリアンブル部の各シンボルの極性からフレームの先頭を検出するフレーム同期検出装置を有する無線受信機であって、前記フレーム同期検出装置は、前記プリアンブル部の各シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を演算して相関信号を出力する相関演算手段と、該相関演算手段からの相関信号を入力し、前記ホッピング同期装置で検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該相関信号を遅延させた遅延信号を出力する遅延量可変遅延手段と、前記相関信号と前記遅延信号との複素乗算を演算する複素乗算手段とを有し、該複素乗算手段による演算出力に基づき極性変化点を検出することでフレームの先頭を検出する。

上記構成の無線受信機では、まず相互相関を演算してから、この相関信号を遅延量可変の遅延手段によりそのときのＴＦＣに応じた遅延量分、遅延させて、この遅延信号と上記相関信号との複素乗算を演算するようにしているので、従来に比べて回路構成を簡単にできる。勿論、伝送帯域による位相回転による極性変化の影響を除去して、プリアンブルの極性変化成分のみを検出できる。但し、上記構成では、ＴＦＣ３，４に関しては伝送帯域による位相回転による極性変化（バンド間の位相差による極性反転）の影響を完全には除去できないが、以下の第２の無線受信機の構成により対応可能である。

すなわち、本発明の第２の無線受信機は、複数の周波数バンドに周波数ホッピングされたＯＦＤＭシンボルを受信し、ホッピング同期装置と、受信パケットにおけるプリアンブル部の各シンボルの極性からフレームの先頭を検出するフレーム同期検出装置を有する無線受信機であって、前記フレーム同期検出装置は、前記プリアンブル部の各シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を演算して相関信号を出力する相関演算手段と、該相関演算手段からの相関信号を入力し、前記ホッピング同期装置で検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該相関信号を遅延させた第１の遅延信号を出力する第１の遅延量可変遅延手段と、前記相関信号と前記第１の遅延信号との複素乗算を演算する複素乗算手段と、前記ホッピング同期装置が現在選択しているバンドを示すバンド識別信号を入力して、該ホッピング同期装置で検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該バンド識別信号を遅延させた第２の遅延信号を出力する第２の遅延量可変遅延手段と、前記バンド識別信号と第２の遅延信号とを入力して、バンドが同じである場合には一致検出信号を出力するバンド判定手段と、前記複素乗算手段による演算出力を入力して、前記一致検出信号が出力されているときには該演算出力を通過させるセレクタ手段とを有し、該セレクタ手段の出力に基づき極性変化点を検出することでフレームの先頭を検出する。

上記構成の第２の無線受信機では、上記第１の無線受信機に対して更に第２の遅延量可変遅延手段とバンド判定手段とセレクタ手段とを設けたことにより、複素乗算された検出信号に対して、相関信号の周波数ホッピング時の伝送周波数バンドが異なる信号に対する複素乗算演算結果を非選択とし、同一周波数バンドの信号同士の複素乗算演算結果のみを出力することができ、正しく極性変化点を検出することができ、フレームの先頭を誤検出することはない。

また、前記遅延量は、前記検出されたＴＦＣがＴＦＣ１又はＴＦＣ２である場合には３シンボル分、ＴＦＣ３〜ＴＦＣ７の何れかである場合には１シンボル分とする。すなわち、複素乗算される2つの信号の周波数ホッピング時の伝送周波数が同一周波数となるような信号成分が含まれるように、相関信号の遅延量を設定する。

本発明の無線受信機等によれば、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のようなＯＦＤＭシンボルを周波数ホッピングする方式の無線受信機において、より簡単な回路構成で伝送帯域による位相回転による極性変化の影響を除去してフレーム先頭の誤検出を防ぐことができ、更にＴＦＣ３，４に関しても当該影響を除去することで、フレーム先頭の誤検出を防ぐことができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。

尚、以下の説明では、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式の無線システムを例にするが、この例に限らない。

図1に、本例の無線機の受信回路の構成ブロック図を示す。

図示の受信回路は、上記“極性変化点”を検出することで、フレーム先頭を検出している。

図示の構成では、受信アンテナ１より受信された受信信号（ＯＦＤＭシンボル）は、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐ）２、ダウンコンバータ３、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）５、及びＡ／Ｄコンバータ６を介して、ＦＦＴ演算部１３に入力される。また、Ａ／Ｄコンバータ６の出力は、ホッピング同期回路１１及びフレーム同期検出回路１２にも入力される。

ホッピング同期回路１１、フレーム同期検出回路１２、及びＦＦＴ演算部１３は、復調部１０を構成するものであり、これら構成によってＦＦＴ演算部１３から復調信号が出力される。

上記各構成のうち、フレーム同期検出回路１２以外の構成は従来と略同様であってよく、特に説明しないが、ホッピング同期回路１１に関してはその処理結果を利用する為、以下、簡単に説明する。

すなわち、上記ダウンコンバータ３には、Ｌｏ発振器７が出力する所定周波数の信号（当該受信機の受信周波数の信号）が入力され、これにより受信信号を直交検波し、複素ベースバンド信号を出力する。Ｌｏ発振器７が出力する信号の周波数（バンド）は、ホッピング同期回路１１によって制御され、特に送信側が使用しているＴＦＣの検出後は、このＴＦＣのホッピングパターンに応じて上記バンドを切り替え制御する。

すなわち、よく知られているように、ホッピング同期回路１１は、Ａ／Ｄコンバータ６の出力に基づいて、送信側が使用しているホッピングパターン（後述するＴＦＣ１〜ＴＦＣ７の何れか）を検出して、このＴＦＣ検出結果に応じてＬｏ発振器７に対して図示の制御信号ｂ（例えば後述するバンドＩＤ等）を出力することで、Ｌｏ発振器７が出力する信号の周波数を、検出したホッピングパターンに同期して切り替えさせるものである。

そして、本例のホッピング同期回路１１では、更に、上記ＴＦＣ検出結果を示す図示のＴＦＣ検出信号ａ（検出したＴＦＣの後述するＴＦＣ番号等）を、フレーム同期検出回路１２へ出力する。

また、本例の後述する図８の構成の場合には、更に、上記制御信号ｂ（ホッピング同期回路１１が現在選択指示しているバンドのバンドＩＤ等）も、フレーム同期検出回路１２へ出力する。

これら信号ａ、ｂを入力したフレーム同期検出回路１２の動作については、後に図３、図８を参照して説明する。

ここで、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、バンドＩＤ＝‘１’〜‘３’で識別される３つの伝送周波数帯域（バンド）を用いており、図２に示すように、７種類のホッピングパターンがＴＦＣ（Ｔｉｍｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｄｅ）として定められており、送信側の無線機では、図示の各ＴＦＣ番号（ＴＦＣ１〜ＴＦＣ７）の何れかに対応付けられるバンドＩＤのパターンで、上記３つの伝送周波数帯域（バンド）を切り替えながら送信を行う。

尚、以下、バンドＩＤ＝‘１’に対応する周波数帯域をバンド１、同様に、バンドＩＤ＝‘２’、‘３’に対応する周波数帯域をそれぞれバンド２、バンド３というものとする。

図２に示す各周波数ホッピングパターンの周期（ホッピング周期）は、ＯＦＤＭシンボルの６シンボル分である。そして、図示の７つのパターンのうち、ＴＦＣ１、ＴＦＣ２は１シンボル毎、ＴＦＣ３、ＴＦＣ４は２シンボル毎に、周波数ホッピングするパターンである。ＴＦＣ５〜ＴＦＣ７は、周波数ホッピングしないパターンである（上記バンド１〜バンド３の何れかに固定）。

受信機側では、上記何れかのパターンで周波数ホッピングされて伝送されてくるパケットの各ＯＦＤＭシンボルに対して、ホッピング同期回路１１が、伝送されているＯＦＤＭシンボルのホッピングパターン（ＴＦＣ）を検出し、検出後は、当該受信機の受信周波数（上記Ｌｏ発振器７が出力する信号の周波数）を、ホッピングパターンに同期して切り替え制御することで、ホッピングされるＯＦＤＭシンボルを受信する。

上記ホッピング同期を確立後、パケットのフレーム先頭を検出するための、フレーム同期検出回路１２を用いて、受信したプリアンブル信号の極性に基づいて、フレームの先頭を検出する。尚、ＯＦＤＭにおけるパケットは、フレームの前に上記プリアンブル信号が付加された構成であり、フレームはヘッダ部とデータ部とから成る。

図３に、フレーム同期検出回路１２の構成例を示す。

フレーム同期検出回路１２は、相関演算部２１とフレーム検出演算部２０とから成る。また、予め既知のプリアンブルパターンがプリアンブルパターン記憶部２５に記憶されている。フレーム検出演算部２０は、シンボル遅延回路２２、複素乗算器２３、閾値判定部２４から成る。そして、上記ＴＦＣ検出信号ａに基づき、検出されたＴＦＣに応じたプリアンブルパターンが相関演算部２１に入力される。

上記構成のフレーム同期検出回路１２によるプリアンブル信号の極性変化点の判定は、まず、受信シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を相関演算部２１で演算し、その相関出力と、当該相関出力をシンボル遅延回路２２で遅延した遅延出力（但し、複素共役をとる）との複素乗算を複素乗算器２３で演算する。そして、この演算出力を閾値判定部２４へ入力させて、閾値判定部２４において予め決められている負の閾値と比較することで、上記極性変化点を検出するものである。

尚、極性変化点とは、既に説明してあるが、例えば図５（ｇ）、図６（ｇ）等に示すフレーム検出信号が負出力している箇所を意味する（尚、説明では、この負出力は全て上記負の閾値を超えているものとしている）。

シンボル遅延回路２２は、遅延量可変の遅延回路であり、上記ＴＦＣ検出信号ａを入力しており、これによって、検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、上記相関出力を遅延させる。この遅延量は、検出されたＴＦＣがＴＦＣ１又はＴＦＣ２である場合には３シンボル分、ＴＦＣ３〜ＴＦＣ７の何れかである場合には１シンボル分である。すなわち、同一通過バンドの相関出力同士を複素乗算させるように遅延を施している。

シンボル遅延回路２２の構成例は、特に図示しないが、例えば、それぞれが１シンボル分、２シンボル分遅延させる２つのシフトレジスタを縦列接続した構成で、各シフトレジスタの出力を入力するスイッチを備え、このスイッチが上記ＴＦＣ検出信号ａに応じて何れかの入力を出力させる構成等とすればよい。勿論、他の構成であってもよい。

上記相関演算部２１によるプリアンブルパターンとの相互相関の演算や複素乗算器２３により複素乗算する構成自体は、上記特許文献１等にも開示されているように、既存技術である。

但し、特許文献１の構成では、プリアンブル信号区間における極性変化点を検出する為に、検出したＴＦＣのプリアンブルパターンに応じて、入力信号と、当該入力信号をシフトレジスタを用いた遅延回路で遅延した信号を、２つの相関出力を用いて相関出力を検出し、それぞれの相関出力を複素乗算することで、プリアンブルパターンの極性を検出している。

これに対して、図３に示す構成では、まず１つの相関器（相関演算部２１）で相関信号を検出し、これをＴＦＣに対応する遅延量分遅延させた遅延信号と複素乗算する構成とすることで、相関器が少なくて済み、回路が簡素化できる。

また、従来では、ＴＦＣ３，４に関しては、バンド間の位相差による極性変化の影響で極性変化点を誤検出することを防ぐことは出来ないが、本例では後述する図８の構成により対応可能である。

ここで、既に説明したように、周波数ホッピングされたＯＦＤＭシンボルに対する相関出力は、通過した周波数バンドに応じて、伝送路で加えられる位相回転量が異なるため、その極性（相関出力の極性）はバンド毎に異なる。例えば、図５（ｃ）や図６（ｃ）に示す相関出力例は、伝送路による位相回転がないと仮定した場合の例である。一方、例えばバンド１とバンド２とで１８０°の位相差があると仮定した場合、図７（ｃ）に示すように、通過バンドがバンド２の相関出力は、バンド間の位相差による負極性の信号（正極性シンボルに対する場合）となる。この様な場合でも、同一通過バンド同士（この例では特にバンド２同士）で複素乗算を行えば、負×負は正となるので、バンド間の位相差による極性反転成分を除去することができるので問題はないが、バンド３，４に関しては同一通過バンド同士とならない箇所がある。この為、上記のように図８の構成を提案しており、後に詳述する。

以下、更に詳しく説明する。

まず、ＭＢ−ＯＦＤＭでは図４に示すように、各ＴＦＣ（各ホッピングパターン）に対応して、プリアンブル信号の極性が規定されている。

図示の通り、例えばＴＦＣ１，２の場合には２４個のシンボルのうち２２番目〜２４番目の３つのシンボルのみが負極性となっており、ＴＦＣ３，４の場合には２０、２２、及び２４番目の３つのシンボルのみが負極性となっている。尚、負極性の状態とは、正極性の符号系列に対して、全ての符号が反転した符号系列である状態である。

このため、ＴＦＣ１，２の場合は、遅延量を3シンボルとすることで、同一通過バンド同士の相関出力を複素乗算して、バンド間の位相差による極性反転成分がある場合でもこれを除去することができ、正しく極性変化点を検出することができる。

例えば図５には、ＴＦＣ１を例にした場合のフレーム同期検出回路１２における各入出力信号例を示す。尚、本例では、ホッピング同期回路１１は、上記ＴＦＣを検出した後、ホッピングパターンに同期した受信バンド切り替え制御を行っており、フレーム同期検出回路１２によるフレーム同期検出処理の際には、図５（ｂ）に示すように全てのシンボルが受信される。

まず、図２に示すＴＦＣ１のホッピングパターンの通り、図５（ａ）に示す様に、送信機側は、バンド１→バンド２→バンド３→バンド１→バンド２・・・というパターンで、各ＯＦＤＭシンボル毎に伝送周波数帯域（バンド）を切り替えながら送信してくる。尚、図示のＰＳは正極性、−ＰＳは負極性のＯＦＤＭシンボルを意味している。

そして、図５（ｂ）に示すように全てのシンボルが上記受信シンボルとして上記相関演算部２１に入力される。上記の通りホッピング同期確立後であるので、図示の通り上記全てのＯＦＤＭシンボルが順次、相関演算部２１に入力されることになる。

図５（ｃ）に示す「相関出力」は上記相関演算部２１の出力であり、上記位相回転の影響がない場合には、図示の通り、正極性のＯＦＤＭシンボルに対しては正の出力、負極性のＯＦＤＭシンボルに対しては負の出力となる。そして、ここではＴＦＣ１を例にしているので、図５（ｅ）に示す「遅延出力」は、上記図５（ｃ）の「相関出力」をシンボル遅延回路２２によって３シンボル分遅延させた信号となる。

そして、図５（ｄ），（ｆ），（ｇ）には、上記「相関出力」、「遅延出力」それぞれの通過バンドと、これら「相関出力」と「遅延出力」を（遅延出力は複素共役をとった後で）上記複素乗算器２３で複素乗算してなるフレーム検出信号を示してある。図示の通り、３シンボル分遅延させることで、同一通過バンドの出力同士で複素乗算することができ、上述してある通り、正常なフレーム検出信号が得られる。すなわち、図示の通り、「相関出力」と「遅延出力」とで極性反転しているときのみ、複素乗算器２３からは負の出力があり、パケットのフレーム先頭を誤検出するようなことはない。

尚、図５はＴＦＣ１を例にしているが、ＴＦＣ２についても同様である。

また、特に図示していないが、復調部１０は、上記フレーム検出信号と予め決められている所定の基準とに基づいて、パケットのフレーム先頭を検出している。所定の基準とは、ＴＦＣ１〜ＴＦＣ４の場合には、フレーム検出信号における負出力（極性変化点）を３つ検出した場合に最初の極性変化点の位置をフレーム先頭の判定基準とするものである。

尚、実際には、フレーム検出信号（複素乗算器２３の出力）に対して、閾値判定部２４が予め設定されている所定の負の閾値（例えば図９に示す検出閾値）と比較することで、閾値を超えた信号のみを上記極性変化点として検出するものであるが、ここでは図示の負出力は全て閾値を超えているものとする。

一方、ＴＦＣ５〜ＴＦＣ７の場合には、図４に示すように、負極性シンボルが多数あるが、シンボル番号１９〜２４までの各シンボルによるフレーム検出信号の正／負が、ユニークなパターンとなることから、判定基準が決められている。すなわち、ＴＦＣ５〜ＴＦＣ７の場合には、１シンボル分遅延させることから、シンボル番号が‘１９’と‘２０’、‘２０’と‘２１’ 、‘２１’と‘２２’ ‘２２’と‘２３’ ‘２３’と‘２４’でそれぞれ複素乗算した結果、フレーム検出信号の正／負は、負、負、負、正、正となる。つまり、負出力が３つ連続した後に正出力が２つ続くパターンであり、この様なパターンを検出した場合に、最初の負出力の位置をフレーム先頭の判定基準とするものである。

この様にすることで、特許文献１のように２つの加算器を必要とすることはないので、この点からも回路が簡素化できる。

ＴＦＣ５，６，７に関しては、特に図示等はしないが、遅延量を1シンボルとすることで、上記ＴＦＣ１，２の場合と同様にして、同一通過バンドの相関出力同士の複素乗算により正しく極性変化点を検出することができ、パケットのフレーム先頭を誤検出するようなことはない。

一方、ＴＦＣ３，４に関しては、遅延量を１シンボル分とした場合でも、上記の通り図７に示す場合では、バンド間の位相差による極性反転成分を完全には除去することはできない。

図６には、ＴＦＣ３を例にした場合のフレーム同期検出回路１２における各入出力信号例を示す。但し、図６には、全てのバンドで伝送路による位相回転がないと仮定した場合を示してある。一方、既に述べた通り、図７は、位相回転による極性変化（バンド間の位相差による極性反転）がある場合の一例を示してある。

図６、図７に示すように、ＴＦＣ３，４では、6シンボル間で2シンボル毎に連続して同一周波数バンドで伝送されているため、相関出力を1シンボル分遅延した信号との乗算演算では、異なるバンド同士の演算結果も含まれてしまう。例えば、バンド１同士の次にはバンド２とバンド１、バンド２同士の次にはバンド３とバンド２、等というように、異なるバンド同士の演算結果も含まれてしまう。

それでも、伝送路による位相回転がないと仮定した場合は、図６（ｇ）に示すように正しくプリアンブルシンボルの極性反転部分を検出することが可能である。

しかしながら、位相回転による極性変化がある場合は、図７（ｇ）に示すように、プリアンブルシンボルによる極性反転以外の負極性の出力（誤った極性変化点）が検出され、フレーム先頭を誤検出してしまう。

すなわち、ＴＦＣ３，４の場合、フレーム検出信号は、図６（ｇ）に示すように最後に５つ連続で負出力となり、上記所定の基準により、３つ目の負出力を検出したら、最初に検出された負出力の位置（図７（ｇ）に示す“本来の検出位置”）が、上記フレーム先頭の判定基準となる。しかしながら、図７（ｇ）に示すフレーム検出信号となった場合、図示の通り上記“本来の検出位置”より前にも負出力がある為、図示の最初の負出力の位置が上記フレーム先頭の判定基準となってしまい、パケットのフレーム先頭を誤検出することになる。

図８は、上記の問題を解決するためのフレーム同期検出回路１２の構成例である。

本例のフレーム同期検出回路１２には、図１で説明した通り、上記ＴＦＣ検出信号ａ、制御信号ｂ（ホッピング同期回路１１が現在選択指示しているバンドのバンドＩＤ等）が入力している。

図８に示す構成において、図３に示す構成と同一の構成には同一符号を付してあり、その説明は省略する。すなわち、相関演算部２１が受信シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を演算してこの相関出力をフレーム検出演算部３１に出力する構成は図２と同じである。また、フレーム検出演算部３１は、閾値判定部２４を備えていない点で図３のフレーム検出演算部２０と異なるが（図示の通り閾値判定部２４はセレクタ３３の後段に配置されている）、それ以外は同じである。すなわち、特に図示しないが、フレーム検出演算部３１はシンボル遅延回路２２と複素乗算器２３とを備え、これらによって相関出力とその遅延出力との複素乗算を演算・出力するものである。

尚、プリアンブルパターン記憶部２５とフレーム検出演算部３１内の上記不図示のシンボル遅延回路２２とには、図３の場合と同様にＴＦＣ検出信号ａが入力されているが、図では省略して示している。

そして、図８の構成では更にバンド判定装置３２とセレクタ３３と遅延回路３４とが備えられている。セレクタ３３は上記フレーム検出演算部３１の演算出力を入力し、バンド判定装置３２から一致検出信号が出力されているときのみ、フレーム検出演算部３１の演算出力を通過させて閾値判定部２４へ入力させる。当然、一致検出信号が入力されていないときにはフレーム検出演算部３１の演算出力は通過させない。つまり、バンド判定装置３２からの出力を元にセレクタ３３を切り替えることで、上記誤検出の元となる負出力信号は閾値判定部２４側へ通過させないようにすることで、パケットのフレーム先頭を誤検出することを防止する。

バンド判定装置３２には、上記制御信号ｂ（現在のバンドＩＤ等）とこの制御信号ｂを遅延回路３４で遅延させた遅延信号ｂ’とが入力される。

遅延回路３４は、上記図３のシンボル遅延回路２２と同じ構成である。すなわち、遅延回路３４には上記ＴＦＣ検出信号ａが入力しており、これにより上記シンボル遅延回路２２に関して説明した通り、検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、制御信号ｂを遅延させる。

バンド判定装置３２は、制御信号ｂと遅延信号ｂ’とが一致するか否か（例えばこれらバンドＩＤが同じであるか否か）を判定し、一致する場合には上記一致検出信号をセレクタ３３へ出力する。これにより、セレクタ３３は、同一バンドの演算結果のみを通過させる。

図９には、図７に示した例に対して図８の構成を用いた場合のフレーム検出信号等の波形例を示す。

図示のフレーム検出信号（セレクタ通過後）は、セレクタ３３の出力である。フレーム検出演算部３１の出力は、図７（ｇ）に示すフレーム検出信号と同じと考えてよい。図７（ｄ）（ｆ）（ｇ）と図９（ｄ）（ｆ）（ｇ）とを比較すれば分かるように、相関出力通過バンド（制御信号ｂ）と遅延出力通過バンド（遅延信号ｂ’）とが同一の場合におけるフレーム検出信号の負出力（同一バンド同士の複素乗算出力）は、セレクタ３３を通過しており、閾値判定部２４による検出閾値との比較・検出が行われる。

一方、相関出力通過バンド（制御信号ｂ）と遅延出力通過バンド（遅延信号ｂ’）とが異なる場合（図示の例では‘２’と‘１’、及び‘３’と‘２’）におけるフレーム検出信号の負出力は、セレクタ３３を通過しないことから、図９に示すように除去されている。このように、図８の構成によれば、バンド間の位相差による負極性の信号を除去し、プリアンブル信号の極性反転成分のみを検出することが可能となる。従って、これら負出力が閾値判定部２４で極性変化点として検出されることはなく、パケットのフレーム先頭を誤検出することはない。

上述したように、本方式では、1種類の相関器で相関信号を検出し、それを遅延回路でプリアンブルパターンに対応する遅延量分遅延した信号と、複素乗算器で複素乗算することで、極性変化点の検出をすることができるので、相関器が少なくてすみ、回路が簡素化できる。

また、ＴＦＣ３，４に関しても、バンド間の位相差による極性反転の影響を排除して、シンボルの極性変化による極性変化点のみを検出することができ、パケットのフレーム先頭の誤検出を防ぐことが出来る。すなわち、フレーム同期検出に際して、受信シンボルとプリアンブル信号との相関出力とその遅延信号との複素乗算演算結果を、同一バンドのシンボルに対する演算のみ通過させることで、バンド間の位相回転による極性反転検出を除去し、プリアンブルの極性反転のみを検出することが可能となる。

本例の無線機の受信回路の構成ブロック図である。 ＭＢ−ＯＦＤＭ方式での７種類のホッピングパターン（ＴＦＣ）を示す図である。 フレーム同期検出回路の構成例である。 各ＴＦＣに対応したプリアンブル信号の極性の規定を示す図である。 （ａ）〜（ｇ）は、ＴＦＣ１を例にした場合のフレーム同期検出回路における各入出力信号例を示す図である。 （ａ）〜（ｇ）は、ＴＦＣ３を例にして位相回転がないと仮定した場合のフレーム同期検出回路における各入出力信号例を示す図である。 （ａ）〜（ｇ）は、ＴＦＣ３を例にして位相回転がある場合のフレーム同期検出回路における各入出力信号例を示す図である。 ＴＦＣ３，４に関して位相回転がある場合に対応したフレーム同期検出回路の構成例である。 （ａ）〜（ｇ）は、図８に示すフレーム同期検出回路における各入出力信号例を示す図である。

符号の説明

１ 受信アンテナ
２ ＬＮＡ
３ ダウンコンバータ
４ ＬＰＦ
５ ＡＧＣ
６ Ａ／Ｄコンバータ
７ Ｌｏ発振器
１０ 復調部
１１ ホッピング同期回路
１２ フレーム同期検出回路
１３ ＦＦＴ演算部
２０ フレーム検出演算部
２１ 相関演算部
２２ シンボル遅延回路
２３ 複素乗算器
２４ 閾値判定部
２５ プリアンブルパターン記憶部
３１ フレーム検出演算部
３２ バンド判定装置
３３ セレクタ
３４ 遅延回路

Claims (5)

1. 複数の周波数バンドに周波数ホッピングされたＯＦＤＭシンボルを受信し、ホッピング同期装置と、受信パケットにおけるプリアンブル部の各シンボルの極性からフレームの先頭を検出するフレーム同期検出装置を有する無線受信機であって、
   前記フレーム同期検出装置は、
   前記プリアンブル部の各シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を演算して相関信号を出力する相関演算手段と、
   該相関演算手段からの相関信号を入力し、前記ホッピング同期装置で検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該相関信号を遅延させた遅延信号を出力する遅延量可変遅延手段と、
   前記相関信号と前記遅延信号との複素乗算を演算する複素乗算手段とを有し、
   該複素乗算手段による演算出力に基づき極性変化点を検出することでフレームの先頭を検出することを特徴とする無線受信機。
2. 複数の周波数バンドに周波数ホッピングされたＯＦＤＭシンボルを受信し、ホッピング同期装置と、受信パケットにおけるプリアンブル部の各シンボルの極性からフレームの先頭を検出するフレーム同期検出装置を有する無線受信機であって、
   前記フレーム同期検出装置は、
   前記プリアンブル部の各シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を演算して相関信号を出力する相関演算手段と、
   該相関演算手段からの相関信号を入力し、前記ホッピング同期装置で検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該相関信号を遅延させた第１の遅延信号を出力する第１の遅延量可変遅延手段と、
   前記相関信号と前記第１の遅延信号との複素乗算を演算する複素乗算手段と、
   前記ホッピング同期装置が現在選択しているバンドを示すバンド識別信号を入力して、該ホッピング同期装置で検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該バンド識別信号を遅延させた第２の遅延信号を出力する第２の遅延量可変遅延手段と、
   前記バンド識別信号と第２の遅延信号とを入力して、バンドが同じである場合には一致検出信号を出力するバンド判定手段と、
   前記複素乗算手段による演算出力を入力して、前記一致検出信号が出力されているときには該演算出力を通過させるセレクタ手段とを有し、
   該セレクタ手段の出力に基づき極性変化点を検出することでフレームの先頭を検出することを特徴とする無線受信機。
3. 前記遅延量は、前記検出されたＴＦＣがＴＦＣ１又はＴＦＣ２である場合には３シンボル分、ＴＦＣ３〜ＴＦＣ７の何れかである場合には１シンボル分とすることを特徴とする請求項１又は２記載の無線受信機。
4. 複数の周波数バンドに周波数ホッピングされたＯＦＤＭシンボルを受信する無線受信機における、受信パケットにおけるプリアンブル部の各シンボルの極性からフレームの先頭を検出するフレーム同期検出装置であって、
   前記プリアンブル部の各シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を演算して相関信号を出力する相関演算手段と、
   該相関演算手段からの相関信号を入力し、検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該相関信号を遅延させた遅延信号を出力する遅延量可変遅延手段と、
   前記相関信号と前記遅延信号との複素乗算を演算する複素乗算手段とを有し、
   該複素乗算手段による演算出力に基づき極性変化点を検出することでフレームの先頭を検出することを特徴とするフレーム同期検出装置。
5. 複数の周波数バンドに周波数ホッピングされたＯＦＤＭシンボルを受信する無線受信機における、受信パケットにおけるプリアンブル部の各シンボルの極性からフレームの先頭を検出するフレーム同期検出装置であって、
   前記プリアンブル部の各シンボルとプリアンブルパターンとの相互相関を演算して相関信号を出力する相関演算手段と、
   該相関演算手段からの相関信号を入力し、検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該相関信号を遅延させた第１の遅延信号を出力する第１の遅延量可変遅延手段と、
   前記相関信号と前記第１の遅延信号との複素乗算を演算する複素乗算手段と、
   現在選択されているバンドを示すバンド識別信号を入力して、検出されたＴＦＣに応じた遅延量分、該バンド識別信号を遅延させた第２の遅延信号を出力する第２の遅延量可変遅延手段と、
   前記バンド識別信号と第２の遅延信号とを入力して、バンドが同じである場合には一致検出信号を出力するバンド判定手段と、
   前記複素乗算手段による演算出力を入力して、前記一致検出信号が出力されているときには該演算出力を通過させるセレクタ手段とを有し、
   該セレクタ手段の出力に基づき極性変化点を検出することでフレームの先頭を検出することを特徴とするフレーム同期検出装置。