JP2009201225A - Motor drive - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ステッピングモータを駆動するのに用いて好適なモータ駆動装置に関する。 The present invention relates to a motor drive device suitable for use in driving a stepping motor.
従来、ステッピングモータを定電流で駆動するモータ駆動装置は、図7に示すように、駆動信号を生成する駆動信号生成部101と、MOS−FET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)M101〜M104によりモータ巻線L101に電流を流し、モータを駆動するモータ駆動部102と、モータ巻線L101の電流を検出する電流検出部103と、タイミング信号を発振するオシレータ部104と、電流検出部103の検出出力によりセットされ、タイミング信号によりリセットされるRSフリップフロップ105とから構成されている。このようなモータ駆動装置では、電流検出部103によりモータ巻線L101の電流を検出し、この検出出力によりRSフリップフロップ105をトリガし、オシレータ部104からのタイミング信号によりRSフリップフロップ105をリセットし、このRSフリップフロップ105の出力を駆動信号生成部101に供給して、モータを定電流で駆動している。
Conventionally, as shown in FIG. 7, a motor driving apparatus that drives a stepping motor with a constant current includes a driving
また、例えば特許文献1に示されるように、無整流モータにおいて、モータの回転により、モータの回転に伴う電磁誘導が起き、発電電圧が誘起されると、この誘起電圧とタイミング信号とを同期させるようにすることで、モータからの電磁ノイズや転流騒音を抑えるようにしたものが開示されている。
上述のステッピングモータの駆動装置では、ステッピングモータのスイッチング速度が低速の場合、巻線リップル電流が大きくなり、平均電流を低下させ、回転効率を低下させる。特に、巻線電流が小さい場合に、巻線リップルが占有的になる。したがって、巻線リップル電流の減少という側面からは、スイッチング速度を上げることが望まれる。 In the stepping motor driving apparatus described above, when the switching speed of the stepping motor is low, the winding ripple current becomes large, the average current is lowered, and the rotation efficiency is lowered. In particular, when the winding current is small, the winding ripple becomes occupied. Therefore, it is desired to increase the switching speed from the aspect of reducing the winding ripple current.
ところが、ステッピングモータのスイッチング速度を高速にすると、高速スイッチングのため、スイッチング損失が増大すると共に、発生するノイズの処理が必要になる。また、スイッチング速度が高速の場合、出力トランジスタ、フライホイールダイオードに、スイッチング特性の良い素子を使用しないと、効率悪化を招く。さらに、スイッチング速度が高速の場合、巻線電流が小さく、インダクタンスの値が小さいモータを駆動した場合に、電流の右上がり現象が発生する。 However, if the switching speed of the stepping motor is increased, the switching loss increases due to the high-speed switching, and the generated noise needs to be processed. Further, when the switching speed is high, efficiency is deteriorated unless elements having good switching characteristics are used for the output transistor and the flywheel diode. Further, when the switching speed is high, when a motor with a small winding current and a small inductance value is driven, a current rising phenomenon occurs.
したがって、巻線リップル電流が大きいことが問題になる場合には、スイッチング速度を高速にして、巻線リップル電流を小さくし、また、スイッチング損失の増大が問題となる場合には、スイッチング速度を低速にして、スイッチング損失を減少させるようにすることが望まれる。 Therefore, if a large winding ripple current is a problem, increase the switching speed to reduce the winding ripple current. If an increase in switching loss is a problem, decrease the switching speed. Thus, it is desirable to reduce the switching loss.
ところが、上述の従来のステッピングモータの駆動装置では、スイッチング速度を簡単に変更することは困難である。つまり、図7に示した従来のモータ駆動装置では、外部接続端子107が導出されており、この外部接続端子107に接続するコンデンサC101や抵抗R101の時定数により、オシレータ部104の発振周波数を設定する構成となっている。このような構成では、スイッチング速度を変更するためには、コンデンサC101や抵抗R101等の外部部品を装着する必要があり、部品点数が増加すると共に、スイッチング速度を簡単に変更できない。
However, it is difficult to easily change the switching speed in the above-described conventional stepping motor driving apparatus. That is, in the conventional motor driving device shown in FIG. 7, the
また、特許文献1に示されるものでは、誘起電圧とタイミング信号とを同期させる必要があるため、タイミング信号の周波数を容易に変更することはできない。
Moreover, in what is shown by
そこで、本発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、外部部品を装着することなく、スイッチング速度を簡単に変更できるようにしたモータ駆動装置を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a motor drive device in which the switching speed can be easily changed without mounting external parts.
本発明は、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。 The present invention proposes the following items in order to solve the above-described problems.
(1)本発明は、タイミング信号を発振するオシレータ部(例えば、図1のオシレータ部4に相当)と、オシレータ部からのタイミング信号を基に駆動信号を生成する駆動信号生成部(例えば、図1の駆動信号生成部1に相当)と、駆動信号生成部からの駆動信号によりモータを駆動するモータ駆動部(例えば、図1のモータ駆動部2に相当)と、を有するモータ駆動装置において、外部入力によりオシレータ部の発振周波数が設定可能な周波数切替部(例えば、図1の周波数切替部6に相当)を設けたことを特徴とするモータ駆動装置を提案している。
(1) The present invention includes an oscillator unit that oscillates a timing signal (for example, equivalent to the
この発明によれば、外部入力によりオシレータ部の発振周波数を変更することで、スイッチング速度を簡単に変更できる。 According to the present invention, the switching speed can be easily changed by changing the oscillation frequency of the oscillator unit by an external input.
(2)本発明は、(1)のモータ駆動装置について、モータを定電流で駆動することを特徴とするモータ駆動装置を提案している。 (2) The present invention proposes a motor driving device characterized by driving the motor with a constant current with respect to the motor driving device of (1).
この発明によれば、定電流駆動のモータで、外部入力によりオシレータ部の発振周波数を簡単に変更することができる。 According to the present invention, the oscillation frequency of the oscillator unit can be easily changed by an external input with a constant current drive motor.
(3)本発明は、(1)または(2)のモータ駆動装置について、モータは、ステッピングモータであることを特徴とするモータ駆動装置を提案している。 (3) The present invention proposes a motor driving device according to (1) or (2), wherein the motor is a stepping motor.
この発明によれば、ステッピングモータで、外部入力によりオシレータ部の発振周波数を簡単に変更することができる。 According to the present invention, the oscillation frequency of the oscillator unit can be easily changed by an external input with the stepping motor.
(4)本発明は、(1)から(3)のモータ駆動装置について、前記周波数切替部が、2以上の電流供給源からの供給電流量を切り替えて(例えば、図5の定電流源I1、I2およびSW2に相当)、前記オシレータ部の発振周波数が設定することを特徴とするモータ駆動装置を提案している。 (4) According to the present invention, in the motor drive devices of (1) to (3), the frequency switching unit switches the supply current amount from two or more current supply sources (for example, the constant current source I1 in FIG. 5). , I2 and SW2), a motor driving device is proposed in which the oscillation frequency of the oscillator unit is set.
この発明によれば、供給する電流量により、オシレータ部の発振周波数を可変することから、電流量を的確に制御することにより、細やかに、オシレータ部の発振周波数を可変することができる。 According to the present invention, since the oscillation frequency of the oscillator unit is varied depending on the amount of current supplied, the oscillation frequency of the oscillator unit can be finely varied by accurately controlling the amount of current.
本発明によれば、外部入力によりオシレータ部の発振周波数を変更することで、巻線リップル電流が大きい場合には、スイッチング速度を高速にして、巻線リップル電流を小さくすることができるという効果がある。また、スイッチング損失が増大した場合には、スイッチング速度を低速にして、スイッチング損失を減少させることができる。オシレータ部の発振周波数が外部入力により変更できるので、外部部品が不要となり、外部部品を削減できるという効果がある。 According to the present invention, by changing the oscillation frequency of the oscillator unit by an external input, when the winding ripple current is large, it is possible to increase the switching speed and reduce the winding ripple current. is there. Further, when the switching loss increases, the switching speed can be lowered to reduce the switching loss. Since the oscillation frequency of the oscillator unit can be changed by an external input, there is an effect that external parts are unnecessary and the external parts can be reduced.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the constituent elements in the present embodiment can be appropriately replaced with existing constituent elements and the like, and various variations including combinations with other existing constituent elements are possible. Therefore, the description of the present embodiment does not limit the contents of the invention described in the claims.
図1は、本発明の実施形態のモータ駆動装置の構成を示すものである。
図1に示すように、本発明の実施形態のモータの駆動装置は、駆動信号生成部1と、モータ駆動部2と、電流検出部3と、オシレータ部4と、RSフリップフロップ5と、周波数切替部6とから構成されている。これらモータ駆動装置を構成する各部の回路は、集積回路化されている。
FIG. 1 shows a configuration of a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 1, the motor drive device according to the embodiment of the present invention includes a drive
駆動信号生成部1は、入力制御信号IN及びRSフリップフロップ5の出力信号を受けて、MOS−FETM1〜M4に対する駆動信号を生成する。モータ駆動部2は、MOS−FETM1〜M4により、モータ巻線L1に電流を流し、モータを駆動する。
The
電流検出部3は、モータ駆動部2に流れる電流を検出し、この検出出力により、RS−フリップフロップ5をトリガすることで、モータを定電流駆動する。オシレータ部4は、タイミング信号を発振し、このタイミング信号で、RS−フリップフロップ5をリセットする。周波数切替部6は、外部入力端子7からの設定により、オシレータ部4の発振周波数を切り替える。
The current detection unit 3 detects a current flowing through the
モータ巻線L1は、MOS−FETM1〜M4の間に接続されている。すなわち、MOS−FETM1のソースと、MOS−FETM2のドレインとが接続される。MOS−FETM3のソースと、MOS−FETM4のドレインとが接続される。MOS−FETM1のドレインと、MOS−FETM1のドレインとが電源Vmmに接続される。 The motor winding L1 is connected between the MOS-FETs M1 to M4. That is, the source of the MOS-FET M1 and the drain of the MOS-FET M2 are connected. The source of the MOS-FET M3 and the drain of the MOS-FET M4 are connected. The drain of the MOS-FET M1 and the drain of the MOS-FET M1 are connected to the power supply Vmm.
MOS−FETM2のソースと、MOS−FETM2のソースとが、検出抵抗Rs1を介して、接地される。MOS−FETM1のソースとMOS−FETM2のドレインとの接続点と、MOS−FETM3のソースとMOS−FETM4のドレインとの接続点との間に、モータ巻線L1が接続される。 The source of the MOS-FET M2 and the source of the MOS-FET M2 are grounded via the detection resistor Rs1. The motor winding L1 is connected between a connection point between the source of the MOS-FET M1 and the drain of the MOS-FET M2, and a connection point between the source of the MOS-FET M3 and the drain of the MOS-FET M4.
図2は、本実施形態のモータ駆動装置の各部の波形を示すものである。 FIG. 2 shows the waveform of each part of the motor drive device of this embodiment.
図2(A)に示すように、時刻t0で、入力制御信号INがハイレベルになると、FETオン期間となり、MOS−FETM1及びM4がオンする。MOS−FETM1及びM4がオンすると、図3(A)に示すように、電源Vmmから、MOS−FETM1、モータ巻線L1、MOS−FETM4を介して、励磁電流iaが流れる。これにより、図2(B)及び図2(E)に示すように、MOS−FETM1の電流IM1及びMOS−FETM4の電流IM4が上昇していく。 As shown in FIG. 2A, when the input control signal IN becomes high level at time t0, the FET on period is entered, and the MOS-FETs M1 and M4 are turned on. When the MOS-FETs M1 and M4 are turned on, an excitation current ia flows from the power supply Vmm through the MOS-FET M1, the motor winding L1, and the MOS-FET M4 as shown in FIG. Thereby, as shown in FIGS. 2B and 2E, the current IM1 of the MOS-FET M1 and the current IM4 of the MOS-FET M4 increase.
モータ駆動部2に流れる電流は、電流検出部3の検出抵抗Rs1で検出される。電源Vmmから、MOS−FETM1、モータ巻線L1、MOS−FETM4を介して流れる電流iaにより、図2(F)に示すように、検出抵抗Rs1の検出電圧Vsが上昇していく。
The current flowing through the
検出抵抗Rs1の検出電圧Vsは、コンパレータCMP1の一方の入力端に供給される。コンパレータCMP1の他方の入力には、リファレンス電圧Vrefが供給される。時刻t1で、検出抵抗Rs1の検出電圧Vs(図2(F))がリファレンス電圧Vrefを越えると、コンパレータCMP1の出力がハイレベルになる。 The detection voltage Vs of the detection resistor Rs1 is supplied to one input terminal of the comparator CMP1. The reference voltage Vref is supplied to the other input of the comparator CMP1. When the detection voltage Vs (FIG. 2F) of the detection resistor Rs1 exceeds the reference voltage Vref at time t1, the output of the comparator CMP1 becomes high level.
これにより、図2(H)に示すように、RSフリップフロップ5のセット入力Sにハイレベルが供給される。RSフリップフロップ5のセット入力Sにハイレベルが供給されると、図2(J)に示すように、RSフリップフロップ5がトリガされ、RSフリップフロップ5の出力Qがハイレベルになる。
As a result, a high level is supplied to the set input S of the RS flip-
RSフリップフロップ5の出力は、駆動信号生成部1に供給される。RSフリップフロップ5の出力Qがハイレベルになると、FETオン期間からフライホイール期間に変わり、MOS−FETM1がオフとなり、MOS−FETM2がオンとなる。
The output of the RS flip-
時刻t1〜時刻t2のフライホイール期間では、MOS−FETM2と、MOS−FETM4とがオンしており、図3(B)に示すように、フライホイール電流ibは、モータ巻線L1、MOS−FETM4、MOS−FETM2の経路で流れて、モータ巻線L1に戻る。これにより、MOS−FETM2の電流IM2及びMOS−FETM4の電流IM4は、図2(C)及び図2(E)に示すように減少していく。 In the flywheel period from time t1 to time t2, the MOS-FET M2 and the MOS-FET M4 are on, and as shown in FIG. 3B, the flywheel current ib is the motor winding L1, the MOS-FET M4. , Flows through the path of the MOS-FET M2 and returns to the motor winding L1. As a result, the current IM2 of the MOS-FET M2 and the current IM4 of the MOS-FET M4 decrease as shown in FIGS. 2C and 2E.
オシレータ部4は、所定周波数のタイミング信号を発生している。このタイミング信号は、図2(I)に示すように、RSフリップフロップ5のリセット入力Rに供給される。時刻t2で、オシレータ部4からのタイミング信号がハイレベルになると、図2(J)に示すように、RSフリップフロップ5の出力Qがローレベルになり、フライホイール期間からFETオン期間に変わる。
The
時刻t2〜t3のFETオン期間では、前述と同様に、MOS−FETM1とMOS−FETM4がオンとなっており、電源Vmmから、MOS−FETM1、モータ巻線L1、MOS−FETM4を介して、励磁電流が流れ、MOS−FETM1の電流IM1及びMOS−FETM4の電流IM4が上昇していく。そして、時刻t3で、検出抵抗Rs1の検出電圧Vsがリファレンス電圧Vrefを越えると、コンパレータCMP1の出力がハイレベルになり、RSフリップフロップ5がトリガされる。そして、時刻t3〜時刻t4で、再び、フライホイール期間となる。
In the FET ON period from time t2 to t3, the MOS-FET M1 and the MOS-FET M4 are ON as described above, and excitation is performed from the power source Vmm via the MOS-FET M1, the motor winding L1, and the MOS-FET M4. A current flows, and the current IM1 of the MOS-FET M1 and the current IM4 of the MOS-FET M4 increase. When the detection voltage Vs of the detection resistor Rs1 exceeds the reference voltage Vref at time t3, the output of the comparator CMP1 becomes high level, and the RS flip-
以下、同様にして、FETオン期間とフライホイール期間とが繰り返される。 Thereafter, the FET on period and the flywheel period are repeated in the same manner.
時刻tn−1で、入力制御信号IN(図2(A))がハイレベルからローレベルになると、フライバック期間となり、MOSFETM1とMOS−FETM4がオフし、MOSFETM2とMOS−FETM3がオンする。これにより、時刻tn−1〜時刻tnで、図3(C)に示すように、MOS−FETM2、モータ巻線L1、MOS−FETM3の経路で回生電流icが流れ、電源Vmmに回生される。 When the input control signal IN (FIG. 2A) changes from the high level to the low level at time tn-1, the flyback period starts, the MOSFET M1 and the MOS-FET M4 are turned off, and the MOSFET M2 and the MOS-FET M3 are turned on. Thereby, at time tn-1 to time tn, as shown in FIG. 3C, the regenerative current ic flows through the path of the MOS-FET M2, the motor winding L1, and the MOS-FET M3, and is regenerated to the power source Vmm.
以上説明したように、本実施形態のモータ駆動装置では、検出抵抗Rs1の検出出力から巻線電流を検出し、この検出出力でRSフリップフロップ5をセットし、オシレータ部4からのタイミング信号によりRSフリップフロップ5をリセットすることで、FETオン期間と、フライホイール期間とを繰り返して、ステッピングモータを定電流で駆動している。
As described above, in the motor drive device of the present embodiment, the winding current is detected from the detection output of the detection resistor Rs1, the RS flip-
ステッピングモータでは、スイッチング時間が低速の場合、巻線リップル電流が大きくなり、平均電流を低下させ、回転効率を低下させる場合がある。特に、巻線電流が小さい場合に、巻線リップルが支配的になる。 In a stepping motor, when the switching time is low, the winding ripple current increases, which may decrease the average current and decrease the rotation efficiency. In particular, when the winding current is small, the winding ripple becomes dominant.
これに対して、スイッチング時間が高速の場合、高速スイッチング動作のため、スイッチング損失が増大する。また、この場合、発生するノイズの処理が必要になる。さらに、出力トランジスタ、フライホイールダイオードにスイッチング特性の良い素子を使用しないと、効率悪化を招く。巻線電流が小さく、インダクタンスが小さなモータを駆動した場合には、電流の右上がり現象が発生する。 On the other hand, when the switching time is high, the switching loss increases because of the high-speed switching operation. In this case, it is necessary to process generated noise. Furthermore, unless elements having good switching characteristics are used for the output transistor and the flywheel diode, the efficiency is deteriorated. When a motor having a small winding current and a small inductance is driven, a current rising phenomenon occurs.
そこで、本発明の実施形態のモータ駆動装置では、図1に示すように、周波数切替部6を設け、外部入力端子7からの設定により、オシレータ部4からのタイミング信号の発振周波数を切り替えることができるようにしている。
Therefore, in the motor drive device according to the embodiment of the present invention, as shown in FIG. 1, the frequency switching unit 6 is provided, and the oscillation frequency of the timing signal from the
図4は、オシレータ部4の発振周波数を高くして、高速動作させた場合の各部の波形を示している。
図4では、オシレータ部4からのタイミング信号の周波数が、図2に示した低速動作の場合のタイミング信号の周波数より高くなっているものとする。図4と、前述の図2に示した波形と比較すればわかるように、高速動作の場合の巻線電流Ioutのリップル成分(図4(G))は、低速動作の場合の巻線電流Ioutのリップル成分(図2(G))よりも、小さくなる。
FIG. 4 shows the waveform of each part when the oscillation frequency of the
In FIG. 4, it is assumed that the frequency of the timing signal from the
本実施形態では、外部入力端子7からの設定により、オシレータ部4の発振周波数を切り替えることで、巻線リップル電流が大きい場合には、スイッチング速度を高速にして、巻線リップル電流を小さくすることができ、また、スイッチング損失が増大した場合には、スイッチング速度を低速にして、スイッチング損失を減少させることができる。
In this embodiment, by switching the oscillation frequency of the
次に、外部入力端子7からの設定により発振周波数を切り替えることができるオシレータ部4の構成について説明する。
Next, the configuration of the
図5は、オシレータ部4及び周波数切替部6の構成を示すものである。図5に示すように、オシレータ部4は、コンパレータCMP2と、スイッチ回路SW1と、コンデンサC1と、トランスファゲートG1及びG2と、インバータINV1及びINV2とから構成される。
FIG. 5 shows the configuration of the
コンパレータCMP2の一方の入力と接地間には、コンデンサC1及びスイッチ回路SW1が接続される。また、コンパレータCMP2の一方の入力には、電流源I1が接続されると共に、スイッチ回路SW2を介して、電流源I2が接続される。 A capacitor C1 and a switch circuit SW1 are connected between one input of the comparator CMP2 and the ground. Further, the current source I1 is connected to one input of the comparator CMP2, and the current source I2 is connected via the switch circuit SW2.
電流源I1、I2及びスイッチ回路SW2は、周波数切替部6を構成している。スイッチ回路SW2は、外部入力端子7からの制御信号により切り替えられる。
The current sources I1 and I2 and the switch circuit SW2 constitute a frequency switching unit 6. The switch circuit SW2 is switched by a control signal from the
コンパレータCMP2の他方の入力は、トランスファゲートG1を介して、充電上限値電圧V1に接続されると共に、トランスファゲートG2を介して、充電下限値電圧V2に接続される。 The other input of the comparator CMP2 is connected to the charging upper limit voltage V1 via the transfer gate G1, and is connected to the charging lower limit voltage V2 via the transfer gate G2.
コンパレータCMP2の出力は、インバータINV1及びINV2を介して出力され、RSフリップフロップ5のリセット入力に供給される。また、インバータINV1及びインバータINV2の出力は、互いに逆相で、トランスファゲートG1及びG2の制御端子に供給される。トランスファゲートG1は、充電上限値電圧V1の供給をオン/オフし、トランスファゲートG2は、充電下限値電圧V2の供給をオン/オフしている。
The output of the comparator CMP2 is output via the inverters INV1 and INV2, and is supplied to the reset input of the RS flip-
このようなオシレータ部4の動作について、図6の波形図を参照しながら説明する。図6に示すように、コンパレータCMP2の出力(図6(E)がローレベルのときには、図6(B)に示すように、スイッチ回路SW1はオフされている。スイッチ回路SW1がオフのときには、コンパレータCMP2の一方の入力には、コンデンサC1の端子電圧が供給される。
The operation of the
また、コンパレータCMP2の出力(図6(E))がローレベルのときには、図6(C)及び図6(D)に示すように、トランスファゲートG1が開き、トランスファゲートG2が閉じられる。よって、コンパレータCMP2の他方の入力には、充電上限値電圧V1が供給される。 When the output of the comparator CMP2 (FIG. 6E) is at a low level, the transfer gate G1 is opened and the transfer gate G2 is closed as shown in FIGS. 6C and 6D. Therefore, the charge upper limit voltage V1 is supplied to the other input of the comparator CMP2.
コンデンサC1には、電流源I1及びI2から充電電流が流される。これにより、コンデンサC1の端子電圧は、図6(A)に示すように、徐々に上昇していく。 A charging current flows from the current sources I1 and I2 to the capacitor C1. As a result, the terminal voltage of the capacitor C1 gradually increases as shown in FIG.
なお、コンデンサC1に対する充電電流は、スイッチ回路SW2により切り替えられる。スイッチング周波数を低く設定する場合には、スイッチ回路SW2はオフされる。この場合には、コンデンサC1に対する充電電流は、電流源I1となる。スイッチング周波数を高く設定する場合には、スイッチ回路SW2はオンされる。スイッチ回路SW2をオンすると、コンデンサC1に対する充電電流は、電流源I1と電流源I2との和電流となる。 Note that the charging current for the capacitor C1 is switched by the switch circuit SW2. When the switching frequency is set low, the switch circuit SW2 is turned off. In this case, the charging current for the capacitor C1 is the current source I1. When the switching frequency is set high, the switch circuit SW2 is turned on. When the switch circuit SW2 is turned on, the charging current for the capacitor C1 is the sum of the current source I1 and the current source I2.
コンパレータCMP2で、コンデンサC1の端子電圧と充電上限値電圧V1とが比較される。コンデンサC1の端子電圧が充電上限値電圧V1を越えると、図6(E)に示すように、コンパレータCMP2の出力がハイレベルになる。 The comparator CMP2 compares the terminal voltage of the capacitor C1 with the charge upper limit voltage V1. When the terminal voltage of the capacitor C1 exceeds the charge upper limit voltage V1, the output of the comparator CMP2 becomes high level as shown in FIG. 6 (E).
コンパレータCMP2の出力(図6(E))がハイレベルになると、図6(B)に示すように、スイッチ回路SW1がオンされる。また、図6(C)及び図6(D)に示すように、トランスファゲートG2が開き、トランスファゲートG1が閉じられる。よって、コンパレータCMP2の他方の入力には、充電下限値電圧V2が供給される。 When the output of the comparator CMP2 (FIG. 6E) becomes high level, the switch circuit SW1 is turned on as shown in FIG. 6B. Further, as shown in FIGS. 6C and 6D, the transfer gate G2 is opened and the transfer gate G1 is closed. Therefore, the charging lower limit voltage V2 is supplied to the other input of the comparator CMP2.
スイッチ回路SW1がオンされると、コンデンサC1の電荷は、スイッチ回路SW1を介して放電され、図6(A)に示すように、コンデンサC1の端子電圧は下降する。コンパレータCMP2で、コンデンサC1の端子電圧と充電下限値電圧V2とが比較される。コンデンサC1の端子電圧が充電下限値電圧V2より下降すると、図6(E)に示すように、コンパレータCMP2の出力がローレベルになる。 When the switch circuit SW1 is turned on, the charge of the capacitor C1 is discharged through the switch circuit SW1, and the terminal voltage of the capacitor C1 drops as shown in FIG. The comparator CMP2 compares the terminal voltage of the capacitor C1 with the charge lower limit voltage V2. When the terminal voltage of the capacitor C1 falls below the charging lower limit voltage V2, the output of the comparator CMP2 becomes low level as shown in FIG. 6 (E).
コンパレータCMP2の出力(図6(E))がローレベルになると、図6(B)に示すように、スイッチ回路SW1はオフされ、コンデンサC1の端子電圧は、図6(A)に示すように、徐々に上昇していく。また、図6(C)及び図6(D)に示すように、トランスファゲートG1が開き、トランスファゲートG2が閉じられ、コンパレータCMP2で、コンデンサC1の端子電圧と充電上限値電圧V1とが比較される。 When the output of the comparator CMP2 (FIG. 6E) becomes low level, the switch circuit SW1 is turned off as shown in FIG. 6B, and the terminal voltage of the capacitor C1 is as shown in FIG. 6A. , Gradually rising. Further, as shown in FIGS. 6C and 6D, the transfer gate G1 is opened, the transfer gate G2 is closed, and the comparator CMP2 compares the terminal voltage of the capacitor C1 with the charge upper limit voltage V1. The
以下、同様の動作が繰り返される。これにより、図6(E)に示すような発振出力を得ることができる。 Thereafter, the same operation is repeated. Thereby, an oscillation output as shown in FIG. 6E can be obtained.
このようなオシレータ部4では、コンデンサC1を充電電流により、図6(A)に示すコンデンサC1の充電時間が変わる。これにより、発振周波数を変更することができる。
In such an
この例では、コンデンサC1に対する充電電流がスイッチ回路SW2により切り替えられる。スイッチング周波数を低く設定する場合には、スイッチ回路SW2はオフされる。この場合には、コンデンサC1に対する充電電流は、電流源I1からのみになるので、コンデンサC1の充電時間が長くなり、発振周波数が下がる。 In this example, the charging current for the capacitor C1 is switched by the switch circuit SW2. When the switching frequency is set low, the switch circuit SW2 is turned off. In this case, since the charging current for the capacitor C1 is only from the current source I1, the charging time for the capacitor C1 is lengthened and the oscillation frequency is lowered.
スイッチング周波数を高く設定する場合には、スイッチ回路SW2はオンされる。スイッチ回路SW2をオンすると、コンデンサC1に対する充電電流は、電流源I1と電流源I2との和電流となる。このため、コンデンサC1の充電時間が短くなり、発振周波数が上がる。 When the switching frequency is set high, the switch circuit SW2 is turned on. When the switch circuit SW2 is turned on, the charging current for the capacitor C1 is the sum of the current source I1 and the current source I2. This shortens the charging time of the capacitor C1 and increases the oscillation frequency.
以上説明したように、本実施形態では、外部入力端子7からの設定により、オシレータ部4の発振周波数を切り替えることで、外部部品を装着することなく、高速動作と低速動作とを簡単に切り替えることができる。
As described above, in the present embodiment, by switching the oscillation frequency of the
なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications and applications are possible without departing from the spirit of the present invention.
1:駆動信号生成部、
2:モータ駆動部、
3:電流検出部、
4:オシレータ部、
5:RSフリップフロップ
6:周波数切替部、
7:外部入力端子、
M1〜M4:MOS−FET、
L1:モータ巻線
1: drive signal generation unit,
2: Motor drive unit,
3: Current detection unit,
4: Oscillator part,
5: RS flip-flop 6: Frequency switching unit,
7: External input terminal,
M1-M4: MOS-FET,
L1: Motor winding
Claims (4)
前記オシレータ部からのタイミング信号を基に駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
前記駆動信号生成部からの駆動信号によりモータを駆動するモータ駆動部と、を有するモータ駆動装置において、
外部入力により前記オシレータ部の発振周波数が設定可能な周波数切替部を設けたことを特徴とするモータ駆動装置。 An oscillator that oscillates the timing signal;
A drive signal generation unit that generates a drive signal based on a timing signal from the oscillator unit;
A motor drive unit having a motor drive unit that drives a motor by a drive signal from the drive signal generation unit;
A motor driving apparatus comprising a frequency switching unit capable of setting an oscillation frequency of the oscillator unit by an external input.
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