JP2009183093A - Dc-dc power converter - Google Patents
Dc-dc power converter Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009183093A JP2009183093A JP2008020762A JP2008020762A JP2009183093A JP 2009183093 A JP2009183093 A JP 2009183093A JP 2008020762 A JP2008020762 A JP 2008020762A JP 2008020762 A JP2008020762 A JP 2008020762A JP 2009183093 A JP2009183093 A JP 2009183093A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- voltage terminal
- terminal
- conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ電力変換装置に係り、特に、その電圧比を変更できるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a DC / DC power conversion apparatus that converts a DC voltage into a DC voltage that is stepped up or stepped down, and more particularly to a DC / DC power conversion apparatus that can change the voltage ratio.
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータは、正の電位に接続する半導体スイッチと負の電位に接続する半導体スイッチとを備えた少なくとも２個以上の半導体スイッチを具備するインバータ回路と、直列に接続される複数の整流器と直列に接続される複数のコンデンサとを備えた多倍圧整流回路で構成され、インバータ回路で交流電圧を作り、更に、多倍圧整流回路で高圧直流電圧を作り負荷に供給する（例えば、特許文献１参照）。なお、同文献１には、コンデンサの充電レベル到達前に半導体スイッチをオフするよう制御することで電圧比を任意に調整出来るとあるが、この場合は、出力波形の歪みが増大し、変換効率も低下して実用性に劣る。
A DC / DC converter as a conventional DC / DC power converter includes an inverter circuit including at least two semiconductor switches including a semiconductor switch connected to a positive potential and a semiconductor switch connected to a negative potential. It is composed of a multiple voltage rectifier circuit with a plurality of rectifiers connected in series and a plurality of capacitors connected in series, creates an AC voltage with an inverter circuit, and further generates a high voltage DC voltage with a multiple voltage rectifier circuit Is supplied to the load (see, for example, Patent Document 1). Note that the
また、従来の別例によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのスイッチトキャパシタコンバータは、インバータ回路と２倍圧整流回路とで構成され、コンデンサと直列にインダクタを接続し、ＬＣ共振現象を利用してコンデンサへの充放電電流を増大させ、大きな電力を移行しても効率の低下が少ない電力変換を実現している（例えば、非特許文献１参照）。
A switched capacitor converter as a DC / DC power conversion device according to another conventional example is composed of an inverter circuit and a double voltage rectifier circuit, and an inductor is connected in series with the capacitor, and the capacitor using the LC resonance phenomenon is used. The power conversion to increase the charging / discharging current and realize a power conversion with little decrease in efficiency even when a large amount of power is transferred (see Non-Patent
これらの従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、インバータ回路と整流回路とを備え、コンデンサの充放電を利用して直流／直流電力変換を行うものであり、また、コンデンサと直列にインダクタを接続してＬＣ共振現象を利用すると高効率で大きな電力が移行できる。しかしながら、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、実用上、入力電圧と出力電圧との関係は一定で変更できない。 These conventional DC / DC power converters include an inverter circuit and a rectifier circuit, and perform DC / DC power conversion using charging / discharging of a capacitor. In addition, an inductor is connected in series with the capacitor. If the LC resonance phenomenon is used, high power can be transferred with high efficiency. However, in the conventional DC / DC power converter, the relationship between the input voltage and the output voltage is constant and cannot be changed practically.
この発明では、上記のような問題点を解決するために成されたものであって、インバータ回路と整流回路とから成る複数の回路を備え、コンデンサの充放電を利用するＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、入力電圧と出力電圧との比を変更できるようにすることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is a DC / DC power conversion device that includes a plurality of circuits each including an inverter circuit and a rectifier circuit and uses charge / discharge of a capacitor. In the present invention, the ratio between the input voltage and the output voltage can be changed.
この発明に係る第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、互いに直列に接続された複数の平滑コンデンサ、スイッチング素子を有し各平滑コンデンサと並列に接続された変換回路、複数の平滑コンデンサの端子の内所定の一対の端子と接続された入出力用の第１の直流電圧端子、複数の平滑コンデンサの端子の内第１の直流電圧端子に接続された端子とは少なくともその一方が異なる所定の一対の端子と接続された入出力用の第２の直流電圧端子、コンデンサを有し変換回路の相互間に接続されたエネルギ移行回路、およびスイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路を備え、スイッチング素子を駆動して複数の変換回路の一方の群を平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する直流／交流変換回路として動作させ複数の変換回路の他方の群をエネルギ移行回路を介して一方の群の変換回路から出力された交流電圧を直流電圧に変換して平滑コンデンサに出力する交流／直流変換回路として動作させることにより第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子との間で所定の直流電圧比の電力変換を行うＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、
スイッチング素子を駆動して複数の変換回路のいずれかを平滑コンデンサを短絡する短絡回路として動作させることにより第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子との間で所定の直流電圧比と異なる直流電圧比の電力変換を可能とする電圧比変更手段を備えたものである。
A first DC / DC power converter according to the present invention includes a plurality of smoothing capacitors connected in series with each other, a conversion circuit having switching elements and connected in parallel with each smoothing capacitor, and terminals of the plurality of smoothing capacitors. A predetermined pair of input / output first DC voltage terminals connected to the predetermined pair of terminals, and at least one of the terminals connected to the first DC voltage terminal among the terminals of the plurality of smoothing capacitors. A second DC voltage terminal for input / output connected to the terminal of the power supply, an energy transfer circuit having a capacitor and connected between the conversion circuits, and a gate drive circuit for driving the switching element on and off, Drive and operate one group of the plurality of conversion circuits as a DC / AC conversion circuit that converts the DC voltage of the smoothing capacitor into an AC voltage, and other than the plurality of conversion circuits. And the first DC voltage terminal by operating the group as an AC / DC conversion circuit that converts the AC voltage output from the conversion circuit of one group into a DC voltage via the energy transfer circuit and outputs the DC voltage to the smoothing capacitor. In the DC / DC power conversion device that performs power conversion at a predetermined DC voltage ratio with the second DC voltage terminal,
A predetermined DC voltage ratio is different between the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal by operating the switching element to operate any one of the plurality of conversion circuits as a short circuit that short-circuits the smoothing capacitor. A voltage ratio changing means that enables power conversion of a DC voltage ratio is provided.
また、この発明に係る第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、同じく前提とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、切替用のスイッチング素子を備え切替用のスイッチング素子を駆動して接続の切替を行う切替回路を備え、第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子のいずれか一方または双方を切替回路を介して複数の平滑コンデンサの異なる複数の端子に接続し、切替用のスイッチング素子を駆動して第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子のいずれか一方または双方と平滑コンデンサの端子との接続を切り替えることにより第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子との間で所定の直流電圧比と異なる直流電圧比の電力変換を可能とする電圧比変更手段を備えたものである。 A second DC / DC power conversion apparatus according to the present invention is a DC / DC power conversion apparatus which is also based on the same assumption, and includes a switching element for switching, and switches the connection by driving the switching element for switching. A switching circuit is provided, and one or both of the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal are connected to a plurality of different terminals of the plurality of smoothing capacitors via the switching circuit, and the switching element for switching is driven. Then, by switching the connection between one or both of the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal and the terminal of the smoothing capacitor, between the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal. A voltage ratio changing unit that enables power conversion at a DC voltage ratio different from the predetermined DC voltage ratio is provided.
この発明に係る第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置における電圧比変更手段は、以上のように、スイッチング素子を駆動して複数の変換回路のいずれかを平滑コンデンサを短絡する短絡回路として動作させる。これにより、短絡した平滑コンデンサの電圧が零となり、電圧比が変化する。 As described above, the voltage ratio changing means in the first DC / DC power converter according to the present invention drives the switching element to operate one of the plurality of conversion circuits as a short circuit that shorts the smoothing capacitor. As a result, the voltage of the shorted smoothing capacitor becomes zero and the voltage ratio changes.
この発明に係る第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置における電圧比変更手段は、以上のように、切替用のスイッチング素子を備え切替用のスイッチング素子を駆動して接続の切替を行う切替回路を備え、第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子のいずれか一方または双方を切替回路を介して複数の平滑コンデンサの異なる複数の端子に接続し、切替用のスイッチング素子を駆動して第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子のいずれか一方または双方と平滑コンデンサの端子との接続を切り替える。これにより、直流電圧端子に接続される平滑コンデンサが異なり、電圧比が変化する。 As described above, the voltage ratio changing means in the second DC / DC power converter according to the present invention includes the switching circuit that includes the switching element for switching and that switches the connection by driving the switching element for switching. One or both of the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal are connected to a plurality of different terminals of the plurality of smoothing capacitors through the switching circuit, and the switching element for switching is driven to The connection of one or both of the DC voltage terminal and the second DC voltage terminal and the terminal of the smoothing capacitor is switched. Thereby, the smoothing capacitor connected to the DC voltage terminal is different, and the voltage ratio changes.
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。図１に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する機能(直流電圧V2を直流電圧V1の３倍と同等とする動作)と、入力された直流電圧をバイパスし１倍の直流電圧を出力する機能(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作)を有する。また、いずれかの動作を選択することにより電圧比を変更する手段を有する。
A DC / DC power converter according to
1 is a diagram showing a configuration of a DC / DC power conversion apparatus according to
各ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路部として、先ず、互いに直列に接続された平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3は、入出力電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する。そして、複数の半導体スイッチング素子であるMOSFETからなり、低圧側素子（第１のスイッチング素子）、高圧側素子（第２のスイッチング素子）としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）を直列接続して各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3の両端子間に接続した変換回路（以下、単に回路と称す）Ａ１、Ａ２、Ａ３を直列接続して構成される。更に、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、回路Ａ１と他の各回路Ａ２、Ａ３との中間端子間に、コンデンサCr12、Cr13およびインダクタLr12、Lr13の直列体で構成されエネルギ移行回路として機能するＬＣ直列体LC12、LC13を接続する。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
As the main circuit part of each DC / DC power converter, first, smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs3 connected in series with each other smooth the input / output voltages V1 and V2 and also serve as voltage sources for energy transfer. Function. And it consists of MOSFET which is a plurality of semiconductor switching elements, and two MOSFETs (Mos1L, Mos1H) (Mos2L, Mos2H) as a low voltage side element (first switching element) and a high voltage side element (second switching element) ( Mos3L, Mos3H) are connected in series, and conversion circuits (hereinafter simply referred to as circuits) A1, A2, A3 connected between both terminals of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, Cs3 are configured in series. Furthermore, with the connection point of the two MOSFETs in each circuit A1, A2, A3 as an intermediate terminal, capacitors Cr12, Cr13 and inductors Lr12, Lr13 are connected in series between the intermediate terminal between the circuit A1 and each of the other circuits A2, A3. The LC serial bodies LC12 and LC13, which are composed of bodies and function as an energy transfer circuit, are connected.
Each MOSFET is a power MOSFET in which a parasitic diode is formed between the source and drain.
次に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の接続の詳細について説明する。平滑コンデンサCs1の両端子VLとVcomは、それぞれ直流電圧端子（以下、単に電圧端子と称す）Ｔ１、Ｔ０に接続され、電圧端子Ｔ０は接地されている。平滑コンデンサCs1の端子VLは、平滑コンデンサCs2の一方の端子VLに接続され、平滑コンデンサCs2の他方の端子VMは平滑コンデンサCs3の一方の端子VMに、平滑コンデンサCs3の他方の端子VHは電圧端子Ｔ２に接続されている。 Next, details of connection of the DC / DC power converter will be described. Both terminals VL and Vcom of the smoothing capacitor Cs1 are connected to DC voltage terminals (hereinafter simply referred to as voltage terminals) T1 and T0, respectively, and the voltage terminal T0 is grounded. The terminal VL of the smoothing capacitor Cs1 is connected to one terminal VL of the smoothing capacitor Cs2, the other terminal VM of the smoothing capacitor Cs2 is connected to one terminal VM of the smoothing capacitor Cs3, and the other terminal VH of the smoothing capacitor Cs3 is a voltage terminal. Connected to T2.
Mos1Lのソース端子は端子Vcomに、ドレイン端子はMos1Hのソース端子に、Mos1Hのドレイン端子は端子VLに接続されている。Mos2Lのソース端子は平滑コンデンサCs2の低電圧側の端子に、Mos2Lのドレイン端子はMos2Hのソース端子に、Mos2Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs2の高電圧側の端子に接続されている。Mos3Lのソース端子は平滑コンデンサCs3の低電圧側の端子に、Mos3Lのドレイン端子はMos3Hのソース端子に、Mos3Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs3の高電圧側の端子に接続されている。 The source terminal of Mos1L is connected to the terminal Vcom, the drain terminal is connected to the source terminal of Mos1H, and the drain terminal of Mos1H is connected to the terminal VL. The source terminal of Mos2L is connected to the low voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs2, the drain terminal of Mos2L is connected to the source terminal of Mos2H, and the drain terminal of Mos2H is connected to the high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs2. The source terminal of Mos3L is connected to the low voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs3, the drain terminal of Mos3L is connected to the source terminal of Mos3H, and the drain terminal of Mos3H is connected to the high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs3.
ＬＣ直列体LC12の一端は、Mos1LとMos1Hの接続点に接続され、他端はMos2LとMos2Hの接続点に接続されている。ＬＣ直列体LC13の一端は、Mos1LとMos1Hの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続されている。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。 One end of the LC series LC12 is connected to a connection point between Mos1L and Mos1H, and the other end is connected to a connection point between Mos2L and Mos2H. One end of the LC series LC13 is connected to a connection point between Mos1L and Mos1H, and the other end is connected to a connection point between Mos3L and Mos3H. The resonance period values determined from the inductance value and the capacitance value of the inductor Lr and the capacitor Cr at each stage are set to be equal to each other.
Mos1L、Mos1Hのゲート端子はゲート駆動回路111の出力端子に接続され、ゲート駆動回路111の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate1L、Gate1Hが入力される。ゲート駆動回路は、一般的なブートストラップ方式の駆動回路であり、ハーフブリッジインバータ回路駆動用のドライバICや高電圧側のMOSFETを駆動するためのコンデンサ等で構成されている。Mos2L、Mos2Hのゲート端子はゲート駆動回路112の出力端子に接続され、ゲート駆動回路112の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate2L、Gate2Hが入力される。Mos3L、Mos3Hのゲート端子はゲート駆動回路113の出力端子に接続され、ゲート駆動回路113の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate3L、Gate3Hが入力される。
The gate terminals of Mos1L and Mos1H are connected to the output terminal of the
各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の高圧側MOSFET（Mos1H〜Mos3H）、低圧側MOSFET（Mos1L〜Mos3L）を駆動するためのゲート信号Gate1H〜Gate3H、Gate1L〜Gate3Lは、マイクロコンピュータ等の信号処理回路から成る制御回路10より出力される。制御回路10はゲート信号生成部101により構成されており、ゲート信号生成部101には動作モード信号Modeが入力されている。動作モード信号Modeに応じてゲート信号が生成され、入力電圧と出力電圧の関係を選ぶことができる。
電源Vs1、Vs2、Vs3は、それぞれMos1L、Mos2L、Mos3Lのソース端子を基準とした、MOSFET、ゲート駆動回路を駆動するために備えられた電源である。
Gate signals Gate1H to Gate3H and Gate1L to Gate3L for driving the high voltage side MOSFETs (Mos1H to Mos3H) and the low voltage side MOSFETs (Mos1L to Mos3L) in each circuit A1, A2 and A3 are obtained from a signal processing circuit such as a microcomputer. Is output from the
The power supplies Vs1, Vs2, and Vs3 are power supplies provided for driving the MOSFET and the gate drive circuit with reference to the source terminals of Mos1L, Mos2L, and Mos3L, respectively.
まず、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作）について説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13の容量値と比較して十分大きな値に設定される。上述したように、一対の電圧端子Ｔ２−Ｔ０間の電圧Ｖ２は、一対の電圧端子Ｔ１−Ｔ０間の電圧Ｖ１の約３倍となる。
First, an operation for converting a DC voltage to a DC voltage that has been boosted by a factor of 3 or reduced by a factor of 1/3 (an operation in which the DC voltage V2 is equivalent to three times the DC voltage V1) will be described.
The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs3 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr12 and Cr13. As described above, the voltage V2 between the pair of voltage terminals T2-T0 is about three times the voltage V1 between the pair of voltage terminals T1-T0.
電圧Ｖ２が３×Ｖ１よりも低い値のときは、電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に昇圧する昇圧回路として動作する。昇圧回路として動作するときは、回路Ａ１は、平滑コンデンサＣs1の直流電圧を交流電圧に変換し、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1L、Mos1H）のオンオフ動作により高電圧側に送る、直流／交流変換回路としての駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ２、Ａ３は、ＬＣ直列体LC12、LC13を介して駆動用インバータ回路Ａ１で駆動出力された交流電圧を直流電圧に変換し、平滑コンデンサＣs2、Cs3に出力してエネルギを高電圧側へ移行する、交流／直流変換回路としての整流回路に用いられる。 When the voltage V2 is lower than 3 × V1, it operates as a booster circuit that boosts the voltage V1 to the voltage V2. When operating as a booster circuit, the circuit A1 converts the DC voltage of the smoothing capacitor Cs1 into an AC voltage, and converts the energy input between the voltage terminals T1 and T0 to a high voltage by the on / off operation of the MOSFETs (Mos1L, Mos1H). Used for a driving inverter circuit as a DC / AC conversion circuit sent to the side. The circuits A2 and A3 convert the AC voltage driven and output by the driving inverter circuit A1 through the LC serial bodies LC12 and LC13 into a DC voltage, and output the DC voltage to the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 to output the energy to the high voltage side. Used for a rectifier circuit as an AC / DC conversion circuit.
また、電圧Ｖ２が３×Ｖ１よりも大きい値のときは、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１に降圧する降圧回路として動作する。降圧回路として動作するときは、回路Ａ２、Ａ３は電圧端子Ｔ２−Ｔ０間に入力されるエネルギを、そのMOSFET（Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H）のオンオフ動作により低電圧側に送る駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ１は、駆動用インバータ回路Ａ２、Ａ３で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として用いられる。 When the voltage V2 is larger than 3 × V1, it operates as a step-down circuit that steps down the voltage V2 to the voltage V1. When operating as a step-down circuit, the circuits A2 and A3 send the energy input between the voltage terminals T2 and T0 to the low voltage side by turning on and off the MOSFETs (Mos2L, Mos2H, Mos3L, Mos3H). Used for. The circuit A1 is used as a rectifier circuit that rectifies the current driven by the driving inverter circuits A2 and A3 and transfers energy to the low voltage side.
ゲート信号Gate1H〜Gate3H、Gate1L〜Gate3Lは、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号であり、Gate1H〜Gate3HとGate1L〜Gate3Lはオンとオフとが相反する信号である。また、Gate1L〜Gate3Lは同等の信号であり、Gate1H〜Gate3Hも同等の信号である。なお、MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。
定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧Ｖ１の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3には平均的に(Ｖ２−Ｖ１)/２の電圧が充電されている。
Gate signals Gate1H to Gate3H and Gate1L to Gate3L are on / off signals having a period T equivalent to the resonance period determined by the LC series LC12 and LC13 by Lr and Cr and having a duty of about 50%. Gate1H to Gate3H and Gate1L to Gate3L is a signal in which on and off are contradictory. Gate1L to Gate3L are equivalent signals, and Gate1H to Gate3H are equivalent signals. The MOSFET is turned on when the gate signal is at a high voltage.
In the steady state, the smoothing capacitor Cs1 is charged with the voltage V1, and the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 are charged with an average voltage of (V2−V1) / 2.
次に、以上の昇圧回路として動作するときのエネルギの移行に係る動作を詳しく説明する。
ゲート信号Gate1L、Gate2L、Gate3LによりMos1L、Mos2L、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
Next, an operation related to energy transfer when operating as the above booster circuit will be described in detail.
When Mos1L, Mos2L, and Mos3L are turned on by the gate signals Gate1L, Gate2L, and Gate3L, because there is a voltage difference, some energy stored in the smoothing capacitors Cs1 and Cs2 is transferred to the capacitors Cr12 and Cr13 through the path shown below. Transition.
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
次いで、ゲート信号Gate1H、Gate2H、Gate3HによりMos1H、Mos2H、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCr12、Cr13に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCs2、Cs3に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Next, when Mos1H, Mos2H, Mos3H are turned on by the gate signals Gate1H, Gate2H, Gate3H, because there is a voltage difference, some energy stored in the smoothing capacitors Cr12, Cr13, the capacitor Cs2, Move to Cs3.
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
次に、降圧回路として動作するときのエネルギの移行に係る動作を詳しく説明する。
ゲート信号Gate1H、Gate2H、Gate3HによりMos1H、Mos2H、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13に移行する。
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1H
Next, operations related to energy transfer when operating as a step-down circuit will be described in detail.
When Mos1H, Mos2H, and Mos3H are turned on by the gate signals Gate1H, Gate2H, and Gate3H, there is a voltage difference, so some energy stored in the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 is transferred to the capacitors Cr12 and Cr13 through the path shown below. Transition.
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1H
次いで、ゲート信号Gate1L、Gate2L、Gate3LによりMos1L、Mos2L、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCs1、Cs2に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Next, when Mos1L, Mos2L, and Mos3L are turned on by the gate signals Gate1L, Gate2L, and Gate3L, because there is a voltage difference, a part of the energy stored in the capacitors Cr12 and Cr13 is transferred to the capacitors Cs1 and Cs2 through the paths shown below. Migrate to
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
このように、昇圧動作および降圧動作において、コンデンサCr12、Cr13の充放電により、平滑コンデンサCs1と平滑コンデンサCs2、Cs3との間でエネルギが移行する。また、各コンデンサCr12、Cr13には、インダクタLr12、Lr13が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。 As described above, in the step-up operation and the step-down operation, energy is transferred between the smoothing capacitor Cs1 and the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 by charging and discharging of the capacitors Cr12 and Cr13. In addition, the inductors Lr12 and Lr13 are connected in series to the capacitors Cr12 and Cr13 to form the LC series body LC12 and LC13. Therefore, the energy transfer uses a resonance phenomenon, and a large amount of energy is efficiently used. Can be migrated.
次に、入力された直流電圧をバイパスし、1倍の直流電圧を出力する動作について説明する。
ゲート信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hにより、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hがオン状態になる。また、ゲート信号Gate1L、Gate1Hにより、Mos1L、Mos1Hは少なくとも一方はオフの状態を維持する。Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hがオン状態となることにより、平滑コンデンサCs2、Cs3が短絡され、平滑コンデンサCs2、Cs3の電圧が0となり、電圧V1と電圧V2が等しくなる。Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hをオンすることにより、入力された直流電圧がバイパスし、1倍の直流電圧を出力する。また、Mos1L、Mos1Hの少なくとも一方をオフの状態とすることにより、LC直列体LC12、LC13には電流が流れなくなり、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることが出来る。
Next, an operation of bypassing the input DC voltage and outputting a 1 × DC voltage will be described.
Mos2L, Mos2H, Mos3L, and Mos3H are turned on by the gate signals Gate2L, Gate2H, Gate3L, and Gate3H. Further, at least one of Mos1L and Mos1H is kept off by the gate signals Gate1L and Gate1H. When Mos2L, Mos2H, Mos3L, and Mos3H are turned on, the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 are short-circuited, the voltages of the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 become 0, and the voltage V1 and the voltage V2 become equal. By turning on Mos2L, Mos2H, Mos3L, and Mos3H, the input DC voltage is bypassed, and a DC voltage that is one time is output. Further, by turning off at least one of Mos1L and Mos1H, no current flows through the LC series bodies LC12 and LC13, and a large amount of energy can be bypassed efficiently.
なお、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hをオンした状態で、Mos1L、Mos1Hをスイッチングした場合には、ＬＣ直列体LC12、LC13には過電流が流れ、LC直列体が故障する可能性がある。Mos1L、Mos1Hの少なくとも一方をオフの状態とすることにより、LC直列体LC12、LC13には電流を遮断することができ、信頼性の高いDC／ＤＣ電力変換装置を実現できる。 If Mos1L and Mos1H are switched while Mos2L, Mos2H, Mos3L, and Mos3H are turned on, an overcurrent flows through the LC series bodies LC12 and LC13, and the LC series body may break down. By turning off at least one of Mos1L and Mos1H, the LC series bodies LC12 and LC13 can cut off current, and a highly reliable DC / DC power converter can be realized.
このようにして、動作モード信号Modeによりゲート信号を選ぶことにより、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間の直流電圧Ｖ１と電圧端子Ｔ２−Ｔ０間の直流電圧Ｖ２との関係を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし、1倍の直流電圧を出力する動作では、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hによりバイパスすることにより、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。 In this way, by selecting the gate signal according to the operation mode signal Mode, the relationship between the DC voltage V1 between the voltage terminals T1 and T0 and the DC voltage V2 between the voltage terminals T2 and T0 can be selected. Can be output. In the operation of converting the DC voltage into a DC voltage that has been boosted by a factor of 3 or reduced by a factor of 1/3, the energy transfer uses the resonance phenomenon, and a large amount of energy can be transferred efficiently. Further, in the operation of bypassing the input DC voltage and outputting the DC voltage of 1 times, a large amount of energy can be bypassed efficiently by bypassing with Mos2L, Mos2H, Mos3L, and Mos3H.
また、図２に示すように、ＬＣ直列体LC13の代わりに、ＬＣ直列体LC23を用いた構成であっても、図１による上記実施の形態と同様に、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２との関係を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。図１による上記実施の形態ではＬＣ直列体LC13の一端は、Mos1LとMos1Hの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続されていたが、図２による実施の形態では、ＬＣ直列体LC23の一端は、Mos2LとMos2Hの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続されている。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、図１による実施の形態と同様に共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する動作では、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hによりバイパスすることにより、上記実施の形態と同様に、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。 Further, as shown in FIG. 2, even if the LC serial body LC23 is used in place of the LC serial body LC13, the direct current voltage V1 and the direct current voltage V2 are similar to those in the above-described embodiment shown in FIG. The relationship can be selected and a suitable voltage can be output. In the above embodiment according to FIG. 1, one end of the LC series LC13 is connected to the connection point between Mos1L and Mos1H, and the other end is connected to the connection point between Mos3L and Mos3H. In the embodiment according to FIG. One end of the LC series LC23 is connected to a connection point between Mos2L and Mos2H, and the other end is connected to a connection point between Mos3L and Mos3H. In the operation of converting the DC voltage into a DC voltage that is stepped up three times or stepped down by one third, the resonance phenomenon is used as in the embodiment shown in FIG. 1, and a large amount of energy can be transferred efficiently. Also, in the operation of bypassing the input DC voltage and outputting the DC voltage of 1 time, bypassing with Mos2L, Mos2H, Mos3L, Mos3H effectively bypasses a large amount of energy as in the above embodiment. can do.
更に、図３に示すように、ＬＣ直列体LC12、LC13の代わりに、コンデンサCr12、Cr13のみを用いた構成であっても、図１による上記実施の形態と同様に、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２との関係を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。ただし、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、共振現象を利用しないため、変換効率は共振現象を利用した上記形態に対して悪化するが、部品点数が少なくなる利点がある。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する動作では、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hによりバイパスすることにより、上記実施の形態と同様に、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。 Further, as shown in FIG. 3, even in the configuration using only the capacitors Cr12 and Cr13 instead of the LC series bodies LC12 and LC13, the DC voltage V1 and the DC voltage are the same as in the above embodiment shown in FIG. The relationship with V2 can be selected, and a suitable voltage can be output. However, in the operation of converting the DC voltage to a DC voltage that has been boosted by a factor of 3 or reduced by a factor of 1/3, the resonance phenomenon is not used, so the conversion efficiency deteriorates compared to the above-mentioned form using the resonance phenomenon. There is an advantage that the score is reduced. Also, in the operation of bypassing the input DC voltage and outputting the DC voltage of 1 time, bypassing with Mos2L, Mos2H, Mos3L, Mos3H effectively bypasses a large amount of energy as in the above embodiment. can do.
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図４は、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。図４に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、上記実施の形態１と同様に、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作）を有する。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作）に加えて、入力された直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の２倍と同等とする動作）も有する。また、いずれかの動作を選択することにより電圧比を変更する手段を有する。
Hereinafter, a DC / DC power converter according to
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a DC / DC power conversion apparatus according to
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路部は、入出力電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3と、複数の半導体スイッチング素子であるMOSFETとを備え、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1aL、Mos1aH）（Mos1bL、Mos1bH）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）を直列接続して各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3の両端子間に接続した回路Ａ１a（Ａ１b）、Ａ２、Ａ３を直列接続して構成される。そして、各回路Ａ１a、Ａ１b、Ａ２、Ａ３内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、回路Ａ１aと回路Ａ２との中間端子間に、回路Ａ１bと回路Ａ３との中間端子間に、コンデンサCr12、Cr13およびインダクタLr12、Lr13の直列体で構成されエネルギ移行回路として機能するＬＣ直列体LC12、LC13を接続する。 The main circuit part of the DC / DC power converter is smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs3 that smooth the input / output voltages V1 and V2 and also function as voltage sources for energy transfer, and a plurality of semiconductor switching elements. Two MOSFETs (Mos1aL, Mos1aH) (Mos1bL, Mos1bH) (Mos2L, Mos2H) (Mos3L, Mos3H) as a low-voltage side element and a high-voltage side element are connected in series to each smoothing capacitor Cs1, Cs2, Cs3 The circuits A1a (A1b), A2, and A3 connected between the two terminals are connected in series. Then, with the connection point of the two MOSFETs in each circuit A1a, A1b, A2, A3 as an intermediate terminal, the capacitor Cr12 , Cr13 and inductors Lr12 and Lr13 are connected in series, and LC series bodies LC12 and LC13 functioning as an energy transfer circuit are connected.
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の接続の詳細について説明する。平滑コンデンサCs1の両端子VLとVcomは、それぞれ電圧端子Ｔ１、Ｔ０に接続され、電圧端子Ｔ０は接地されている。平滑コンデンサCs1の端子VLは、平滑コンデンサCs2の一方の端子VLに接続され、平滑コンデンサCs2の他方の端子VMは平滑コンデンサCs3の一方の端子VMに、平滑コンデンサCs3の他方の端子VHは電圧端子Ｔ２に接続されている。 Details of the connection of the DC / DC power converter will be described. Both terminals VL and Vcom of the smoothing capacitor Cs1 are connected to voltage terminals T1 and T0, respectively, and the voltage terminal T0 is grounded. The terminal VL of the smoothing capacitor Cs1 is connected to one terminal VL of the smoothing capacitor Cs2, the other terminal VM of the smoothing capacitor Cs2 is connected to one terminal VM of the smoothing capacitor Cs3, and the other terminal VH of the smoothing capacitor Cs3 is a voltage terminal. Connected to T2.
Mos1aLのソース端子は端子Vcomに、ドレイン端子はMos1aHのソース端子に、Mos1aHのドレイン端子は端子VLに接続されている。Mos1bLのソース端子は端子Vcomに、ドレイン端子はMos1bHのソース端子に、Mos1bHのドレイン端子は端子VLに接続されている。Mos2Lのソース端子は平滑コンデンサCs2の低電圧側の端子に、Mos2Lのドレイン端子はMos2Hのソース端子に、Mos2Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs2の高電圧側の端子に接続されている。Mos3Lのソース端子は平滑コンデンサCs3の低電圧側の端子に、Mos3Lのドレイン端子はMos3Hのソース端子に、Mos3Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs3の高電圧側の端子に接続されている。 The source terminal of Mos1aL is connected to the terminal Vcom, the drain terminal is connected to the source terminal of Mos1aH, and the drain terminal of Mos1aH is connected to the terminal VL. The source terminal of Mos1bL is connected to the terminal Vcom, the drain terminal is connected to the source terminal of Mos1bH, and the drain terminal of Mos1bH is connected to the terminal VL. The source terminal of Mos2L is connected to the low voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs2, the drain terminal of Mos2L is connected to the source terminal of Mos2H, and the drain terminal of Mos2H is connected to the high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs2. The source terminal of Mos3L is connected to the low voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs3, the drain terminal of Mos3L is connected to the source terminal of Mos3H, and the drain terminal of Mos3H is connected to the high voltage side terminal of the smoothing capacitor Cs3.
ＬＣ直列体LC12の一端は、Mos1aLとMos1aHの接続点に接続され、他端はMos2LとMos2Hの接続点に接続されている。ＬＣ直列体LC13の一端は、Mos1bLとMos1bHの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続されている。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。 One end of the LC serial body LC12 is connected to a connection point between Mos1aL and Mos1aH, and the other end is connected to a connection point between Mos2L and Mos2H. One end of the LC series LC13 is connected to a connection point between Mos1bL and Mos1bH, and the other end is connected to a connection point between Mos3L and Mos3H. The resonance period values determined from the inductance value and the capacitance value of the inductor Lr and the capacitor Cr at each stage are set to be equal to each other.
Mos1aL、Mos1aHのゲート端子はゲート駆動回路111aの出力端子に接続され、ゲート駆動回路111bの入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate1aL、Gate1aHが入力される。Mos1bL、Mos1bHのゲート端子はゲート駆動回路111bの出力端子に接続され、ゲート駆動回路111bの入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate1bL、Gate1bHが入力される。Mos2L、Mos2Hのゲート端子はゲート駆動回路112の出力端子に接続され、ゲート駆動回路112の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate2L、Gate2Hが入力される。Mos3L、Mos3Hのゲート端子はゲート駆動回路113の出力端子に接続され、ゲート駆動回路113の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate3L、Gate3Hが入力される。
The gate terminals of Mos1aL and Mos1aH are connected to the output terminal of the
各回路Ａ１a、Ａ１b、Ａ２、Ａ３内の高圧側MOSFET（Mos1aH、Mos1bH、Mos2H、Mos3H）、低圧側MOSFET（Mos1aL、Mos1bL、Mos2L、Mos3L）を駆動するためのゲート信号Gate1aH、Gate1bH、Gate2H、Gate3H、Gate1aL、Gate1bL、Gate2L、Gate3Lは、マイクロコンピュータ等の信号処理回路から成る制御回路10aより出力される。制御回路10aはゲート信号生成部101aにより構成されており、ゲート信号生成部101aには動作モード信号Modeが入力されている。動作モード信号Modeに応じてゲート信号が生成され、入力電圧と出力電圧の関係を選ぶことができる。
電源Vs1、Vs2、Vs3は、それぞれMos1L、Mos2L、Mos3Lのソース端子を基準とした、MOSFET、ゲート駆動回路を駆動するために備えられた電源である。
Gate signals Gate1aH, Gate1bH, Gate2H, Gate3H for driving the high-voltage side MOSFETs (Mos1aH, Mos1bH, Mos2H, Mos3H) and low-voltage side MOSFETs (Mos1aL, Mos1bL, Mos2L, Mos3L) in each circuit A1a, A1b, A2, A3 Gate1aL, Gate1bL, Gate2L, and Gate3L are output from a
The power supplies Vs1, Vs2, and Vs3 are power supplies provided for driving the MOSFET and the gate drive circuit with reference to the source terminals of Mos1L, Mos2L, and Mos3L, respectively.
まず、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作)について説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13の容量値と比較して十分大きな値に設定される。上述したように、電圧端子Ｔ２−Ｔ０間の電圧V2は、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間の電圧Ｖ１の約３倍となる。
First, an operation for converting the DC voltage into a DC voltage that is stepped up three times or stepped down by one third (an operation that makes the DC voltage V2 equal to three times the DC voltage V1) will be described.
The capacitance values of the smoothing capacitors Cs1, Cs2, and Cs3 are set to a sufficiently large value as compared with the capacitance values of the LC series capacitors Cr12 and Cr13. As described above, the voltage V2 between the voltage terminals T2 and T0 is about three times the voltage V1 between the voltage terminals T1 and T0.
電圧Ｖ２が３×Ｖ１よりも小さい値のときは、電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に昇圧する昇圧回路として動作する。昇圧回路として動作するときは、回路Ａ１a、Ａ１bは電圧端子Ｔ１−Ｔ０間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1aL、Mos1aH）（Mos1bL、Mos1bH）のオンオフ動作により高電圧側に送る駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ２、Ａ３は、駆動用インバータ回路Ａ１a、Ａ１bで駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として用いられる。 When the voltage V2 is smaller than 3 × V1, it operates as a booster circuit that boosts the voltage V1 to the voltage V2. When operating as a booster circuit, the circuit A1a, A1b is a drive inverter circuit that sends energy input between the voltage terminals T1 and T0 to the high voltage side by the on / off operation of MOSFETs (Mos1aL, Mos1aH) (Mos1bL, Mos1bH). Used for. The circuits A2 and A3 are used as rectifier circuits that rectify the current driven by the driving inverter circuits A1a and A1b and shift the energy to the high voltage side.
また、電圧Ｖ２が３×Ｖ１よりも大きい値のときは、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１に降圧する降圧回路として動作する。降圧回路として動作するときは、回路Ａ２、Ａ３は電圧端子Ｔ２−Ｔ０間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H）のオンオフ動作により低電圧側に送る駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ１a、Ａ１bは、駆動用インバータ回路Ａ２、Ａ３で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として用いられる。 When the voltage V2 is larger than 3 × V1, it operates as a step-down circuit that steps down the voltage V2 to the voltage V1. When operating as a step-down circuit, the circuits A2 and A3 are driving inverter circuits that send the energy input between the voltage terminals T2 and T0 to the low voltage side by the on / off operation of MOSFETs (Mos2L, Mos2H, Mos3L, Mos3H). Used. The circuits A1a and A1b are used as rectifier circuits that rectify the current driven by the driving inverter circuits A2 and A3 and shift the energy to the low voltage side.
ゲート信号Gate1aH、Gate1bH、Gate2H、Gate3H、Gate1aL、Gate1bL、Gate2L、Gate3Lは、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号である。Gate1aH、Gate2HとGate1aL、Gate2Lはオンとオフとが相反する信号であり、Gate1aLとGate2Lは同等の信号であり、Gate1aHとGate2Hも同等の信号である。また、Gate1bH、Gate3HとGate1bL、Gate3Lはオンとオフとが相反する信号であり、Gate1bLとGate3Lは同等の信号であり、Gate1bHとGate3Hも同等の信号である。なお、MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。
定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3には平均的に(V2-V1)/2の電圧が充電されている。
The gate signals Gate1aH, Gate1bH, Gate2H, Gate3H, Gate1aL, Gate1bL, Gate2L, Gate3L are on / off signals with a period T equivalent to the resonance period determined by the LC series LC12, LC13 with Lr and Cr and a duty of about 50%. is there. Gate1aH, Gate2H and Gate1aL, and Gate2L are signals that are on and off, Gate1aL and Gate2L are equivalent signals, and Gate1aH and Gate2H are also equivalent signals. Gate1bH, Gate3H and Gate1bL, and Gate3L are signals in which on and off are contradictory, Gate1bL and Gate3L are equivalent signals, and Gate1bH and Gate3H are also equivalent signals. The MOSFET is turned on when the gate signal is at a high voltage.
In the steady state, the smoothing capacitor Cs1 is charged with the voltage V1, and the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 are charged with an average voltage of (V2-V1) / 2.
次に、以上の昇圧回路として動作するときのエネルギの移行に係る動作を詳しく説明する。
ゲート信号Gate1aL、Gate2LによりMos1aL、Mos2Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1aL
Next, an operation related to energy transfer when operating as the above booster circuit will be described in detail.
When Mos1aL and Mos2L are turned on by the gate signals Gate1aL and Gate2L, since there is a voltage difference, a part of energy stored in the smoothing capacitor Cs1 is transferred to the capacitor Cr12 through the following path.
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1aL
次いで、ゲート信号Gate1aH、Gate2HによりMos1aH、Mos2Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCr12に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1aH
Next, when Mos1aH and Mos2H are turned on by the gate signals Gate1aH and Gate2H, since there is a voltage difference, a part of energy stored in the smoothing capacitor Cr12 is transferred to the smoothing capacitor Cs2 through the following path.
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1aH
また、ゲート信号Gate1bL、Gate3LによりMos1bL、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr13に移行する。
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1aL
Further, when Mos1bL and Mos3L are turned on by the gate signals Gate1bL and Gate3L, there is a voltage difference, so that part of the energy stored in the smoothing capacitors Cs1 and Cs2 is transferred to the capacitor Cr13 through the following path.
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1aL
次いで、ゲート信号Gate1bH、Gate3HによりMos1bH、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCr13に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3に移行する。
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1bH
Next, when Mos1bH and Mos3H are turned on by the gate signals Gate1bH and Gate3H, since there is a voltage difference, a part of energy stored in the smoothing capacitor Cr13 is transferred to the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 through the following path.
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1bH
次に、降圧回路として動作するときのエネルギの移行に係る動作を詳しく説明する。
ゲート信号Gate1aH、Gate2HによりMos1aH、Mos2Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12に移行する。
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1aH
Next, operations related to energy transfer when operating as a step-down circuit will be described in detail.
When Mos1aH and Mos2H are turned on by the gate signals Gate1aH and Gate2H, since there is a voltage difference, a part of energy stored in the smoothing capacitor Cs2 is transferred to the capacitor Cr12 through the following path.
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1aH
次いで、ゲート信号Gate1aL、Gate2LによりMos1aL、Mos2Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1aL
Next, when Mos1aL and Mos2L are turned on by the gate signals Gate1aL and Gate2L, since there is a voltage difference, a part of energy stored in the capacitor Cr12 is transferred to the smoothing capacitor Cs1 through the following path.
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1aL
また、ゲート信号Gate1bH、Gate3HによりMos1bH、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr13に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1bH
Further, when Mos1bH and Mos3H are turned on by the gate signals Gate1bH and Gate3H, there is a voltage difference, so that part of the energy stored in the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 is transferred to the capacitor Cr13 through the following path.
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1bH
次いで、ゲート信号Gate1bL、Gate3LによりMos1bL、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr13に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2に移行する。
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1bL
Next, when Mos1bL and Mos3L are turned on by the gate signals Gate1bL and Gate3L, since there is a voltage difference, a part of energy stored in the capacitor Cr13 is transferred to the smoothing capacitors Cs1 and Cs2 through the following path.
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1bL
このように、実施の形態1と同様に、昇圧動作および降圧動作において、コンデンサCr12、Cr13の充放電により、平滑コンデンサCs1と平滑コンデンサCs2、Cs3の間でエネルギが移行する。また、各コンデンサCr12、Cr13には、インダクタLr12、Lr13が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。 Thus, as in the first embodiment, in the step-up operation and the step-down operation, energy is transferred between the smoothing capacitor Cs1 and the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 due to charging and discharging of the capacitors Cr12 and Cr13. In addition, the inductors Lr12 and Lr13 are connected in series to the capacitors Cr12 and Cr13 to form the LC series body LC12 and LC13. Therefore, the energy transfer uses a resonance phenomenon, and a large amount of energy is efficiently used. Can be migrated.
次に、入力された直流電圧をバイパスし、２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧して出力する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の２倍と同等とする動作)について説明する。
ゲート信号Gate3L、Gate3Hにより、Mos3L、Mos3Hがオン状態になる。また、ゲート信号Gate1bL、Gate1bHにより、Mos1bL、Mos1bHは少なくとも一方はオフの状態を維持する。Mos3L、Mos3Hがオン状態となることにより、平滑コンデンサCs3が短絡され、平滑コンデンサCs3の電圧が0となる。また、ゲート信号Gate1aH、Gate1aL、Gate2H、Gate2Lは、LrとCrによるＬＣ直列体LC12にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とすることにより、平滑コンデンサCs2の電圧は電圧Ｖ１とほぼ等しくなり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２はＶ２≒Ｖ１×２の関係となり、入力された直流電圧をバイパスし、２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧して出力することが可能となる。
また、Mos2L、Mos2HをオンとしMos1aL、Mos1aHの少なくとも一方をオフ状態として、平滑コンデンサCs2の電圧を０とし、ゲート信号Gate1bH、Gate1bH、Gate3H、Gate3Lを共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とし平滑コンデンサCs3の電圧を電圧Ｖ１とほぼ等しくすることにより、同様に電圧Ｖ１と電圧Ｖ２はＶ２≒Ｖ１×２の関係とすることも可能である。
Next, an operation of bypassing the input DC voltage and outputting it by stepping up twice or stepping down by half (output that makes the DC voltage V2 equal to twice the DC voltage V1) will be described.
Mos3L and Mos3H are turned on by the gate signals Gate3L and Gate3H. Further, at least one of Mos1bL and Mos1bH is kept off by the gate signals Gate1bL and Gate1bH. When Mos3L and Mos3H are turned on, the smoothing capacitor Cs3 is short-circuited, and the voltage of the smoothing capacitor Cs3 becomes zero. Further, the gate signals Gate1aH, Gate1aL, Gate2H, Gate2L have a period T equivalent to the resonance period determined by the LC serial body LC12 of Lr and Cr, and are turned on / off signals of the smoothing capacitor Cs2 by having a duty of about 50%. The voltage is almost equal to the voltage V1, and the voltage V1 and the voltage V2 have a relationship of V2≈V1 × 2, and the input DC voltage can be bypassed and output by stepping up twice or stepping down by half. It becomes possible.
Also, Mos2L and Mos2H are turned on, at least one of Mos1aL and Mos1aH is turned off, the voltage of the smoothing capacitor Cs2 is set to 0, and the gate signals Gate1bH, Gate1bH, Gate3H, and Gate3L have a period T equivalent to the resonance period and a duty of about By making the ON / OFF signal of 50% and making the voltage of the smoothing capacitor Cs3 substantially equal to the voltage V1, the voltage V1 and the voltage V2 can similarly have a relationship of V2≈V1 × 2.
次に、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作)について説明する。
ゲート信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hにより、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hがオン状態になる。また、ゲート信号Gate1aL、Gate1aH、Gate1bL、Gate1bHにより、Mos1aL、Mos1aHは少なくとも一方はオフ状態、Mos1bL、Mos1bHも少なくとも一方はオフ状態を維持する。Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hがオン状態となることにより、平滑コンデンサCs2、Cs3が短絡され、平滑コンデンサCs2、Cs3の電圧が０となり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が等しくなる。Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hをオンすることにより、入力された直流電圧がバイパスし、１倍の直流電圧を出力する。また、Mos1aL、Mos1aHの少なくとも一方をオフ状態、Mos1bL、Mos1bHの少なくとも一方をオフの状態とすることにより、ＬＣ直列体LC12、LC13には電流が流れなくなり、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることが出来る。
Next, an operation of bypassing the input DC voltage and outputting a DC voltage that is one time (an operation that makes the DC voltage V2 equal to the DC voltage V1) will be described.
Mos2L, Mos2H, Mos3L, and Mos3H are turned on by the gate signals Gate2L, Gate2H, Gate3L, and Gate3H. In addition, at least one of Mos1aL and Mos1aH maintains an off state and at least one of Mos1bL and Mos1bH maintains an off state by the gate signals Gate1aL, Gate1aH, Gate1bL, and Gate1bH. When Mos2L, Mos2H, Mos3L, and Mos3H are turned on, the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 are short-circuited, the voltages of the smoothing capacitors Cs2 and Cs3 become 0, and the voltage V1 and the voltage V2 become equal. By turning on Mos2L, Mos2H, Mos3L, and Mos3H, the input DC voltage is bypassed, and a DC voltage that is one time is output. In addition, when at least one of Mos1aL and Mos1aH is in an off state and at least one of Mos1bL and Mos1bH is in an off state, no current flows through the LC series LC12 and LC13, and a large amount of energy can be bypassed efficiently. I can do it.
このようにして、動作モード信号Modeによりゲート信号を選ぶことができ、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する動作、および入力された直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧する動作では、Mos3L、Mos3H（Mos2L、Mos2H）によりバイパスすることにより、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。 In this way, the gate signal can be selected by the operation mode signal Mode, the relationship between the DC voltage V1 and the DC voltage V2 can be selected, and a suitable voltage can be output. In the operation of converting the DC voltage into a DC voltage that has been boosted by a factor of 3 or reduced by a factor of 1/3, the energy transfer uses the resonance phenomenon, and a large amount of energy can be transferred efficiently. Also, in the operation of bypassing the input DC voltage and outputting the DC voltage of 1 time, and the operation of boosting the input DC voltage by 2 times or 1/2, the Mos3L, Mos3H (Mos2L, Mos2H ), The large amount of energy can be bypassed efficiently.
なお、本実施の形態では、直流電圧を３倍（２倍、１倍）に昇圧あるいは1/3倍（1/2倍、１倍）に降圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成において示したが、他の倍率であるｎ倍に昇圧または1/ｎ倍に降圧するＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成であっても同様である。
また、本実施の形態では、ＬＣ直列体による共振回路を用いた構成であるが、ＬＣ直列体の代わりにコンデンサを用いた構成であっても、同様に出力電圧を多段階で選ぶことが可能である。
In the present embodiment, a DC / DC power conversion device that converts a DC voltage into a DC voltage that has been boosted three times (2 times, 1 time) or reduced 1/3 times (1/2 times, 1 time). However, the same applies to the configuration of the DC / DC power converter that boosts the voltage by n times or decreases the voltage by 1 / n times, which is another magnification.
In this embodiment, a configuration using a resonance circuit using an LC series body is used, but even in a configuration using a capacitor instead of an LC series body, the output voltage can be selected in multiple stages. It is.
実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図５は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。図３に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する機能(直流電圧Ｖ３を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作)と、入力された直流電圧をバイパスし１倍の直流電圧を出力する機能(直流電圧Ｖ３を直流電圧Ｖ１と同等とする動作)を有し、また、いずれかの動作を選択することにより電圧比を変更する手段を有する。
A DC / DC power converter according to
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a DC / DC power conversion apparatus according to
各ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路部の構成は、図１に示す実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に対して、切替用のスイッチング素子である第１および第２のスイッチング素子としてのMOSFET（Mos4L、Mos4H）からなる切替回路とこのMOSFET（Mos4L、Mos4H）のゲート駆動回路114を追加した構成となっている。
制御回路10bには、実施の形態１の制御回路10に対してMos4LとMos4Hのゲート信号Gate4L、Gate4Hが追加されている。制御回路10bはゲート信号生成部101bにより構成されており、ゲート信号生成部101bには動作モード信号Modeが入力されている。動作モード信号Modeに応じてゲート信号が生成され、入力電圧と出力電圧の関係を選ぶことができる。
The configuration of the main circuit unit of each DC / DC power conversion device is the first and second switching elements that are switching elements for switching with respect to the DC / DC power conversion device according to the first embodiment shown in FIG. A switching circuit composed of the MOSFETs (Mos4L, Mos4H) and a
In the
Mos4Lのソース端子は端子VLに、Mos4Lのドレイン端子はMos4Hのソース端子に、Mos4Hのドレイン端子は端子VHに接続されている。電圧端子Ｔ２に接続される端子VH2はMos4LとMos4Hの接続点に接続されている。従って、電圧端子Ｔ２には、切替回路を介して平滑コンデンサの異なる端子VHとVLとが接続されている。 The source terminal of Mos4L is connected to terminal VL, the drain terminal of Mos4L is connected to the source terminal of Mos4H, and the drain terminal of Mos4H is connected to terminal VH. A terminal VH2 connected to the voltage terminal T2 is connected to a connection point between Mos4L and Mos4H. Therefore, different terminals VH and VL of the smoothing capacitor are connected to the voltage terminal T2 via the switching circuit.
ゲート信号Gate1H、Gate2H、Gate3H、Gate1L、Gate2L、Gate3Lは、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号である。Gate1H、Gate2HとGate1L、Gate2Lはオンとオフとが相反する信号であり、Gate1LとGate2Lは同等の信号であり、Gate1HとGate2Hも同等の信号である。また、Gate1H、Gate3HとGate1L、Gate3Lはオンとオフとが相反する信号であり、Gate1LとGate3Lは同等の信号であり、Gate1HとGate3Hも同等の信号である。 The gate signals Gate1H, Gate2H, Gate3H, Gate1L, Gate2L, and Gate3L are on / off signals having a period T equivalent to the resonance period determined by the LC serial bodies LC12 and LC13 of Lr and Cr and a duty of about 50%. Gate1H, Gate2H and Gate1L, and Gate2L are signals that are on and off, Gate1L and Gate2L are equivalent signals, and Gate1H and Gate2H are equivalent signals. Gate1H, Gate3H and Gate1L, and Gate3L are signals that are on and off, Gate1L and Gate3L are equivalent signals, and Gate1H and Gate3H are equivalent signals.
本実施の形態によるゲート信号Gate1H、Gate2H、Gate3H、Gate1L、Gate2L、Gate3Lは、実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置における、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作と同様のゲート信号であり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の関係は、Ｖ２≒３×Ｖ１となる。 The gate signals Gate1H, Gate2H, Gate3H, Gate1L, Gate2L, and Gate3L according to the present embodiment are the direct current voltages obtained by boosting the direct current voltage three times or lowering it by one third in the DC / DC power converter according to the first embodiment. And the relationship between the voltage V1 and the voltage V2 is V2≈3 × V1.
本実施の形態では、動作モード信号Modeに応じて、ゲート信号Gate4L、Gate4Hのオンオフを制御することにより、電圧Ｖ３の電圧を選ぶことができる。ゲート信号Gate4L、Gate4HによりMos4Lをオン、Mos4Hをオフとすることにより、Mos4Lのドレイン端子とソース端子が短絡し、電圧Ｖ３は電圧Ｖ１と同等の電圧となる。また、ゲート信号Gate4L、Gate4HによりMos4Lをオフ、Mos4Hをオンとすることにより、Mos4Hのドレイン端子とソース端子が短絡し、電圧Ｖ３は電圧Ｖ１の３倍と同等の電圧となる。
このようにして、動作モード信号Modeによりゲート信号を選ぶことにより、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間の直流電圧Ｖ１と電圧端子Ｔ２−Ｔ０間の直流電圧Ｖ３との電圧比を変化させることができ、状況に適した電圧を出力することが可能となる。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし出力する動作では、Mos4Lによりバイパスすることにより、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。
In the present embodiment, the voltage V3 can be selected by controlling on / off of the gate signals Gate4L and Gate4H in accordance with the operation mode signal Mode. When Mos4L is turned on and Mos4H is turned off by the gate signals Gate4L and Gate4H, the drain terminal and the source terminal of Mos4L are short-circuited, and the voltage V3 becomes equal to the voltage V1. Further, when Mos4L is turned off and Mos4H is turned on by the gate signals Gate4L and Gate4H, the drain terminal and the source terminal of Mos4H are short-circuited, and the voltage V3 becomes a voltage equivalent to three times the voltage V1.
Thus, by selecting the gate signal by the operation mode signal Mode, the voltage ratio between the DC voltage V1 between the voltage terminals T1 and T0 and the DC voltage V3 between the voltage terminals T2 and T0 can be changed. It is possible to output a voltage suitable for. In the operation of converting the DC voltage into a DC voltage that has been boosted by a factor of 3 or reduced by a factor of 1/3, the energy transfer uses the resonance phenomenon, and a large amount of energy can be transferred efficiently. Moreover, in the operation of bypassing and outputting the input DC voltage, a large amount of energy can be bypassed efficiently by bypassing with Mos4L.
また、電圧端子Ｔ１−Ｔ０（直流電圧Ｖ１）には電源、電圧端子Ｔ２−Ｔ０（直流電圧Ｖ３）には負荷が接続されている場合には、エネルギの向きは直流電圧Ｖ１から直流電圧Ｖ３の方向のみとなり、Mos4Lの代わりにダイオード素子を選ぶことが可能となる。この場合には、Mos4Hのオフの時には、Mos4Lの代わりに接続されたダイオード素子に電流が流れ、Ｖ３とＶ１は同等となり、Mos4Hのオンの時にはＶ３はＶ１の３倍と同等となる。このようにして、ゲート信号Gate4Hにより、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ３の関係を選ぶことができ、適した入出力電圧の関係を選ぶことができる。
また、電圧端子Ｔ１−Ｔ０（直流電圧Ｖ１）には負荷、電圧端子Ｔ２−Ｔ０（直流電圧Ｖ３）には電源が接続されている場合には、Mos4Hの代わりにダイオード素子を用いれば、ゲート信号Gate4Lにより、Mos4Lがオンオフし、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ３の関係を選ぶことができ、適した入出力電圧の関係を選ぶことができる。
When a power source is connected to the voltage terminals T1-T0 (DC voltage V1) and a load is connected to the voltage terminals T2-T0 (DC voltage V3), the direction of energy is from the DC voltage V1 to the DC voltage V3. It becomes only the direction, and it becomes possible to select a diode element instead of Mos4L. In this case, when Mos4H is off, current flows through the diode element connected instead of Mos4L, and V3 and V1 are equivalent. When Mos4H is on, V3 is equal to three times V1. In this way, the relationship between the DC voltage V1 and the DC voltage V3 can be selected by the gate signal Gate4H, and a suitable input / output voltage relationship can be selected.
When a load is connected to the voltage terminals T1-T0 (DC voltage V1) and a power source is connected to the voltage terminals T2-T0 (DC voltage V3), a gate signal can be obtained by using a diode element instead of Mos4H. With Gate4L, Mos4L is turned on and off, the relationship between the DC voltage V1 and the DC voltage V3 can be selected, and the appropriate input / output voltage relationship can be selected.
実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図６は、この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。図６に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、上記実施の形態２と同様に、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作）を有する。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作）に加えて、入力された直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の２倍と同等とする動作）も有する。また、いずれかの動作を選択することにより電圧比を変更する手段を有する。
Embodiment 4 FIG.
Hereinafter, a DC / DC power converter according to Embodiment 4 of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a DC / DC power conversion apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. As shown in FIG. 6, the DC / DC power conversion apparatus converts the DC voltage into a DC voltage obtained by stepping up the DC voltage by 3 times or by 1/3 (like the DC voltage V2), as in the second embodiment. Operation equivalent to three times the DC voltage V1). Further, in addition to the function of bypassing the input DC voltage and outputting the DC voltage of 1 time (operation to make the DC voltage V2 equal to the DC voltage V1), the input DC voltage is boosted twice or 1 It also has a function of stepping down by a factor of 2 (operation to make the DC voltage V2 equal to twice the DC voltage V1). In addition, it has means for changing the voltage ratio by selecting one of the operations.
本実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路部の構成は、図１に示す実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に対して、ＬＣ直列体LC13と、Mos1LとMos1Hの接続点との間に電流遮断用のスイッチング素子であるスイッチSw1を追加した構成である。スイッチSw1は、図７(a)に示すように２つのMOSFETとゲート駆動回路116により構成され、２つのMOSFETを逆方向に直列接続し、ゲート信号GateSw1により２つのMOSFETが同時にオンオフし、双方向の電流を阻止することが可能な双方向スイッチである。また、スイッチSw1は、図７(b)に示すように１つのMOSFETとゲート駆動回路116により構成され、片方向の電流のみを阻止することが可能な片方向スイッチでもよい。
The configuration of the main circuit portion of the DC / DC power conversion device according to the present embodiment is the same as that of the DC / DC power conversion device according to the first embodiment shown in FIG. 1, but is the connection point of LC series LC13, Mos1L and Mos1H. The switch Sw1, which is a switching element for interrupting current, is added between the two. As shown in FIG. 7 (a), the switch Sw1 is composed of two MOSFETs and a
また、ゲート信号Gate1L〜Gate3L、Gate1H〜Gate3H、GateSw1は、制御回路10cより出力される。制御回路10cはゲート信号生成部101cにより構成されており、ゲート信号生成部101cには動作モード信号Modeが入力されている。動作モード信号Modeに応じてゲート信号が生成され、入力電圧と出力電圧の関係を選ぶことができる。
The gate signals Gate1L to Gate3L, Gate1H to Gate3H, and GateSw1 are output from the
直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作)では、スイッチSw1はオン状態で、ゲート信号Gate1H〜Gate3H、Gate1L〜Gate3Lは、ＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とすることにより、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
入力された直流電圧をバイパスし１倍の直流電圧を出力する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作)では、実施の形態１と同様に、ゲート信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hをオン信号、ゲート信号Gate1L、Gate1Hの少なくとも一方をオフ信号の状態とすることにより、実現することができる。また、このときにはスイッチSw1のオンオフの状態は問わない。
In the operation of converting the DC voltage to a DC voltage that is stepped up three times or stepped down by one third (the operation that makes the DC voltage V2 equal to three times the DC voltage V1), the switch Sw1 is on and the gate signal Gate1H ~ Gate3H, Gate1L ~ Gate3L have a period T equivalent to the resonance period determined by the LC series LC12, LC13 and have an on / off signal with a duty of about 50%, so that energy transfer uses the resonance phenomenon. A large amount of energy can be transferred efficiently.
In the operation of bypassing the input DC voltage and outputting the DC voltage of 1 times (the operation in which the DC voltage V2 is equivalent to the DC voltage V1), the gate signals Gate2L, Gate2H, Gate3L, Gate3H are the same as in the first embodiment. Can be realized by setting at least one of the ON signal and the gate signals Gate1L and Gate1H to the OFF signal state. At this time, the on / off state of the switch Sw1 does not matter.
直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/２倍に降圧した直流電圧に変換する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の２倍と同等とする動作)では、スイッチSw1をオフとし、ゲート信号Gate3L、Gate3Hをオン信号とし、ゲート信号Gate１Ｌ、Gate1H、Gate2L、Gate2HをＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とする。実施の形態１において、ゲート信号Gate3L、Gate3Hをオン信号とし、ゲート信号Gate１Ｌ、Gate1H、Gate2L、Gate2HをＬＣ直列体にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とすると、ＬＣ直列体LC13に過電流が流れ、ＬＣ直列体LC13が過電流により故障する可能性がある。本実施の形態では、スイッチSw1をオフとすることにより、ＬＣ直列体LC13の電流を遮断することができ、本動作を確実に実現することができる。 In the operation to convert the DC voltage to a DC voltage that has been boosted or reduced by a factor of 2, the DC voltage V2 is equivalent to twice the DC voltage V1, the switch Sw1 is turned off, and the gate signal Gate3L, Gate 3H is an on signal, and gate signals Gate1L, Gate1H, Gate2L, and Gate2H are on / off signals having a period T equivalent to the resonance period determined by the LC series LC12 and LC13 and a duty of about 50%. In the first embodiment, the gate signals Gate3L and Gate3H are turned on, and the gate signals Gate1L, Gate1H, Gate2L and Gate2H are turned on and off with a period T equivalent to a resonance period determined by an LC series body and a duty of about 50%. Then, an overcurrent flows through the LC series body LC13, and the LC series body LC13 may break down due to the overcurrent. In the present embodiment, by turning off the switch Sw1, the current of the LC series LC13 can be cut off, and this operation can be realized with certainty.
このようにして、動作モード信号Modeによりゲート信号を選ぶことができ、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係（電圧比）を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし１倍の直流電圧を出力する動作、および入力された直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧する動作では、Mos3L、Mos3H（Mos2L、Mos2H）によりバイパスすることにより、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。 In this manner, the gate signal can be selected by the operation mode signal Mode, the relationship (voltage ratio) between the DC voltage V1 and the DC voltage V2 can be selected, and a suitable voltage can be output. In the operation of converting the DC voltage into a DC voltage that has been boosted by a factor of 3 or reduced by a factor of 1/3, the energy transfer uses the resonance phenomenon, and a large amount of energy can be transferred efficiently. Also, in the operation of bypassing the input DC voltage and outputting the DC voltage of 1 times, and the operation of boosting the input DC voltage by 2 times or 1/2 times, Mos3L, Mos3H (Mos2L, Mos2H) By bypassing, a large amount of energy can be bypassed efficiently.
実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態5によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図８は、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を用いた電源システムの構成を示す図である。図８に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置DCDC1は、上記実施の形態２に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置であり、実施の形態２と同様に電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の関係を整数比で選ぶことが可能である。
本実施の形態では、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間にはバッテリVbattが接続され、電圧端子Ｔ２−Ｔ０間にはインバータINV1が接続され、インバータの三相電圧端子は電動発電機MG1に接続されている。
Embodiment 5 FIG.
Hereinafter, a DC / DC power converter according to Embodiment 5 of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a power supply system using the DC / DC power converter according to Embodiment 5 of the present invention. The DC / DC power converter DCDC1 shown in FIG. 8 is the DC / DC power converter shown in the second embodiment, and the relationship between the voltage V1 and the voltage V2 can be selected by an integer ratio as in the second embodiment. Is possible.
In the present embodiment, the battery Vbatt is connected between the voltage terminals T1 and T0, the inverter INV1 is connected between the voltage terminals T2 and T0, and the three-phase voltage terminal of the inverter is connected to the motor generator MG1. .
また、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間には、電圧検出手段である電圧センサVsens1が接続されており、電圧センサVsens1により電圧Ｖ１を検出する。電圧センサVsens1による検出電圧Ｖ１は、制御回路10dに入力されている。また、ゲート信号Gate1aL、Gate1aH、Gate1bL、Gate1bH、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hは制御回路10dから出力されている。制御回路10ｄは、ゲート信号生成部101ｄと、動作モード判別部102ｄにより構成されている。検出電圧V１は制御回路10d内の動作モード判別部102ｄに入力されている。動作モード信号Modeは動作モード判別部102dから出力され、ゲート信号生成部101ｄに入力されている。
A voltage sensor Vsens1, which is a voltage detection means, is connected between the voltage terminals T1 and T0, and the voltage V1 is detected by the voltage sensor Vsens1. The detection voltage V1 detected by the voltage sensor Vsens1 is input to the
バッテリVbattの電圧は変動し、直流電圧Ｖ１が変動する。ＤＣ／ＤＣ電力変換装置DCDC1の入出力の電圧比を一定とした場合には、図９(a)に示すように直流電圧Ｖ１の変動に応じて、直流電圧Ｖ２の電圧も変動し、インバータINV1の直流電圧が変動する。また、直流電圧Ｖ１が大きい場合において、直流電圧Ｖ２も高くなり、インバータINV1の電圧も高くなる。この場合、インバータINV1の耐圧も高く設定する必要があり、耐圧の高いインバータINV1が必要となる。
本実施の形態では、動作モード判別部102dにおいて、検出電圧Ｖ１は２つの電圧閾値VLow、VHigh（ただし、VLow、VHighの大小関係はVLow＜VHighとして説明する）と大小を比較し、比較した結果に応じて、動作モード信号Modeを出力し、ゲート信号を決定し、入出力電圧の比を決定する。
The voltage of the battery Vbatt varies, and the DC voltage V1 varies. When the input / output voltage ratio of the DC / DC power converter DCDC1 is constant, as shown in FIG. 9 (a), the voltage of the DC voltage V2 also fluctuates according to the fluctuation of the DC voltage V1, and the inverter INV1 DC voltage fluctuates. Further, when the DC voltage V1 is large, the DC voltage V2 is also increased, and the voltage of the inverter INV1 is also increased. In this case, the inverter INV1 needs to have a high breakdown voltage, and the inverter INV1 with a high breakdown voltage is required.
In the present embodiment, the operation
検出電圧Ｖ１が閾値電圧VLowよりも小さいときには、直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１の３倍と同等となるゲート信号を出力する。また、検出電圧Ｖ１が閾値電圧VLowよりも大きく、閾値電圧VHighよりも小さいときには、直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１の２倍と同等となるゲート信号を出力する。また、検出電圧Ｖ１が閾値電圧VHighよりも大きいときには、電圧Ｖ１が電圧Ｖ２と同等なるゲート信号を出力する。 When the detection voltage V1 is smaller than the threshold voltage VLow, a gate signal is output in which the DC voltage V2 is equivalent to three times the DC voltage V1. Further, when the detection voltage V1 is larger than the threshold voltage VLow and smaller than the threshold voltage VHigh, a gate signal in which the DC voltage V2 is equal to twice the DC voltage V1 is output. When the detection voltage V1 is larger than the threshold voltage VHigh, a gate signal in which the voltage V1 is equal to the voltage V2 is output.
このようにすることにより、直流電圧Ｖ１によりゲート信号を選ぶことができ、図９（ｂ）に示すように直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係を選ぶことができ、直流電圧Ｖ２の変動を抑えることが可能となる。インバータINV１の直流電圧の変動を抑えることができ、INV1の動作を安定化することが可能となる。また、直流電圧Ｖ１が高くなったときにおいても、直流電圧Ｖ２の増加を抑制することができる。
なお、本実施の形態では、直流電圧Ｖ１の電圧を検出して電圧Ｖ１に応じて入出力電圧の比を決定したが、直流電圧Ｖ２を検出して電圧Ｖ２に応じて入出力電圧の比を決定する構成であってもよい。
By doing so, the gate signal can be selected based on the DC voltage V1, the relationship between the DC voltage V1 and the DC voltage V2 can be selected as shown in FIG. 9B, and fluctuations in the DC voltage V2 can be suppressed. It becomes possible. The fluctuation of the DC voltage of the inverter INV1 can be suppressed, and the operation of INV1 can be stabilized. Further, even when the DC voltage V1 becomes high, an increase in the DC voltage V2 can be suppressed.
In this embodiment, the voltage of the DC voltage V1 is detected and the ratio of the input / output voltage is determined according to the voltage V1, but the ratio of the input / output voltage is determined according to the voltage V2 by detecting the DC voltage V2. The structure to determine may be sufficient.
実施の形態６．
以下、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１０は、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を用いた電源システムの構成を示す図である。図１０に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置DCDC1は、上記実施の形態２に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置であり、実施の形態２と同様に電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の関係を整数比で選ぶことが可能である。
本実施の形態では、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間にはバッテリVbattが接続され、電圧端子Ｔ２−Ｔ０間にはインバータINV1が接続され、インバータの三相電圧端子は電動発電機MG1に接続されている。
Embodiment 6 FIG.
Hereinafter, a DC / DC power converter according to Embodiment 6 of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a power supply system using a DC / DC power conversion device according to Embodiment 6 of the present invention. The DC / DC power converter DCDC1 shown in FIG. 10 is the DC / DC power converter shown in the second embodiment, and the relationship between the voltage V1 and the voltage V2 can be selected by an integer ratio as in the second embodiment. Is possible.
In the present embodiment, the battery Vbatt is connected between the voltage terminals T1 and T0, the inverter INV1 is connected between the voltage terminals T2 and T0, and the three-phase voltage terminal of the inverter is connected to the motor generator MG1. .
また、回転数検出手段である回転数センサSens2が電動発電機MG1に接続されていて、電動発電機MG1の回転数を検出して検出回転数Omegaを出力する。また、検出回転数Omegaは制御回路10eに入力され、制御回路10eからゲート信号Gate1aL、Gate1aH、Gate1bL、Gate1bH、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hを出力している。制御回路10eは、ゲート信号生成部101e、動作モード判別部102eにより構成されている。検出回転数Omegaは制御回路10e内の動作モード判別部102eに入力されている。動作モード信号Modeは動作モード判別部102eから出力され、ゲート信号生成部101eに入力されている。
In addition, a rotation speed sensor Sens2, which is a rotation speed detection means, is connected to the motor generator MG1, detects the rotation speed of the motor generator MG1, and outputs a detected rotation speed Omega. The detected rotation speed Omega is input to the
電動発電機MG1の回転数の影響について説明する。図１１に示すように、電動発電機MG1は回転数に比例して、誘起電圧が生じる。電動発電機MG1の回転数が高いときには、誘起電圧も高くなり、インバータINV1の直流電圧Ｖ２も高い電圧が必要となる。一方、電動発電機MG1の回転数が低いときには、誘起電圧も低くなり、直流電圧Ｖ２は低い電圧でもよい。
次に、直流電圧Ｖ２の影響について説明する。直流電圧Ｖ２が高い場合には、インバータINV1内部の半導体スイッチのスイッチング損失が増加する。また、直流電圧Ｖ２が高い場合には、インバータINV1と電動発電機MG1のインバータINV1のスイッチングに起因するリップル電流も増加する。そのため、リップル電流の増加により、電動発電機MG1の鉄損も増加する。
そのため、電動発電機MG1の回転数が低いときには、直流電圧Ｖ２を低くすることにより、インバータINV1と電動発電機MG1の損失を小さくすることができる。また、電動発電機MG1の回転数が高いときには、誘起電圧が高くなるので、直流電圧Ｖ２も高くする必要がある。
The influence of the rotational speed of the motor generator MG1 will be described. As shown in FIG. 11, the motor generator MG1 generates an induced voltage in proportion to the rotational speed. When the rotational speed of the motor generator MG1 is high, the induced voltage is also high, and the DC voltage V2 of the inverter INV1 is also required to be high. On the other hand, when the rotational speed of the motor generator MG1 is low, the induced voltage is also low, and the DC voltage V2 may be a low voltage.
Next, the influence of the DC voltage V2 will be described. When the DC voltage V2 is high, the switching loss of the semiconductor switch inside the inverter INV1 increases. Further, when the DC voltage V2 is high, the ripple current resulting from switching of the inverter INV1 and the inverter INV1 of the motor generator MG1 also increases. Therefore, the iron loss of the motor generator MG1 increases due to the increase of the ripple current.
Therefore, when the rotational speed of the motor generator MG1 is low, the loss of the inverter INV1 and the motor generator MG1 can be reduced by reducing the DC voltage V2. Further, since the induced voltage increases when the rotational speed of the motor generator MG1 is high, it is also necessary to increase the DC voltage V2.
本実施の形態では、動作モード判別部102eには電動発電機MG1の検出回転数Omegaが入力されている。動作モード判別部102eにおいて、検出回転数Omegaは２つの閾値OLow、OHigh（ただし、OLow、OHighの大小関係はOLow＜OHighとして説明する）と大小を比較し、比較した結果に応じて、動作モード信号Modeを出力し、ゲート信号を決定し、入出力電圧の比を決定する。
検出回転数Omegaが閾値OHighよりも大きいときには、直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１の３倍と同等となるゲート信号を出力する。また、検出回転数Omegaが閾値OLowよりも大きく、閾値OHighよりも小さいときには、直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１の２倍と同等となるゲート信号を出力する。また、検出回転数Omegaが閾値OLowよりも小さいときには、電圧Ｖ１が電圧Ｖ２と同等なるゲート信号を出力する。
In the present embodiment, the detected rotation speed Omega of the motor generator MG1 is input to the operation
When the detected rotation speed Omega is greater than the threshold value OHigh, a gate signal is output in which the DC voltage V2 is equivalent to three times the DC voltage V1. Further, when the detected rotation speed Omega is larger than the threshold value OLow and smaller than the threshold value OHigh, a gate signal in which the DC voltage V2 is equal to twice the DC voltage V1 is output. When the detected rotation speed Omega is smaller than the threshold value OLow, a gate signal in which the voltage V1 is equal to the voltage V2 is output.
このようにすることにより、電動発電機MG1の回転数によりゲート信号を選ぶことができ、図１１に示すように、回転数が低いときには直流電圧Ｖ２を小さく抑え、インバータINV1や電動発電機MG1の損失を抑制することができる。また、回転数が高いときには、直流電圧Ｖ２を大きくすることが可能となる。回転数に応じて、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係を整数比で選ぶことができ、直流電圧Ｖ２の変動を抑えることが可能となり、電動発電機MG1とインバータINV1の損失を抑制することができ、電源システムで最適化を行うことが可能となる。 In this way, the gate signal can be selected according to the rotational speed of the motor generator MG1, and as shown in FIG. 11, the DC voltage V2 is kept small when the rotational speed is low, and the inverter INV1 and the motor generator MG1 are controlled. Loss can be suppressed. Further, when the rotational speed is high, the DC voltage V2 can be increased. Depending on the rotational speed, the relationship between the DC voltage V1 and the DC voltage V2 can be selected by an integer ratio, so that fluctuations in the DC voltage V2 can be suppressed, and loss of the motor generator MG1 and the inverter INV1 can be suppressed. It is possible to optimize the power supply system.
Ａ１〜Ａ３，Ａ１ａ，Ａ１ｂ 回路、Cs1〜Cs3 平滑コンデンサ、Sw1 スイッチ、
Mos1L〜Mos4L，Mos1H〜Mos4H，Mos1aL，Mos1aH，Mos1bL，Mos1bH MOSFET、
LC12，LC13，LC23 ＬＣ直列体、Cr12，Cr13，Cr23 コンデンサ、
Lr12，Lr13，Lr23 インダクタ、
Gate1L〜Gate4L，Gate1H〜Gate4H，Gate1aL，Gate1aH，Gate1bL，Gate1bH，GateSw1 ゲート信号、
Mode 動作モード信号、Ｔ０，Ｔ１，Ｔ２ 電圧端子、
111，112，113，114，111a，111b，116 ゲート駆動回路、Vs1，Vs2，Vs3 電源、
10，10a，10ｂ，10ｃ，10ｄ，10ｅ 制御回路、
101，101a，101b，101c，101d，101e ゲート信号生成部、
102d，102e 動作モード判別部、DCDC1 DC／DC電力変換装置、Vbatt バッテリ、
INV1 インバータ、MG1 電動発電機、Vsens1 電圧センサ、Sens2 回転数センサ、
VLow，VHigh 閾値電圧、Omega 検出回転数、OLow，OHigh 閾値。
A1-A3, A1a, A1b circuit, Cs1-Cs3 smoothing capacitor, Sw1 switch,
Mos1L to Mos4L, Mos1H to Mos4H, Mos1aL, Mos1aH, Mos1bL, Mos1bH MOSFET,
LC12, LC13, LC23 LC series body, Cr12, Cr13, Cr23 capacitor,
Lr12, Lr13, Lr23 inductors,
Gate1L to Gate4L, Gate1H to Gate4H, Gate1aL, Gate1aH, Gate1bL, Gate1bH, GateSw1 Gate signal,
Mode Operation mode signal, T0, T1, T2 voltage terminals,
111, 112, 113, 114, 111a, 111b, 116 Gate drive circuit, Vs1, Vs2, Vs3 power supply,
10, 10a, 10b, 10c, 10d, 10e control circuit,
101, 101a, 101b, 101c, 101d, 101e gate signal generator,
102d, 102e operation mode discriminator, DCDC1 DC / DC power converter, Vbatt battery,
INV1 inverter, MG1 motor generator, Vsens1 voltage sensor, Sens2 speed sensor,
VLow, VHigh threshold voltage, Omega detection speed, OLow, OHigh threshold.
Claims (11)
上記スイッチング素子を駆動して上記複数の変換回路のいずれかを上記平滑コンデンサを短絡する短絡回路として動作させることにより上記第１の直流電圧端子と上記第２の直流電圧端子との間で上記所定の直流電圧比と異なる直流電圧比の電力変換を可能とする電圧比変更手段を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。 A plurality of smoothing capacitors connected in series to each other, a conversion circuit having a switching element and connected in parallel to each of the smoothing capacitors, and an input / output connected to a predetermined pair of terminals of the plurality of smoothing capacitors A first DC voltage terminal, and a terminal connected to the first DC voltage terminal among the terminals of the plurality of smoothing capacitors, at least one of which is connected to a predetermined pair of terminals that are different from each other. An energy transfer circuit having a capacitor connected to each other between the conversion circuits, and a gate drive circuit for driving the switching elements on and off, and driving the switching elements to convert the plurality of conversion circuits. One group of the plurality of conversion circuits is operated as a DC / AC conversion circuit that converts the DC voltage of the smoothing capacitor into an AC voltage. The first DC voltage terminal is configured to operate as an AC / DC conversion circuit that converts an AC voltage output from the one group of conversion circuits through the energy transfer circuit into a DC voltage and outputs the DC voltage to the smoothing capacitor. In a DC / DC power conversion device that performs power conversion at a predetermined DC voltage ratio between the DC voltage terminal and the second DC voltage terminal,
The switching element is driven to operate any one of the plurality of conversion circuits as a short circuit that short-circuits the smoothing capacitor, whereby the predetermined DC current terminal is connected between the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal. A DC / DC power converter characterized by comprising voltage ratio changing means that enables power conversion at a DC voltage ratio different from the DC voltage ratio.
切替用のスイッチング素子を備え上記切替用のスイッチング素子を駆動して接続の切替を行う切替回路を備え、上記第１の直流電圧端子と上記第２の直流電圧端子のいずれか一方または双方を上記切替回路を介して上記複数の平滑コンデンサの異なる複数の端子に接続し、上記切替用のスイッチング素子を駆動して上記第１の直流電圧端子と上記第２の直流電圧端子のいずれか一方または双方と上記平滑コンデンサの端子との接続を切り替えることにより上記第１の直流電圧端子と上記第２の直流電圧端子との間で上記所定の直流電圧比と異なる直流電圧比の電力変換を可能とする電圧比変更手段を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。 A plurality of smoothing capacitors connected in series to each other, a conversion circuit having a switching element and connected in parallel to each of the smoothing capacitors, and an input / output connected to a predetermined pair of terminals of the plurality of smoothing capacitors A first DC voltage terminal, and a terminal connected to the first DC voltage terminal among the terminals of the plurality of smoothing capacitors, at least one of which is connected to a predetermined pair of terminals that are different from each other. An energy transfer circuit having a capacitor connected to each other between the conversion circuits, and a gate drive circuit for driving the switching elements on and off, and driving the switching elements to convert the plurality of conversion circuits. One group of the plurality of conversion circuits is operated as a DC / AC conversion circuit that converts the DC voltage of the smoothing capacitor into an AC voltage. The first DC voltage terminal is configured to operate as an AC / DC conversion circuit that converts an AC voltage output from the one group of conversion circuits through the energy transfer circuit into a DC voltage and outputs the DC voltage to the smoothing capacitor. In a DC / DC power conversion device that performs power conversion at a predetermined DC voltage ratio between the DC voltage terminal and the second DC voltage terminal,
A switching circuit including a switching element for switching and switching the connection by driving the switching element; and one or both of the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal are connected to the switching circuit. One or both of the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal are connected to a plurality of different terminals of the plurality of smoothing capacitors via a switching circuit and driving the switching element for switching. By switching the connection between the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal, it is possible to perform power conversion with a DC voltage ratio different from the predetermined DC voltage ratio between the first DC voltage terminal and the second DC voltage terminal. A DC / DC power converter comprising a voltage ratio changing means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008020762A JP4885155B2 (en) | 2008-01-31 | 2008-01-31 | DC / DC power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008020762A JP4885155B2 (en) | 2008-01-31 | 2008-01-31 | DC / DC power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009183093A true JP2009183093A (en) | 2009-08-13 |
| JP4885155B2 JP4885155B2 (en) | 2012-02-29 |
Family
ID=41036612
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008020762A Expired - Fee Related JP4885155B2 (en) | 2008-01-31 | 2008-01-31 | DC / DC power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4885155B2 (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011016395A1 (en) | 2009-08-06 | 2011-02-10 | 日本歯科薬品株式会社 | Preparation for oral cavity |
| JP2012016075A (en) * | 2010-06-29 | 2012-01-19 | Mitsubishi Electric Corp | Dc/dc power converter |
| JP2013169123A (en) * | 2012-02-17 | 2013-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | Step-down dc-dc converter |
| JP2014212654A (en) * | 2013-04-19 | 2014-11-13 | 独立行政法人宇宙航空研究開発機構 | Switched capacitor converter capable of PWM control |
| CN114244101A (en) * | 2021-12-16 | 2022-03-25 | 剑桥大学南京科技创新中心有限公司 | Switched capacitor resonant DC converter |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63157667A (en) * | 1986-12-15 | 1988-06-30 | マキシム・インテイグレイテイド・プロダクツ・インコ−ポレイテツド | Integrated double charge pump electric source circuit containing power down characteristics and rs-232c transmitter/receiver |
| JPH0487530A (en) * | 1990-07-24 | 1992-03-19 | Nikko Denki Kogyo Kk | Alternator voltage regulator |
| JPH09191638A (en) * | 1995-11-09 | 1997-07-22 | Hitachi Metals Ltd | Dc/dc converter |
| JP2001282164A (en) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Sanyo Electric Co Ltd | Driving device for display device |
| JP2003348821A (en) * | 2002-05-27 | 2003-12-05 | Ricoh Co Ltd | Power supply circuit |
| JP2004180382A (en) * | 2002-11-26 | 2004-06-24 | Seiko Epson Corp | Step-down circuit, power circuit, and semiconductor integrated circuit |
| JP2006262619A (en) * | 2005-03-17 | 2006-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | Switched-capacitor type dc/dc converter device |
| JP2007318953A (en) * | 2006-05-29 | 2007-12-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Charge pumping circuit |
-
2008
- 2008-01-31 JP JP2008020762A patent/JP4885155B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63157667A (en) * | 1986-12-15 | 1988-06-30 | マキシム・インテイグレイテイド・プロダクツ・インコ−ポレイテツド | Integrated double charge pump electric source circuit containing power down characteristics and rs-232c transmitter/receiver |
| JPH0487530A (en) * | 1990-07-24 | 1992-03-19 | Nikko Denki Kogyo Kk | Alternator voltage regulator |
| JPH09191638A (en) * | 1995-11-09 | 1997-07-22 | Hitachi Metals Ltd | Dc/dc converter |
| JP2001282164A (en) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Sanyo Electric Co Ltd | Driving device for display device |
| JP2003348821A (en) * | 2002-05-27 | 2003-12-05 | Ricoh Co Ltd | Power supply circuit |
| JP2004180382A (en) * | 2002-11-26 | 2004-06-24 | Seiko Epson Corp | Step-down circuit, power circuit, and semiconductor integrated circuit |
| JP2006262619A (en) * | 2005-03-17 | 2006-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | Switched-capacitor type dc/dc converter device |
| JP2007318953A (en) * | 2006-05-29 | 2007-12-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Charge pumping circuit |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011016395A1 (en) | 2009-08-06 | 2011-02-10 | 日本歯科薬品株式会社 | Preparation for oral cavity |
| JP2012016075A (en) * | 2010-06-29 | 2012-01-19 | Mitsubishi Electric Corp | Dc/dc power converter |
| JP2013169123A (en) * | 2012-02-17 | 2013-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | Step-down dc-dc converter |
| US8970193B2 (en) | 2012-02-17 | 2015-03-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Step-down DC-to-DC converter |
| JP2014212654A (en) * | 2013-04-19 | 2014-11-13 | 独立行政法人宇宙航空研究開発機構 | Switched capacitor converter capable of PWM control |
| CN114244101A (en) * | 2021-12-16 | 2022-03-25 | 剑桥大学南京科技创新中心有限公司 | Switched capacitor resonant DC converter |
| CN114244101B (en) * | 2021-12-16 | 2024-01-26 | 剑桥大学南京科技创新中心有限公司 | Switch capacitor resonance type direct current converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4885155B2 (en) | 2012-02-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4995985B2 (en) | DC / DC power converter | |
| JP4819902B2 (en) | DC / DC power converter | |
| JP4591304B2 (en) | Bidirectional DC / AC inverter | |
| JP5049637B2 (en) | DC / DC power converter | |
| JP5486604B2 (en) | Uninterruptible power system | |
| JP5590124B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP5903628B2 (en) | Power converter | |
| JP2008099512A (en) | Power supply unit | |
| JP2015181329A (en) | Electric power conversion system | |
| JP4885155B2 (en) | DC / DC power converter | |
| JP2016123258A (en) | Switching power source and charging device | |
| JP2009017772A (en) | Dc/dc power converter | |
| JP2018033229A (en) | Voltage converter | |
| JP4675983B2 (en) | DC / DC power converter | |
| JP4358277B2 (en) | DC / DC power converter | |
| JP5928518B2 (en) | Power conversion apparatus and control method thereof | |
| JP2014171313A (en) | Dc/dc converter | |
| WO2023127464A1 (en) | Power conversion system | |
| JP4837023B2 (en) | DC / DC power converter | |
| JP6915566B2 (en) | Power converter and power conversion system | |
| JP2018038190A (en) | Power conversion device | |
| CN107681893B (en) | Voltage conversion device | |
| JP2016220433A (en) | Power conversion device and power source system using the same | |
| JP2009195048A (en) | Dc/dc power converter | |
| JP2007143220A (en) | Multi-output power supply system, and discharging method of capacitor in multi-output power supply system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101122 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101130 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110124 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110913 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111102 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20111122 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20111207 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20141216 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4885155 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |