JP2009177766A - Filter circuit and filter circuit device, and multilayered circuit board, and circuit module each including the filter circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、広い通過帯域をもつ帯域通過型のフィルタ回路及びフィルタ回路素子、これを備えた多層回路基板並びに回路モジュールに関するものである。 The present invention relates to a band-pass filter circuit and a filter circuit element having a wide pass band, a multilayer circuit board and a circuit module including the same.
近年、広帯域を使用する無線システムの開発が検討されている。広帯域を使用する無線システムにおいて、必要な信号と不要な信号を選別するバンドパスフィルタ(Band Pass Filter:BPF)は、広帯域で整合が取れること及び低い挿入損失であることが望まれる。 In recent years, development of a wireless system using a broadband has been studied. In a wireless system using a wide band, a band pass filter (BPF) that selects a necessary signal and an unnecessary signal is desired to be matched in a wide band and to have a low insertion loss.
このような広帯域での使用を目的とした従来例のフィルタとしては、例えば、特開2005−295316号公報(特許文献1)には、比帯域を自由に変えられ、広帯域特性を実現し、挿入損失が小さく、通過域が平坦、一定の群遅延特性、急峻な減衰が得られる高周波リングフィルタ、及びそれを利用した広帯域の帯域通過フィルタが開示されている。 For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-295316 (Patent Document 1) discloses a conventional filter intended for use in a wide band. A high-frequency ring filter with small loss, flat passband, constant group delay characteristics, and steep attenuation, and a wideband bandpass filter using the same are disclosed.
また、特開2005−318428号公報(特許文献2)には、小型で、広帯域のバンドパス特性が得られるフィルタ装置及び回路モジュールであって、分布定数回路により構成され、バンドエルミネート特性を有する第1のフィルタ手段と、第1のフィルタによるバンドエルミネート特性の低域減衰極周波数以下及び高域減衰極周波数以上の周波数を減衰させる第2のフィルタ手段とにより帯域通過特性を有するフィルタ装置及びこれを備えた回路モジュールが開示されている。 Japanese Patent Laying-Open No. 2005-318428 (Patent Document 2) discloses a filter device and a circuit module that are small in size and have a wide band-pass characteristic, and that are configured by a distributed constant circuit and have a band-eliminating characteristic. A filter device having bandpass characteristics by first filter means and second filter means for attenuating frequencies below the low-frequency attenuation pole frequency and above the high-frequency attenuation pole frequency of the band-eliminating characteristics of the first filter; A circuit module having this is disclosed.
また、特開2007−068123号公報(特許文献3)には、UWB規格の周波数帯域において、20%以上の比帯域特性をもち、減衰の少ないバンドパスフィルタが開示されている。このバンドパスフィルタは、ブロードサイド結合する複数の結合導体と、接地導体と導波導体からなり前記結合導体のひとつに電気信号を入力する入力側導波路と、接地導体と導波導体からなり前記結合導体の他のひとつから電気信号を出力する出力側導波路とを用いて構成されている。
しかしながら、上記特許文献1および特許文献2に開示されるフィルタは、リング共振器を応用した広帯域フィルタであり、これらのフィルタは、平面かつ容易な構造で実現できるが、一つの共振回路を構成するのに、一波長以上の伝送線路が必要となるため、形状が大きくなる点が問題となる。
However, the filters disclosed in
小型の共振器で実現する方法として、上記特許文献3のブロードサイドバンド結合共振器を使った手法がある。しかしながら、この手法は、広帯域化を実現するためには、共振器間の結合を極端に強くする必要があり、そのためには、精度が高いプロセスが必要条件となる。また、2本の線路で一つの共振回路を実現するため、スタブ型共振器に比べ、回路規模が大きくなる。 As a method of realizing with a small resonator, there is a method using the broad sideband coupled resonator described in Patent Document 3. However, this technique requires extremely strong coupling between the resonators in order to realize a wide band, and a process with high accuracy is a prerequisite for this. In addition, since one resonance circuit is realized by two lines, the circuit scale is larger than that of a stub type resonator.
また、いずれの手法も、分布定数回路を用いた方法であり、分布定数素子を使わずに3〜10GHzの周波数帯で広帯域フィルタを実現する例は知られていない。 Each method is a method using a distributed constant circuit, and an example of realizing a wideband filter in a frequency band of 3 to 10 GHz without using a distributed constant element is not known.
本発明は前記のそれぞれの課題に鑑みてなされたものであり、小型で広帯域通過特性を実現できる帯域通過型のフィルタ回路及びフィルタ回路素子、これを備えた多層回路基板並びに回路モジュールを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described problems, and provides a bandpass filter circuit and a filter circuit element that are small and can realize a wideband pass characteristic, and a multilayer circuit board and a circuit module including the same. With the goal.
本発明は前記目的を達成するために、入力側に設けられた第1インピーダンス素子と、前記第1インピーダンス素子の出力端に入力端が接続されて出力側に設けられ、前記第1インピーダンス素子と同じ素子からなる第2インピーダンス素子と、前記第1インピーダンス素子の出力端と前記第2インピーダンス素子の入力端との接続点に一端が接続された分布定数共振回路と、前記第1インピーダンス素子の入力端に一端が接続されると共に前記第2インピーダンス素子の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子とからなり、前記第1乃至第3インピーダンス素子のうちの少なくとも何れか1つが所定の集中定数を有する素子によって構成され、その他のインピーダンス素子が所定の分布定数を有する素子によって構成されているフィルタ回路を提案する。 In order to achieve the above object, the present invention provides a first impedance element provided on an input side, an input terminal connected to an output terminal of the first impedance element, and provided on an output side. A second impedance element made of the same element; a distributed constant resonance circuit having one end connected to a connection point between an output end of the first impedance element and an input end of the second impedance element; and an input of the first impedance element And a third impedance element having one end connected to the end and the other end connected to the output end of the second impedance element, and at least one of the first to third impedance elements has a predetermined concentration. It is composed of elements having a constant, and other impedance elements are composed of elements having a predetermined distributed constant. To propose a filter circuit.
本発明のフィルタ回路は、従来例では分布定数回路のみを使って共振器やフィルタを構成する方法であったのに対して、分布定数共振回路及び集中定数を有する素子と分布定数を有する素子とを組み合わせることで、従来例では困難であった小型で良好な広帯域特性を有するフィルタ回路を実現する。 The filter circuit of the present invention is a method of configuring a resonator or a filter using only a distributed constant circuit in the conventional example, whereas a distributed constant resonant circuit, an element having a lumped constant, an element having a distributed constant, By combining these, a filter circuit having a small size and good wideband characteristics, which was difficult in the conventional example, is realized.
また、本発明は、素子本体を構成する素体内部に上記のフィルタ回路が形成されているフィルタ回路素子、上記のフィルタ回路が形成されている多層回路基板、並びに、上記のフィルタ回路が形成されている回路モジュールを提案する。 The present invention also provides a filter circuit element in which the filter circuit is formed inside an element body constituting the element body, a multilayer circuit board on which the filter circuit is formed, and the filter circuit. Proposed circuit module.
本発明によれば、超広帯域に対応したフィルタ回路を提供できると共に、複数の減衰極を有する広帯域フィルタ回路を提供することができる。さらに、分布定数共振回路によって発生する高調波共振の周波数に減衰極を設けることができる。これらにより、さまざまな特性を有する小型の広帯域フィルタ回路を実現することができる。また、集中定数素子と分布定数素子を組み合わせた新しい手法により、積層回路部品、回路基板において、従来にない小型形状の広帯域フィルタ回路を実現できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, while being able to provide the filter circuit corresponding to an ultra wide band, the wide band filter circuit which has a some attenuation pole can be provided. Furthermore, an attenuation pole can be provided at the frequency of the harmonic resonance generated by the distributed constant resonance circuit. As a result, a small broadband filter circuit having various characteristics can be realized. In addition, by a new method combining a lumped constant element and a distributed constant element, it is possible to realize an unprecedented small-sized broadband filter circuit in a laminated circuit component and a circuit board.
以下、図面を参照して本発明の一実施形態を説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1に本発明の第1実施形態におけるフィルタ回路を示す。本発明のフィルタ回路は、図1に示すフィルタ回路100のように、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続された分布定数共振回路113と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。尚、第1実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の分布定数を有する伝送線路によって構成される分布定数共振回路からなり、分布定数共振回路113は他端が開放された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるオープンスタブ型共振回路からなり、第3インピーダンス素子114は所定の集中定数を有するキャパシタによって構成されている。
FIG. 1 shows a filter circuit in a first embodiment of the present invention. The filter circuit of the present invention has a
このフィルタ回路100は、分布定数共振回路113である分布定数スタブ型共振回路が原理的に持つ周期的な減衰極を打ち消して、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、1つの分布定数型のスタブ型共振回路と2つの伝送線路(10分の1波長程度の非常に短い伝送線路)と1つのキャパシタからなる非常に簡単な構成である。
This
また、本実施形態では、3〜10GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。このため、本実施形態では、分布定数共振回路113のオープンスタブ型共振回路を、共振周波数6GHzのときの電気長が180°、特性インピーダンス:40Ωに設定している。
In the present embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter that uses a frequency band of 3 to 10 GHz as a wide-band pass frequency band will be described. Therefore, in this embodiment, the open stub type resonance circuit of the distributed
本発明との比較参考例としてのフィルタ回路を図3に示す。このフィルタ回路10は、上記フィルタ回路100から第3インピーダンス素子114を除去したものである。通常、図3に示すフィルタ回路10のような積層フィルタ等の分布定数フィルタは、4分の1波長や2分の1波長のスタブ型共振回路を基本として、回路を構成する方法が主流となっている。しかしながら、分布定数型のスタブ型共振回路(分布定数共振回路113)は、周波数によって、インピーダンスが正接関数(tan関数)で周期的に変化するため、整数倍の周波数で、減衰極(インピーダンス=0)、通過帯域(インピーダンス=無限)が交互に発生する。この周期性により、分布定数型のスタブ型共振回路を使って、超広帯域特性を実現するフィルタ回路を構成することは、原理的に不可能であった。すなわち、図4の周波数特性図に示すように、3GHzの3倍、5倍の周波数に減衰極が発生していることがわかる。よって、定期的に出現する減衰極によって、根本的に広帯域化ができないことがわかる。図4において、横軸は周波数を表し、縦軸は減衰量及び反射量を表している。また、図4における、特性曲線Aは通過特性を示し、特性曲線Bは反射特性を示している。尚、図3のフィルタ回路10における分布定数共振回路113である分布定数型のスタブ型共振回路は、周波数6GHzのときの電気長が180°、特性インピーダンス=40Ωの特性をもつものである。
FIG. 3 shows a filter circuit as a reference example for comparison with the present invention. The
図2は第1実施形態におけるフィルタ回路100の特性例を示す図である。図2において、横軸は周波数を表し、縦軸は減衰量及び反射量を表している。また、図2における、特性曲線Aは通過特性を示し、特性曲線Bは反射特性を示している。図2に示すように第1実施形態のフィルタ回路100では、スタブ型共振回路(分布定数共振回路113)が周期的に持つ9GHzの減衰極が消えていることがわかる。また、整合周波数が3つに増えていることがわかる。よって、フィルタ回路100は、分布定数型のスタブ型共振回路が原理的に持つ減衰極を消すともに、整合周波数を増やすことで分布定数型のスタブ型共振回路の通過帯域を広帯域化している。
FIG. 2 is a diagram illustrating a characteristic example of the
尚、減衰極の実現条件は理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100の周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。
The realization condition of the attenuation pole can be easily obtained by performing theoretical analysis. By setting the constant of each impedance element so as to satisfy this condition, the position of the attenuation pole in the frequency characteristic of the
例えば、図1に示した回路における減衰極周波数と整合周波数を理論解析により求めるときの一例を以下に説明する。ここでは、図5に示すように、第1インピーダンス素子111および第2インピーダンス素子112を形成する伝送線路のそれぞれの特性インピーダンスがZ2であると共に電気長がθ2であり、分布定数共振回路113が1/2波長オープンスタブからなりその特性インピーダンスがZ1であり且つ電気長がθ1であるとし、さらに、第4インピーダンス素子114がキャパシタからなりそのキャパシタンスがC1であるとする。また、入力端側および出力端側のそれぞれの特性インピーダンスがZ0であるとする。
For example, an example of obtaining the attenuation pole frequency and the matching frequency in the circuit shown in FIG. 1 by theoretical analysis will be described below. Here, as shown in FIG. 5, the characteristic impedances of the transmission lines forming the
このとき、図1及び図5に示す回路は左右対称な回路構成であるため、偶奇モード解析を行うことができる。図6は偶モードの等価回路を示す図であり、図7は奇モードの等価回路を示す図である。 At this time, since the circuits shown in FIGS. 1 and 5 have a symmetrical circuit configuration, even-odd mode analysis can be performed. FIG. 6 is a diagram showing an even mode equivalent circuit, and FIG. 7 is a diagram showing an odd mode equivalent circuit.
図6に示す偶モード等価回路は、端子Port1に一端が接続された伝送線路TL1と、伝送線路TL1の他端に接続された1/2波長オープンスタブOESとから構成されている。ここで、端子Port1の特性インピーダンスがZ0であり、伝送線路TL1の特性インピーダンスがZ2であり、電気長がθ2、オープンスタブOESの特性インピーダンスが2Z1であり、電気長がθ1である。 The even-mode equivalent circuit shown in FIG. 6 includes a transmission line TL1 having one end connected to the terminal Port1 and a ½ wavelength open stub OES connected to the other end of the transmission line TL1. Here, the characteristic impedance of the terminal Port1 is Z 0, the characteristic impedance of the transmission line TL1 is Z 2, 2 electrical length theta, the characteristic impedance of the open stub OES is 2Z 1, an electrical length of theta 1 is there.
図7に示す奇モード等価回路は、端子Port1に一端が接続されると共に他端が接地された伝送線路TL2と、端子Port1に一端が接続されると共に他端が接地されたキャパシタCPとから構成されている。ここで、端子Port1の特性インピーダンスがZ0であり、伝送線路TL1の特性インピーダンスがZ2であり、電気長がθ2、キャパシタCPのキャパシタンスが2C1である。 The odd-mode equivalent circuit shown in FIG. 7 includes a transmission line TL2 having one end connected to the terminal Port1 and the other end grounded, and a capacitor CP having one end connected to the terminal Port1 and the other end grounded. Has been. Here, the characteristic impedance of the terminal Port1 is Z 0, the characteristic impedance of the transmission line TL1 is Z 2, 2 electrical length theta, capacitance of the capacitor CP is 2C 1.
図6に示した偶モード等価回路から、偶モードにおける入力インピーダンスZevenと反射係数Γevenはそれぞれ次の(1)式と(2)式によって表される。 From the even mode equivalent circuit shown in FIG. 6, the input impedance Z even and the reflection coefficient Γ even in the even mode are expressed by the following equations (1) and (2), respectively.
また、奇モードの入力インピーダンスZoddと反射係数Γoddはそれぞれ次の(3)式と(4)式によって表される。 The odd-mode input impedance Z odd and the reflection coefficient Γ odd are expressed by the following equations (3) and (4), respectively.
上記の(2)式と(4)式を用いて、次の(5)式と(6)式に表すようにS11とS21を導出することができる。 Using the above equations (2) and (4), S 11 and S 21 can be derived as shown in the following equations (5) and (6).
よって、図1及び図5に示した回路における整合周波数は、S11=0を満たす条件であるΓeven=−Γoddにより決定される。また、図1及び図5に示した回路における減衰極周波数は、S21=0を満たす条件であるΓeven=Γoddにより決定される。 Therefore, the matching frequency in the circuits shown in FIGS. 1 and 5 is determined by Γ even = −Γ odd which is a condition that satisfies S 11 = 0. The attenuation pole frequency in the circuits shown in FIGS. 1 and 5 is determined by Γ even = Γ odd which is a condition satisfying S 21 = 0.
尚、後述する図1の回路構成以外の回路においても上記のように偶奇モードの論理解析を行うことによって、回路における減衰極周波数と整合周波数を求めることができることは言うまでもないことである。 It goes without saying that the attenuation pole frequency and the matching frequency in the circuit can be obtained by performing even-odd mode logic analysis as described above even in circuits other than the circuit configuration of FIG. 1 described later.
実施例1における周波数特性を図8に示す。図8において、横軸は周波数を表し、縦軸は減衰量及び反射量を表している。また、特性曲線Aは通過特性を示し、特性曲線Bは反射特性を示している。実施例1では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112のそれぞれを構成する伝送線路の特性インピーダンスを30Ω、周波数6GHzのときの電気長を18°とし、分布定数共振回路113を構成する伝送線路の特性インピーダンスを40Ω、周波数6GHzのときの電気長を180°、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを0.68pFとしている。
The frequency characteristic in Example 1 is shown in FIG. In FIG. 8, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents attenuation and reflection. In addition, the characteristic curve A indicates the pass characteristic, and the characteristic curve B indicates the reflection characteristic. In the first embodiment, the transmission line constituting each of the
実施例2における周波数特性を図9に示す。図9において、横軸は周波数を表し、縦軸は減衰量及び反射量を表している。また、特性曲線Aは通過特性を示し、特性曲線Bは反射特性を示している。実施例2では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112のそれぞれを構成する伝送線路の特性インピーダンスを32Ω、周波数6GHzのときの電気長を56°とし、分布定数共振回路113を構成する伝送線路の特性インピーダンスを40Ω、周波数6GHzのときの電気長を180°、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを0.14pFとしている。
The frequency characteristics in Example 2 are shown in FIG. In FIG. 9, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents attenuation and reflection. In addition, the characteristic curve A indicates the pass characteristic, and the characteristic curve B indicates the reflection characteristic. In the second embodiment, the transmission line constituting each of the
尚、低周波側の減衰極、すなわち図8及び図9の周波数特性における3GHzの減衰極の位置は分布定数共振回路113を構成するオープンスタブ型共振回路の長さのみに依存する。また、高周波側の減衰極、すなわちこれらの例の場合の8GHzよりも高周波側に存在する減衰極は、第1インピーダンス素子111および第2インピーダンス素子112を構成する伝送線路と第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタによって制御することができる。例えば、第1インピーダンス素子111および第2インピーダンス素子112を構成する伝送線路の電気長を大きくし、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを小さく設定すると、高周波側の減衰極は周波数の低い方へ移動する。また、第1インピーダンス素子111および第2インピーダンス素子112を構成する伝送線路の電気長を小さくし、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを大きく設定すると、高周波側の減衰極は周波数の高い方へ移動する。
The position of the attenuation pole on the low frequency side, that is, the 3 GHz attenuation pole in the frequency characteristics of FIGS. 8 and 9 depends only on the length of the open stub type resonance circuit constituting the distributed
また、図10及び図11に示す周波数特性のように高周波側に隣り合った2つ以上の減衰極を作ることも可能である。この場合も低周波側の減衰極の位置は分布定数共振回路113を構成するオープンスタブ型共振回路の長さのみに依存する。また、高周波側の減衰極の数や位置は、第1インピーダンス素子111および第2インピーダンス素子112を構成する伝送線路の特性インピーダンスと電気長、分布定数共振回路113を構成するオープンスタブ型共振回路の特性インピーダンス及び第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスに依存する。
It is also possible to make two or more attenuation poles adjacent to the high frequency side as shown in the frequency characteristics shown in FIGS. Also in this case, the position of the attenuation pole on the low frequency side depends only on the length of the open stub type resonance circuit constituting the distributed
次に、本発明の第2実施形態を説明する。 Next, a second embodiment of the present invention will be described.
図12は本発明の第2実施形態におけるフィルタ回路を示す図、図13はその周波数特性を示す図である。本実施形態では、3〜10GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。 FIG. 12 is a diagram showing a filter circuit according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 13 is a diagram showing frequency characteristics thereof. In the present embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter that uses a frequency band of 3 to 10 GHz as a wide pass frequency band will be described.
図12に示すフィルタ回路100Bは、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続された分布定数共振回路113と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。
The
尚、第2実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の集中定数を有するインダクタからなり、分布定数共振回路113は他端が開放された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるオープンスタブ型共振回路からなり、第3インピーダンス素子114は所定の集中定数を有するキャパシタによって構成されている。
In the second embodiment, the
第2実施形態のフィルタ回路100Bも第1実施形態のフィルタ回路100と同様に、分布定数共振回路113である分布定数スタブ型共振回路が原理的に持つ周期的な減衰極を打ち消して、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、1つの分布定数型のスタブ型共振回路と2つのインダクタと1つのキャパシタからなる非常に簡単な構成である。
Similarly to the
本実施形態では、第1及び第2インピーダンス素子111,112を構成するインダクタのインダクタンスを0.35nHとし、分布定数共振回路113を構成する伝送線路の特性インピーダンスを18Ω、周波数6GHzのときの電気長を18°、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを0.54pFとしている。
In the present embodiment, the inductance of the inductors constituting the first and
これにより、本実施形態においても、図13に示すように、3〜10GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタ回路を実現している。 Thereby, also in this embodiment, as shown in FIG. 13, the band pass type filter circuit which makes the frequency band of 3-10 GHz into a wide pass frequency band is implement | achieved.
尚、減衰極の実現条件は、第1実施形態と同様に理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100Bの周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。
Note that the condition for realizing the attenuation pole can be easily obtained by performing theoretical analysis in the same manner as in the first embodiment, and by setting the constant of each impedance element so as to satisfy this condition, the
次に、本発明の第3実施形態を説明する。 Next, a third embodiment of the present invention will be described.
図14は本発明の第3実施形態におけるフィルタ回路を示す図、図15はその周波数特性を示す図である。本実施形態では、3〜10GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。 FIG. 14 is a diagram showing a filter circuit according to the third embodiment of the present invention, and FIG. 15 is a diagram showing frequency characteristics thereof. In the present embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter that uses a frequency band of 3 to 10 GHz as a wide pass frequency band will be described.
図14に示すフィルタ回路100Cは、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続された分布定数共振回路113と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。
The filter circuit 100C shown in FIG. 14 has a
尚、第3実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の集中定数を有するキャパシタからなり、分布定数共振回路113は他端が開放された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるオープンスタブ型共振回路からなり、第3インピーダンス素子114は所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されている。
In the third embodiment, the
第3実施形態のフィルタ回路100Cも第1実施形態のフィルタ回路100と同様に、分布定数共振回路113である分布定数スタブ型共振回路が原理的に持つ周期的な減衰極を打ち消して、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、1つの分布定数型のスタブ型共振回路と2つのキャパシタと1つの分布定数型の伝送線路からなる非常に簡単な構成である。
Similarly to the
本実施形態では、第1及び第2インピーダンス素子111,112を構成するキャパシタのキャパシタンスを1.14pFとし、分布定数共振回路113を構成する伝送線路の特性インピーダンスを32.5Ω、周波数6GHzのときの電気長を180°、第3インピーダンス素子114を構成する伝送線路の特性インピーダンスを30Ω、周波数6GHzのときの電気長を36°としている。
In this embodiment, the capacitance of the capacitors constituting the first and
これにより、本実施形態においても、図15に示すように、3〜10GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタ回路を実現している。 Thereby, also in the present embodiment, as shown in FIG. 15, a band-pass filter circuit having a frequency band of 3 to 10 GHz and a wide pass frequency band is realized.
尚、減衰極の実現条件は、第1実施形態と同様に理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100Cの周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。 Note that the condition for realizing the attenuation pole can be easily obtained by performing a theoretical analysis in the same manner as in the first embodiment, and by setting the constant of each impedance element so as to satisfy this condition, the filter circuit 100C can be realized. The position of the attenuation pole in the frequency characteristics can be adjusted.
次に、本発明の第4実施形態を説明する。 Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
図16は本発明の第4実施形態におけるフィルタ回路を示す図、図17はその周波数特性を示す図である。本実施形態では、4〜14GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。 FIG. 16 is a diagram showing a filter circuit according to a fourth embodiment of the present invention, and FIG. 17 is a diagram showing frequency characteristics thereof. In the present embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter having a frequency band of 4 to 14 GHz and a wide pass frequency band will be described.
図16に示すフィルタ回路100Dは、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続された分布定数共振回路113と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。
The
尚、第4実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の集中定数を有するキャパシタからなり、分布定数共振回路113は他端が開放された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるオープンスタブ型共振器からなり、第3インピーダンス素子114は所定の集中定数を有するインダクタによって構成されている。
In the fourth embodiment, the
第4実施形態のフィルタ回路100Dも第1実施形態のフィルタ回路100と同様に、分布定数共振回路113である分布定数スタブ型共振回路が原理的に持つ周期的な減衰極を打ち消して、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、1つの分布定数型のスタブ型共振回路と2つのインダクタと1つのキャパシタからなる非常に簡単な構成である。
Similarly to the
本実施形態では、第1及び第2インピーダンス素子111,112を構成するキャパシタのキャパシタンスを1.416pFとし、分布定数共振回路113を構成する伝送線路の特性インピーダンスを35.2Ω、周波数6GHzのときの電気長を180°、第3インピーダンス素子114を構成するインダクタのインダクタンスを0.42nHとしている。
In the present embodiment, the capacitance of the capacitors constituting the first and
これにより、本実施形態においても、図17に示すように、4〜14GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタ回路を実現している。 Thereby, also in the present embodiment, as shown in FIG. 17, a band-pass filter circuit having a wide frequency band of 4 to 14 GHz is realized.
尚、減衰極の実現条件は、第1実施形態と同様に理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100Dの周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。
Note that the condition for realizing the attenuation pole can be easily obtained by performing a theoretical analysis in the same manner as in the first embodiment, and by setting the constant of each impedance element so as to satisfy this condition, the
次に、本発明の他の実施形態を説明する。 Next, another embodiment of the present invention will be described.
ここでは、分布定数共振回路113の構成を変えた例について説明する。
Here, an example in which the configuration of the distributed
分布定数共振回路113の変形構成例としては、例えば、図18乃至図22に示す構成がある。図18に示す構成例は他端が接地された所定の分布定数を有する伝送線路121からなるショートスタブ型共振回路である。図19に示す構成例は他端がキャパシタ123を介して接地されている所定の分布定数を有する伝送線路122からなる。図20に示す構成例は一端にキャパシタ124が接続されると共に他端が接地された所定の分布定数を有する伝送線路125からなる。図21に示す構成例は他端が開放された所定の分布定数を有する2つの伝送線路126,127の一端同士を接続したものである。図22に示す構成例は他端が接地された所定の分布定数を有する2つの伝送線路(分布定数共振回路)128,129の一端同士を接続したものである。
Examples of modified configuration examples of the distributed
次に、本発明の第5実施形態として、前述した図18に示す伝送線路を分布定数共振回路113として用いた例を説明する。
Next, as a fifth embodiment of the present invention, an example in which the transmission line shown in FIG. 18 is used as the distributed
図23は本発明の第5実施形態におけるフィルタ回路を示す図、図24はその周波数特性を示す図である。本実施形態では、3〜10GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。 FIG. 23 is a diagram illustrating a filter circuit according to a fifth embodiment of the present invention, and FIG. 24 is a diagram illustrating frequency characteristics thereof. In the present embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter that uses a frequency band of 3 to 10 GHz as a wide pass frequency band will be described.
図23に示すフィルタ回路100Eは、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続された分布定数共振回路121と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。
A
尚、第5実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の分布定数を有する伝送線路によって構成される分布定数共振回路からなり、分布定数共振回路121は他端が接地された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるショートスタブ型共振回路からなり、第3インピーダンス素子114は所定の集中定数を有するキャパシタによって構成されている。
In the fifth embodiment, the
第5実施形態のフィルタ回路100Eは、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、1つの分布定数型のスタブ型共振回路と2つの伝送線路と1つのキャパシタからなる非常に簡単な構成である。
The
本実施形態では、第1及び第2インピーダンス素子111,112を構成する伝送線路(分布定数共振回路)の特性インピーダンスを50Ω、周波数6GHzのときの電気長を180°、分布定数共振回路121を構成する伝送線路の特性インピーダンスを50Ω、周波数6GHzのときの電気長を20°、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを0.85pFとしている。
In the present embodiment, the transmission line (distributed constant resonance circuit) constituting the first and
これにより、本実施形態においても、図24に示すように、3〜10GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタ回路を実現している。 Thereby, also in the present embodiment, as shown in FIG. 24, a band-pass filter circuit having a wide frequency band of 3 to 10 GHz is realized.
尚、減衰極の実現条件は、第1実施形態と同様に理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100Eの周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。
The attenuation pole realization condition can be easily obtained by performing a theoretical analysis in the same manner as in the first embodiment, and by setting the constants of the impedance elements so as to satisfy this condition, the
次に、本発明の第6実施形態として、前述した図19に示す伝送線路122とキャパシタ123を分布定数共振回路113として用いた例を説明する。
Next, an example in which the
図25は本発明の第6実施形態におけるフィルタ回路を示す図、図26はその周波数特性を示す図である。本実施形態では、7〜13GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。 FIG. 25 is a diagram showing a filter circuit according to the sixth embodiment of the present invention, and FIG. 26 is a diagram showing frequency characteristics thereof. In the present embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter having a wide frequency band of 7 to 13 GHz as a wide pass frequency band will be described.
図25に示すフィルタ回路100Fは、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続された伝送線路122と、伝送線路122の他端に一端が接続されると共に他端が接地されたキャパシタ123と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。
The
尚、第6実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の分布定数を有する伝送線路によって構成される分布定数共振回路からなり、第3インピーダンス素子114は所定の集中定数を有するキャパシタによって構成されている。
In the sixth embodiment, the
第6実施形態のフィルタ回路100Fは、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、1つの分布定数型のスタブ型共振回路共振器と2つの伝送線路と2つのキャパシタからなる非常に簡単な構成である。
The
本実施形態では、第1及び第2インピーダンス素子111,112を構成する伝送線路(分布定数共振回路)の特性インピーダンスを35Ω、周波数6GHzのときの電気長を18°、分布定数共振回路を構成する伝送線路122の特性インピーダンスを50Ω、周波数6GHzのときの電気長を180°、キャパシタ123のキャパシタンスを2pFとし、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを1.15pFとしている。
In this embodiment, the transmission line (distributed constant resonance circuit) constituting the first and
これにより、本実施形態においても、図26に示すように、7〜13GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタ回路を実現している。 Thereby, also in the present embodiment, as shown in FIG. 26, a band-pass filter circuit is realized in which the frequency band of 7 to 13 GHz is a wide pass frequency band.
尚、減衰極の実現条件は、第1実施形態と同様に理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100Fの周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。
Note that the condition for realizing the attenuation pole can be easily obtained by performing a theoretical analysis in the same manner as in the first embodiment, and by setting the constant of each impedance element so as to satisfy this condition, the
次に、本発明の第7実施形態として、前述した図20に示すキャパシタ124と伝送線路125を分布定数共振回路113として用いた例を説明する。
Next, as a seventh embodiment of the present invention, an example in which the
図27は本発明の第7実施形態におけるフィルタ回路を示す図、図28はその周波数特性を示す図である。本実施形態では、7〜12GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。 FIG. 27 is a diagram showing a filter circuit in a seventh embodiment of the present invention, and FIG. 28 is a diagram showing its frequency characteristics. In the present embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter that uses a 7 to 12 GHz frequency band as a wide pass frequency band will be described.
図27に示すフィルタ回路100Gは、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続されたキャパシタ124と、キャパシタ124の他端に一端が接続されると共に他端が接地された伝送線路125と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。
A
尚、第7実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の分布定数を有する伝送線路によって構成される分布定数共振回路からなり、第3インピーダンス素子114は所定の集中定数を有するキャパシタによって構成されている。
In the seventh embodiment, the
第7実施形態のフィルタ回路100Gは、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、1つの分布定数型のスタブ型共振回路と2つの伝送線路と2つのキャパシタからなる非常に簡単な構成である。
The
本実施形態では、第1及び第2インピーダンス素子111,112を構成する伝送線路の特性インピーダンスを37Ω、周波数6GHzのときの電気長を30°、分布定数共振回路を構成する伝送線路125の特性インピーダンスを40Ω、周波数6GHzのときの電気長を180°、キャパシタ124のキャパシタンスを2pFとし、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを0.65pFとしている。
In this embodiment, the characteristic impedance of the transmission line constituting the first and
これにより、本実施形態においても、図28に示すように、7〜12GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタ回路を実現している。 Thereby, also in the present embodiment, as shown in FIG. 28, a band-pass filter circuit is realized in which the frequency band of 7 to 12 GHz is a wide pass frequency band.
尚、減衰極の実現条件は、第1実施形態と同様に理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100Gの周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。
The attenuation pole realization condition can be easily obtained by performing a theoretical analysis in the same manner as in the first embodiment, and by setting the constant of each impedance element so as to satisfy this condition, the
次に、本発明の第8実施形態として、前述した図21に示す伝送線路126,127を分布定数共振回路113として用いた例を説明する。
Next, as an eighth embodiment of the present invention, an example in which the
図29は本発明の第8実施形態におけるフィルタ回路を示す図、図30はその周波数特性を示す図である。本実施形態では、4〜18GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。 FIG. 29 is a diagram illustrating a filter circuit according to an eighth embodiment of the present invention, and FIG. 30 is a diagram illustrating frequency characteristics thereof. In this embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter having a frequency band of 4 to 18 GHz and a wide pass frequency band will be described.
図29に示すフィルタ回路100Hは、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続されると共に他端が開放された2つの伝送線路126,127と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。
The
尚、第8実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の分布定数を有する伝送線路によって構成される分布定数共振回路からなり、第3インピーダンス素子114は所定の集中定数を有するキャパシタによって構成されている。
In the eighth embodiment, the
第8実施形態のフィルタ回路100Hは、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、2つの分布定数型のスタブ型共振回路と2つの伝送線路と1つのキャパシタからなる非常に簡単な構成である。
The
本実施形態では、第1及び第2インピーダンス素子111,112を構成する伝送線路の特性インピーダンスを45Ω、周波数2GHzのときの電気長L1を18°、分布定数共振回路を構成する伝送線路126の特性インピーダンスを50Ω、周波数2GHzのときの電気長L2を45°、伝送線路127の特性インピーダンスを50Ω、周波数2GHzのときの電気長L3を135°(=180°−L2)、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを1pFとしている。
In the present embodiment, the characteristic impedance of the transmission line constituting the first and
これにより、本実施形態においても、図30に示すように、4〜18GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタ回路を実現している。 Thereby, also in the present embodiment, as shown in FIG. 30, a band-pass filter circuit having a wide frequency band of 4 to 18 GHz is realized.
尚、減衰極の実現条件は、第1実施形態と同様に理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100Hの周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。
Note that the condition for realizing the attenuation pole can be easily obtained by performing a theoretical analysis in the same manner as in the first embodiment, and by setting the constants of the impedance elements so as to satisfy this condition, the
次に、本発明の第9実施形態として、前述した図22に示す伝送線路128,129を分布定数共振回路113として用いた例を説明する。
Next, as a ninth embodiment of the present invention, an example in which the
図31は本発明の第9実施形態におけるフィルタ回路を示す図、図32はその周波数特性を示す図である。本実施形態では、1〜13GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタを実現するフィルタ回路について説明する。 FIG. 31 is a diagram showing a filter circuit according to the ninth embodiment of the present invention, and FIG. 32 is a diagram showing frequency characteristics thereof. In the present embodiment, a filter circuit that realizes a band-pass filter having a frequency band of 1 to 13 GHz and a wide pass frequency band will be described.
図31に示すフィルタ回路100Iは、一端が入力端子101に接続された第1インピーダンス素子111と、第1インピーダンス素子111の出力端に入力端が接続されて出力端が出力端子に接続され、第1インピーダンス素子111と同じ素子からなる第2インピーダンス素子112と、第1インピーダンス素子111の出力端と第2インピーダンス素子112の入力端との接続点に一端が接続されると共に他端が接地された2つの伝送線路128,129と、第1インピーダンス素子111の入力端に一端が接続されると共に第2インピーダンス素子112の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子114とから構成されている。
A filter circuit 100I shown in FIG. 31 has a
尚、第9実施形態では、第1インピーダンス素子111と第2インピーダンス素子112は所定の分布定数を有する伝送線路によって構成される分布定数共振回路からなり、第3インピーダンス素子114は所定の集中定数を有するキャパシタによって構成されている。
In the ninth embodiment, the
第9実施形態のフィルタ回路100Iは、広帯域を実現した帯域通過型のフィルタ回路で、2つの分布定数型のスタブ型共振回路と2つの伝送線路と1つのキャパシタからなる非常に簡単な構成である。 The filter circuit 100I of the ninth embodiment is a band-pass filter circuit that realizes a wide band, and has a very simple configuration including two distributed constant stub type resonance circuits, two transmission lines, and one capacitor. .
本実施形態では、第1及び第2インピーダンス素子111,112を構成する伝送線路の特性インピーダンスを45Ω、電気長L1を18°、共振周波数を6GHzとし、分布定数共振回路を構成する伝送線路128の特性インピーダンスを30Ω、周波数6GHzのときの電気長L2を45°、伝送線路129の特性インピーダンスを60Ω、周波数6GHzのときの電気長L3を135°(=180°−L2)、第3インピーダンス素子114を構成するキャパシタのキャパシタンスを0.6pFとしている。
In this embodiment, the characteristic impedance of the transmission line constituting the first and
これにより、本実施形態においても、図32に示すように、1〜13GHzの周波数帯を広帯域の通過周波数帯域とする帯域通過型のフィルタ回路を実現している。 Thereby, also in the present embodiment, as shown in FIG. 32, a band-pass filter circuit having a frequency band of 1 to 13 GHz and a wide pass frequency band is realized.
尚、減衰極の実現条件は、第1実施形態と同様に理論解析を行うことにより容易に求めることができ、この条件を満たすように各インピーダンス素子の定数などを設定することによりフィルタ回路100Iの周波数特性における減衰極の位置などを調節することができる。 Note that the condition for realizing the attenuation pole can be easily obtained by performing a theoretical analysis in the same manner as in the first embodiment, and by setting the constant of each impedance element so as to satisfy this condition, the filter circuit 100I can be realized. The position of the attenuation pole in the frequency characteristics can be adjusted.
前述したように上記各実施形態のフィルタ回路は、素子値の設定によって、「超広帯域特性」、「多減衰極特性」、「高調波共振抑制特性」を実現することができる非常に有用なフィルタ回路である。 As described above, the filter circuit of each of the above embodiments is a very useful filter that can realize “ultra-wideband characteristics”, “multi-damping pole characteristics”, and “harmonic resonance suppression characteristics” by setting element values. Circuit.
また、上記のフィルタ回路100〜100Iの何れかを2組以上直列接続したBPF(バンドパスフィルタ)を構成することも可能である。例えば、図33の第10実施形態は2組のフィルタ回路100Fを入力端子301と出力端子302との間にキャパシタ311〜313を介して直列接続してBPF300を構成したものである。
It is also possible to configure a BPF (band pass filter) in which two or more sets of any of the
このBPF300の周波数特性は図34に示すものとなる。図34において、曲線Aは減衰量特性曲線であり、曲線Bは反射量特性曲線である。また、縦軸は減衰量及び反射量[dB]を表し、横軸は周波数[GHz]を表している。このように減衰量特性曲線Aが示すように、減衰量は4.8GHz、17.5GHzにおいて極大値を示し、反射量特性曲線Bが示すように、反射量は6.7GHz、8.6GHz、12.0GHz、14.3GHzにおいて極小値を示している。このフィルタ回路300は、通過帯域が6〜10GHzとなるように設計されたものである。
The frequency characteristics of the
また、図35の第11実施形態は3組のフィルタ回路100Fを入力端子401と出力端子402との間にキャパシタ411〜414を介して直列接続してBPF400を構成したものである。
In the eleventh embodiment shown in FIG. 35, three sets of
このBPF400の周波数特性は図36に示すものとなる。図36において、曲線Aは減衰量特性曲線であり、曲線Bは反射量特性曲線である。また、縦軸は減衰量及び反射量[dB]を表し、横軸は周波数[GHz]を表している。このように減衰量特性曲線Aが示すように、減衰量は4.5GHz、5.0GHz、16.5GHz、20.0GHzにおいて極大値を示し、反射量特性曲線Bが示すように、反射量は6.3GHz、7.0GHz、9.0GHz、11.8GHz、13.8GHz、14.8GHzにおいて極小値を示している。このフィルタ回路400は、通過帯域が6〜15GHzとなるように設計されたものである。
The frequency characteristics of the
このように、本実施形態のフィルタ回路100〜100Iの何れかをキャパシタを介して2組以上直列接続することにより、優れた周波数特性を有するBPFを構成することができる。 Thus, BPF which has the outstanding frequency characteristic can be comprised by connecting any one of the filter circuits 100-100I of this embodiment in series via a capacitor.
また、組み合わせや接続を変えることで、所望の特性および形状を実現するフィルタ回路やダイプレクサ回路等を実現することができる。 Further, by changing the combination and connection, it is possible to realize a filter circuit, a diplexer circuit, and the like that realize desired characteristics and shapes.
上記のフィルタ回路100を素子として形成したときのフィルタ素子530の外観形状の一例は図37に示す第12実施形態のものとなる。即ち、フィルタ素子530は誘電体セラミックスを主体とした直方体形状の積層素体531の内部に上記のフィルタ回路100が積層形成され、積層素体531の外表面に外部端子電極532〜535が形成されてなる。ここで、外部端子電極532は入力端子101に対応し、外部端子電極533は出力端子102に対応する。また、外部端子電極534,535は接地端子である。
An example of the external shape of the
上記のフィルタ回路100Fを適用した他の例のBPFを多層回路基板の内部に形成した場合の導体パターの形状及び配置は図38乃至図40に示すようになる。なお、図38は第12実施形態の前段と後段にフィルタ回路を付加した変形回路のフィルタ回路素子の導体パターンのみを上面から見た配置図を示す。図39は図38にセラミック多層基板を含めたものの右側側面A−Aから内部を透視したときの各電極間の配置とビア導体544の配置関係を示す内部を透視した図を示したもので、断面を示したものではない。また、図40は図38の導体パターンのみを分解して配置関係を説明するための分解斜視図である。
The shape and arrangement of the conductor pattern when another example BPF to which the
図38乃至図40において、540は多層回路基板で、誘電体セラミックス540aを主体とし、その内部に複数の導体パターンが積層配置されて後述する図41(図25の変形例)に示すフィルタ回路590が形成されている。即ち、多層回路基板540においてフィルタ回路590が形成されている部分は、表面と裏面のそれぞれに互いに平行な接地導体パターン541,542が配置され、それらの間に上記接地導体パターン541,542に平行な所定の大きさの接地導体パターン543が設けられ、この接地導体パターン543は複数のビア導体544によって接地導体パターン541,542に導電接続されている。また、接地導体パターン541,542の間には入力側導体パターン550と、出力側導体パターン560、共振用導体パターン570、連結用導体パターン580が設けられている。
38 to 40,
入力側導体パターン550は、接地導体パターン541,542に平行になるように設けられ、入力側ストリップライン551とこれに接続された第2キャパシタ部のキャパシタ電極552、及びキャパシタ電極552に一端が接続されているストリップライン553とストリップライン553の他端に接続されたキャパシタ電極554とから構成されている第2主共振部を備えている。ここで、キャパシタ電極554のみが接地導体パターン543に対向するように配置されている。
The input
出力側導体パターン560は、接地導体パターン541,542に平行になるように且つ入力側導体パターン550と同一面内に設けられ、出力側ストリップライン561とこれに接続された第3キャパシタ部のキャパシタ電極562、及びキャパシタ電極562に一端が接続され上記ストリップライン553に平行に配置されているストリップライン563とストリップライン563の他端に接続されたキャパシタ電極564とから構成されている第3主共振部を備えている。ここで、キャパシタ電極564のみが接地導体パターン543に対向するように配置されている。
The output-
共振用導体パターン570は、入力側導体パターン550と出力側導体パターン560との間に、これらと同一平面内に設けられ、上記ストリップライン553に平行に配置されているストリップライン571及びストリップライン571の他端に接続されたキャパシタ電極572とから構成されている第1主共振部を備えている。ここで、キャパシタ電極572のみが接地導体パターン543に対向するように配置されている。
The
連結用導体パターン580は、上記の入力側導体パターン550と出力側導体パターン560及び共振用導体パターン570が配置された層とは異なる層に誘電体セラミックス540aを介在させて配置され、キャパシタ電極552に対向するように配置された第2キャパシタ部のキャパシタ電極581、キャパシタ電極562に対向するように配置された第3キャパシタ部のキャパシタ電極585、キャパシタ電極581に一端が接続されたストリップライン582、ストリップライン582の他端に接続された接続電極583、接続電極583に一端が接続され且つ他端がキャパシタ電極585に接続されたストリップライン584及びキャパシタ電極581に接続された第1キャパシタ部のキャパシタ電極586を一体に形成した導体パターンと、キャパシタ電極586の開放端部に対して誘電体セラミックス540aを介して対向するように開放端部が配置され且つ他端がビア導体588によってキャパシタ電極585に接続された第1キャパシタ部のキャパシタ電極587とから構成されている。また、接続電極583はビア導体573を介してストリップライン571の一端に接続されている。
The connecting
上記多層回路基板540内に形成されたフィルタ回路の等価回路が図41に示すものである。上記構成においては、図41に示す回路の各構成部分は以下のように構成される。
An equivalent circuit of the filter circuit formed in the
即ち、入力端子591に接続された伝送線路593はストリップライン553によって構成され、キャパシタ597はキャパシタ電極552とキャパシタ電極581によって構成され、伝送線路111はストリップライン582によって構成される。
That is, the
また、出力端子592に接続された伝送線路594はストリップライン563によって構成され、キャパシタ598はキャパシタ電極562とキャパシタ電極585によって構成され、伝送線路112はストリップライン584によって構成される。
Further, the
また、伝送線路122とキャパシタ123の主共振部はストリップライン571とキャパシタ電極572及び接地導体パターン543によって構成される。
The main resonance part of the
また、入力側伝送線路111の入力端と出力側伝送線路112の出力端との間に接続されたキャパシタ114は、キャパシタ電極586とこれに対向配置されたキャパシタ電極587によって構成される。
Further, the
さらに、入力端子591に接続された伝送線路593とキャパシタ595の直列共振回路はストリップライン553とキャパシタ電極554及び接地導体パターン543によって構成され、出力端子592に接続された伝送線路594とキャパシタ596の直列共振回路はストリップライン563とキャパシタ電極564及び接地導体パターン543によって構成される。
Further, the series resonance circuit of the
上記のように構成された多層回路基板540内のフィルタ回路(バンドパスフィルタ)590の周波数特性は図42に示すものとなる。図において、曲線Aは減衰量特性曲線であり、曲線Bは反射量特性曲線である。また、縦軸は減衰量及び反射量[dB]を表し、横軸は周波数[GHz]を表している。このように減衰量特性曲線Aが示すように、減衰量は1.8GHz、5.2GHz、11.3GHzにおいて極大値を示し、反射量特性曲線Bが示すように、反射量は6.5GHz、7.0GHz、8.8GHz、10.5GHzにおいて極小値を示している。このフィルタ回路590は、前述したフィルタ回路100Fを基本として通過帯域が6〜11GHzとなるように設計されたものである。
The frequency characteristics of the filter circuit (bandpass filter) 590 in the
尚、図37に示すフィルタ回路素子530を構成する場合は、上記図38乃至図40に示した入力側導体パターン550のストリップライン551,553及びキャパシタ電極554と出力側導体パターン560のストリップライン561,563及びキャパシタ電極564を除去すればよい。
When the
前述したように、キャパシタの作り込みが容易なLTCC(Low Temperature Co-fired Ceramics:低温同時焼成セラミックス)基板、LTCCデバイス等においては、本発明のフィルタ回路は非常に小型な構造を実現することができる。 As described above, in an LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) substrate, an LTCC device, etc., in which capacitors can be easily built, the filter circuit of the present invention can realize a very small structure. it can.
次に、本発明の第13実施形態を説明する。 Next, a thirteenth embodiment of the present invention is described.
第13実施形態では、上記のフィルタ回路を用いたバンドパスフィルタ(BPF)を備えた高周波無線回路モジュールを構成した。 In the thirteenth embodiment, a high-frequency radio circuit module including a bandpass filter (BPF) using the above filter circuit is configured.
図43及び図44は本発明の第13実施形態を示すもので、図43は本発明の第13実施形態における高周波無線回路モジュールを示す側面透視図、図44は本発明の第13実施形態における高周波無線回路モジュールの電気系回路を示すブロック図である。 43 and 44 show a thirteenth embodiment of the present invention, FIG. 43 is a side perspective view showing a high-frequency radio circuit module according to the thirteenth embodiment of the present invention, and FIG. 44 shows a thirteenth embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows the electric system circuit of a high frequency radio | wireless circuit module.
図43において、600は高周波無線回路モジュールで、低温同時焼成セラミックス(LTCC)等のセラミック基板や樹脂基板等の配線回路基板からなるモジュール基板601上に、無線送受信機能部(無線機能部)を構成するIC621や受動素子622等の電子部品が実装されている。さらに、モジュール基板601の上面はシールド部材602によって覆われている。また、モジュール基板601の内部にはバンドパスフィルタ(BPF)631を形成する導体パターン電極611およびバラン632を形成する導体パターン電極612が設けられている。これらによって構成される回路は、モジュール基板601の底面に形成されている複数の外部電極641を介して外部回路に接続できるようになっている。
In FIG. 43,
高周波無線回路モジュール600の電気系回路は、図44に示すように、IC621と、バンドパスフィルタ(BPF)631、およびバラン632によって構成されている。バンドパスフィルタ(BPF)631の入力側は外部電極641を介して外部のアンテナ651に接続される。バンドパスフィルタ(BPF)631の出力側はモジュール基板601の内部においてバラン621の入力側に接続され、バラン621の出力側はモジュール基板601の内部において無線送受信機能部(無線機能部)を構成するIC621に接続されている。
As shown in FIG. 44, the electric system circuit of the high-frequency
本実施形態の高周波無線回路モジュール600においても、前述したと同様に、本発明のフィルタ回路を適用したバンドパスフィルタ(BPF)631を非常に小型な構造に形成することができるので、バンドパスフィルタ(BPF)631を内蔵した高周波無線回路モジュール600の形状を小型にすることができる。
Also in the high-frequency
尚、前記実施形態は、本発明の一具体例であって、本発明がこれらの実施形態の構成のみに限定されることはない。本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々変更が可能である。例えば、
1)本発明の具体的な例として、積層回路基板において、フィルタ回路を構成する説明をしたが、一つの誘電体基板上にストリップライン等のインピーダンス素子や分布定数共振回路であるオープンスタブ共振回路を形成し、コンデンサやインダクタなどのデスクリート部品と組み合せ、フィルタ回路素子とすることも可能である。このようなフィルタ回路素子とする場合、配線パターンを考慮した設計が必要になるが、回路構成が決まれば目的のフィルタ回路素子を提供することができる。
2)上述した1)のフィルタ回路素子とICモジュールやコンデンサやインダクタなどのデスクリート部品と組み合せた回路基板とを一体化させた回路モジュールとしても、本発明を生かすことが可能である。
3)分布定数共振回路は、ストリップラインの具体例のみ説明したが、マイクロストリップライン、スロットライン及びコップラナーウエッブガイドなどのほかの分布定数による共振回路素子を使用できることは言うまでもなく、回路構成が決まれば目的のフィルタ回路素子を提供することができる。
The above-described embodiments are specific examples of the present invention, and the present invention is not limited to the configurations of these embodiments. Various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention. For example,
1) As a specific example of the present invention, a filter circuit is described in a multilayer circuit board. However, an impedance element such as a strip line or an open stub resonance circuit which is a distributed constant resonance circuit is provided on one dielectric substrate. Can be combined with discrete components such as capacitors and inductors to form filter circuit elements. When such a filter circuit element is used, it is necessary to design in consideration of the wiring pattern. However, if the circuit configuration is determined, the target filter circuit element can be provided.
2) The present invention can also be applied to a circuit module in which the above-described filter circuit element of 1) and a circuit board combined with discrete components such as IC modules, capacitors, and inductors are integrated.
3) As for the distributed constant resonance circuit, only a specific example of the strip line has been described, but it is needless to say that a resonant circuit element with other distributed constants such as a microstrip line, a slot line, and a coplanar web guide can be used. Therefore, the target filter circuit element can be provided.
100,100B〜100I…フィルタ回路、101…入力端子、102…出力端子、111…第1インピーダンス素子、112…第2インピーダンス素子、113…分布定数共振回路、114…第3インピーダンス素子、121,122,125,126,127,128,129…伝送線路、123,124…キャパシタ、300…BPF、301…入力端子、302…出力端子、400…BPF、401…入力端子、402…出力端子、530…フィルタ回路素子、531…積層素体、532,533,534,535…外部端子電極、540…多層回路基板、540a…誘電体セラミックス、541,542,543…接地導体パターン、550…入力側導体パターン、551…入力側ストリップライン、552,554…キャパシタ電極、553…ストリップライン、560…出力側導体パターン、561…出力側ストリップライン、562,564…キャパシタ電極、563…ストリップライン、570…共振用導体パターン、571…ストリップライン、572…キャパシタ電極、580…連結用導体パターン、581,585,586,587…キャパシタ電極、582…ストリップライン、583…接続電極、584…ストリップライン、588…ビア導体、590…フィルタ回路、591…入力端子、592…出力端子、593,594…伝送線路、595,596,597,598…キャパシタ、600…高周波無線回路モジュール、601…モジュール基板、602…シールド部材、611,612…導体パターン、621…IC、622…受動素子、631…BPF、632…バラン、641…外部電極、651…アンテナ。
100, 100B to 100I ... Filter circuit, 101 ... Input terminal, 102 ... Output terminal, 111 ... First impedance element, 112 ... Second impedance element, 113 ... Distributed constant resonance circuit, 114 ... Third impedance element, 121, 122, 125, 126, 127, 128, 129 ... Transmission line , 123,124 ... Capacitor, 300 ... BPF, 301 ... Input terminal, 302 ... Output terminal, 400 ... BPF, 401 ... Input terminal, 402 ... Output terminal, 530 ... Filter circuit element, 531 ... Multilayer body, 532,533,534,535 ... External
Claims (11)
前記第1インピーダンス素子の出力端に入力端が接続されて出力側に設けられ、前記第1インピーダンス素子と同じ素子からなる第2インピーダンス素子と、
前記第1インピーダンス素子の出力端と前記第2インピーダンス素子の入力端との接続点に一端が接続された分布定数共振回路と、
前記第1インピーダンス素子の入力端に一端が接続されると共に前記第2インピーダンス素子の出力端に他端が接続された第3インピーダンス素子とからなり、
前記第1乃至第3インピーダンス素子のうちの少なくとも1つが所定の集中定数を有する素子によって構成され、その他のインピーダンス素子が所定の分布定数を有する素子によって構成されている
ことを特徴とするフィルタ回路。 A first impedance element provided on the input side;
A second impedance element having an input terminal connected to the output terminal of the first impedance element and provided on the output side, and comprising the same element as the first impedance element;
A distributed constant resonance circuit having one end connected to a connection point between the output terminal of the first impedance element and the input terminal of the second impedance element;
A third impedance element having one end connected to the input end of the first impedance element and the other end connected to the output end of the second impedance element;
A filter circuit, wherein at least one of the first to third impedance elements is constituted by an element having a predetermined lumped constant, and the other impedance elements are constituted by elements having a predetermined distributed constant.
前記分布定数共振回路は他端が開放された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるオープンスタブ型共振回路からなり、
前記第3インピーダンス素子がキャパシタからなる
ことを特徴とする請求項1に記載のフィルタ回路。 The first impedance element and the second impedance element are composed of transmission lines having a predetermined distributed constant,
The distributed constant resonance circuit comprises an open stub type resonance circuit constituted by a transmission line having a predetermined distributed constant with the other end opened,
The filter circuit according to claim 1, wherein the third impedance element includes a capacitor.
前記分布定数共振回路は他端が開放された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるオープンスタブ型共振回路からなり、
前記第3インピーダンス素子がキャパシタからなる
ことを特徴とする請求項1に記載のフィルタ回路。 The first impedance element and the second impedance element comprise inductors;
The distributed constant resonance circuit comprises an open stub type resonance circuit constituted by a transmission line having a predetermined distributed constant with the other end opened,
The filter circuit according to claim 1, wherein the third impedance element includes a capacitor.
前記分布定数共振回路は他端が開放された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるオープンスタブ型共振回路からなり、
前記第3インピーダンス素子が伝送線路からなる
ことを特徴とする請求項1に記載のフィルタ回路。 The first impedance element and the second impedance element are capacitors,
The distributed constant resonance circuit comprises an open stub type resonance circuit constituted by a transmission line having a predetermined distributed constant with the other end opened,
The filter circuit according to claim 1, wherein the third impedance element includes a transmission line.
前記分布定数共振回路は他端が開放された所定の分布定数を有する伝送線路によって構成されるオープンスタブ型共振回路からなり、
前記第3インピーダンス素子がインダクタからなる
ことを特徴とする請求項1に記載のフィルタ回路。 The first impedance element and the second impedance element are capacitors,
The distributed constant resonance circuit comprises an open stub type resonance circuit constituted by a transmission line having a predetermined distributed constant with the other end opened,
The filter circuit according to claim 1, wherein the third impedance element includes an inductor.
ことを特徴とするフィルタ回路素子。 The filter circuit element according to any one of claims 1 to 8, wherein the filter circuit according to any one of claims 1 to 8 is formed inside an element body constituting the element body.
ことを特徴とする多層回路基板。 A multilayer circuit board, wherein the filter circuit according to any one of claims 1 to 8 is formed.
ことを特徴とする回路モジュール。 A circuit module, wherein the filter circuit according to any one of claims 1 to 8 is formed.
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015149573A (en) * | 2014-02-05 | 2015-08-20 | 古河電気工業株式会社 | Filter device and frequency conversion device |
JP2018129683A (en) * | 2017-02-08 | 2018-08-16 | 太陽誘電株式会社 | Filter circuit, multiplexer, and module |
US10700666B2 (en) | 2017-02-08 | 2020-06-30 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Filter circuit, multiplexer, and module |
JP2022515134A (en) * | 2018-12-20 | 2022-02-17 | エイブイエックス コーポレイション | High frequency multilayer filter |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012191521A (en) * | 2011-03-11 | 2012-10-04 | Fujitsu Ltd | Variable filter device and communication device |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04225601A (en) * | 1990-12-27 | 1992-08-14 | Sharp Corp | Band elimination filter circuit |
JP2004297415A (en) * | 2003-03-26 | 2004-10-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Filter and module device including the same |
WO2004105175A1 (en) * | 2003-05-22 | 2004-12-02 | The Circle For The Promotion Of Science And Engineering | Ring filter and broad-bandpass filter using same |
JP2005295316A (en) * | 2004-04-01 | 2005-10-20 | Rikogaku Shinkokai | Ring filter and wide band band pass filter using the same |
JP2006074491A (en) * | 2004-09-02 | 2006-03-16 | Taiyo Yuden Co Ltd | Filter |
JP2006311306A (en) * | 2005-04-28 | 2006-11-09 | Kyocera Corp | Band pass filter, high frequency module and radio communication equipment using the same |
-
2008
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Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04225601A (en) * | 1990-12-27 | 1992-08-14 | Sharp Corp | Band elimination filter circuit |
JP2004297415A (en) * | 2003-03-26 | 2004-10-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Filter and module device including the same |
WO2004105175A1 (en) * | 2003-05-22 | 2004-12-02 | The Circle For The Promotion Of Science And Engineering | Ring filter and broad-bandpass filter using same |
JP2005295316A (en) * | 2004-04-01 | 2005-10-20 | Rikogaku Shinkokai | Ring filter and wide band band pass filter using the same |
JP2006074491A (en) * | 2004-09-02 | 2006-03-16 | Taiyo Yuden Co Ltd | Filter |
JP2006311306A (en) * | 2005-04-28 | 2006-11-09 | Kyocera Corp | Band pass filter, high frequency module and radio communication equipment using the same |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015149573A (en) * | 2014-02-05 | 2015-08-20 | 古河電気工業株式会社 | Filter device and frequency conversion device |
JP2018129683A (en) * | 2017-02-08 | 2018-08-16 | 太陽誘電株式会社 | Filter circuit, multiplexer, and module |
US10700666B2 (en) | 2017-02-08 | 2020-06-30 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Filter circuit, multiplexer, and module |
JP2022515134A (en) * | 2018-12-20 | 2022-02-17 | エイブイエックス コーポレイション | High frequency multilayer filter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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