JP2009175032A - 温度検出回路及び温度検出回路が内蔵された映像装置 - Google Patents

Abstract

【課題】バンドギャップ温度センサから、ＶＣＯ回路を使用することで、高感度で、高精度な温度が検出可能な温度検出回路及び温度検出回路が内蔵された映像装置を提供することを目的とする。
【解決手段】ｐｎ接合が温度Ｔ℃の時、ｐｎ電流源２２から所定の相対比を持つ電流値を２値を選択して流すことができ、ＶＣＯ３からのその電圧値に対応する周波数のクロック（ＴＣＫ）が出力され、周波数検出回路５においては、ＴＣＫの周期に対して、高次の周波数のＭＣＫでカウントすることで、ＴＣＫの周波数を算出することを行い、各電流値に対応するＴＣＫの周波数の差分値から、計装アンプ２１の所定増幅率で除することで、バンドギャップ温度センサ１の差分電圧を求め、当該差分電圧から温度テーブルを参照して、温度Ｔ℃を求めることにより上記課題を解決する。
【選択図】図１

Description

本発明は、温度検出回路及び温度検出回路が内蔵された映像装置に関し、特に、バンドギャップ温度センサから、ＶＣＯ回路を使用することで、高感度で、高精度な温度が検出可能な温度検出回路及び温度検出回路が内蔵された映像装置に関する。

従来より、半導体のｐｎ接合を利用した温度センサが開発されている。この温度センサは、ｐｎ接合ダイオードの順方向立ち上がり電圧の温度依存性、すなわち一定電流を流したときの順方向バイアス電圧Ｖ_ｆは、そのときの温度（絶対温度）Ｔ（°Ｋ）に比例すること利用したもので、ダイオード温度センサと呼ばれている。

また、同様にバイポーラトランジスタのエミッタとベース間は、ｐｎ接合となっているので、順方向のエミッタ・ベース間電圧Ｖ_ＢＥがコレクタ電流を一定とした場合には、ほぼ温度Ｔに比例するということを利用したトランジスタ温度センサと呼ばれているものがある。

高性能なマイクロプロセッサやグラフィックスプロセッサでは、リモート温度センサでダイ温度を監視し、動作時の消費電力や発熱量を管理するという手法がある。近年クロック速度や回路密度が上がり発熱量が増加した結果、ＦＰＧＡなど、高速・高性能なＩＣに対しては、一般に、検出素子として外付けバイポーラトランジスタを使うデジタルのリモート温度センサが使われる。温度モニタによって、冷却ファン制御やクロック周波数制御機能を実現し、高性能ＩＣが適切な温度範囲で動作できるようになる。マイクロプロセッサやグラフィックスプロセッサが高温になりすぎれば、システムをシャットダウンして障害を防止する。マイクロプロセッサやグラフィックスプロセッサの性能や電力消費が増大するにつれ、リモート温度監視機能の重要性がますます高まっている。

工業用温度センサとしては、熱電対や白金測温抵抗体などが使われているが、温度センサＩＣでは、半導体のバンドギャップ電圧の温度特性を利用している。ダイオードの順方向電圧（Ｖ_ｆ）は、約−２ｍ［Ｖ／℃］の負の温度係数を持って温度で変化する。バンドギャップ電圧というのは、絶対零度におけるpn接合部の順方向電圧降下をいう。シリコンダイオードではアノード・カソード間電圧は、ふつう０．６Ｖあたりで２ｍＶ／℃程度の負の温度係数をもっている。そして絶対零度になると、これが１．２０５Ｖに収束する。これがシリコンのバンドギャップ電圧である。バンドギャップ電圧は、半導体材料により決まり、材料により違いがある。図１１には、サーマルダイオードの温度特性例を示す。トランジスタのベース−エミッタ間電圧（Ｖ_ＢＥ）も温度によって同様に変化する。ダイオード温度センサによって温度を測定するとき、最もよく用いられるのは、ダイオードに２種類の電流（一般的には電流比が１０：１など）を流す方法である。それぞれの電流レベルにおけるダイオード電圧を測定し、次式によって温度を算出する。

・・・（式１）
ただし、Ｉ_Ｈはダイオードバイアス電流の大きい方
Ｉ_Ｌはダイオードバイアス電流の小さい方
Ｖ_ＨはＩ_Ｈにより発生するダイオード電圧
Ｖ_ＬはＩ_Ｌにより発生するダイオード電圧
ｎはダイオードの理想係数
ｋはボルツマン定数（１．３８ × １０−２３ジュール／°Ｋ）
Ｔは温度（°Ｋ）
Ｑは電子の電荷（１．６０ × １０^−１９ Ｃ）

Ｉ_Ｈ ／Ｉ_Ｌ＝１０のときは、式１は次のように簡素化される。
Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ ＝ １．９８６ × １０^−４ × ｎＴ ・・・（式２）
「ｎ」は理想係数と呼ばれるもので、拡散電流に対しては１、再結合電流に対しては２となる。通常はその間の値をとり、プロセスによって異なる。その値は、ほとんどのトランジスタでほぼ１．０であり、また例えば、Ｐｅｎｔｉｕｍ（登録商標） IIIマイクロプロセッサの理想係数は約１．００８、Ｐｅｎｔｉｕｍ IVマイクロプロセッサは１．００２となっている。

ダイオード温度センサでは、正確な比率で電流を流し、その結果発生する電圧を測定して、その電圧に対しスケーリングとレベルシフトを行うことによって温度情報を得ることができる。１℃の温度変化によって発生する電圧は、約２００μＶ程度のように微小な電圧になる。この電圧は、演算増幅器によって増幅させて、ＡＤコンバータでデジタルに変換させ、温度値として出力される。

ダイオード温度センサＩＣとしては、アナログ出力タイプとデジタル出力タイプの温度センサＩＣがある。これらの温度センサＩＣとしては、例えば非特許文献１に掲載されているようなデバイスがある。この文献の中では、温度センサＩＣ約９０個の特性の一覧表や、デジタル出力タイプの温度センサＩＣとして、ナショナルセミコンダクタ製のＬＭ７０の内部構成が掲載されている。ＬＭ７０の内部ブロックは、温度センサ回路、１１ビットのＡＤＣ、シリアルインターフェース回路で構成されている。

また、ダイオード温度センサ部がマイコンなどに内蔵されたＮＥＣエレクトロニクス製のμＰＤ７８９８６３／４などがある。これに関する文献として、非特許文献２に掲載されている。

温度情報は、最終的に液晶などの表示装置にデジタル表示されることが多く、アナログ／デジタル出力タイプの温度センサＩＣや、マイコンなどに内蔵された温度センサでは、温度に関する電圧値の情報を一旦ＡＤコンバータでデジタルに変換させる必要がある。この為、内蔵、外付けの違いがあるものの、ＡＤコンバータを用いてシステム構成されている。温度センサの中には、サーモスタットのようにある所定の温度を感知して、コンパレータで判定してＯＮ／ＯＦＦするようなものもあるが、具体的な温度表示の機能は伴わないので、温度を表示させるためには、ＡＤコンバータが必要になる。

一般的に、ＡＤコンバータとしては、逐次比較型、ΣΔ型、リングディレイライン型、電圧‐周波数変換型などのＡＤコンバータがある。逐次比較型ＡＤコンバータは、ラダ−抵抗を用いており、回路規模は大きくなる。ΣΔ型ＡＤコンバータは、１ビットの時系列データを、デジタルフィルタでＬＰＦを通してデジタルデータへ変換する。逐次比較型に比較して、時間軸に精度が低いため低速向きだが、回路規模は小さく、センサなどの計測に向いる。リングディレイライン型ＡＤコンバータは、バッファ遅延を利用しておりバッファをリング上に構成することで、リングディレイラインを周回する遅延パルスのスピードが、その電源電圧で変調されることを利用して入力電圧Ｖｉｎをデジタル値に変換する。この１例として特許文献１にパルス位相差符合回路として開示されている。電圧‐周波数変換型ＡＤコンバータは、積分回路を用いた方法や、差動アンプをリング上に構成した方法があり、回路規模が小さくなる。

一般的なＬＭ７０などに代表される単機能のダイオード温度センサＩＣでは、温度計測用のＡＤコンバータは、低速で動作すれば良く、回路規模が少ないΣΔ型ＡＤコンバータが広く採用されている。
「トランジスタ技術２００３年１２月号」、ＣＱ出版社、１５１〜１５８ページ 「トランジスタ技術２００６年２月号」、ＣＱ出版社、２５９〜２６８ページ 特開平３−２２０８１４号公報

しかしながら、従来のダイオード温度センサとトランジスタ温度センサは、各々一定電流を流すようにした状態でのｐｎ接合の順方向バイアス電圧Ｖｆと順方向のエミッタ・ベース間電圧Ｖｅの温度依存性を利用したもので、その出力は絶対温度Ｔに比例するという利点があるが、例えばシリコン半導体を用いたときには、順方向立ち上がり電圧自体、高々０．６５Ｖ程度なので、温度変化による順方向バイアス電圧ＶｆまたはＶｅの変化分となる温度センサ自体の出力電圧は極めて小さく、感度が比較的低いものであった。後述する表１の例では、ΔＶ２１が、温度に２０℃と８０℃の電圧差であり、温度変化でわずかに９ｍＶと小さい。

一方近年、アナログ回路とロジック回路は、ＣＭＯＳ技術で製造された１チップ上のＬＳＩが多く、ＬＳＩは大規模に集積され、プロセス配線ルールは６５ｎｍ〜１２０ｎｍが主流になり、ＬＳＩ製造にはおおよそ３０〜４０枚前後のマスクが必要である。微細化とともにマスク費用は格段に上昇しており、一概には言えないが数千万〜１億円近い費用が発生する。１チップＬＳＩに、ダイオード温度センサの機能の内蔵を希望する場合、従来の構成では後段にＡＤコンバータを内蔵する必要がある。ＡＤコンバータなどのアナログ部の回路は、１チップＬＳＩを設計する過程で、事前に単機能のＴＥＧ−ＩＣを試作して、特性パラメータのチューニングやチェックを行う。ＡＤコンバータなどのアナログ回路は、ロジック回路に比べて、バラツキを生じたりチューニングが必要なため、事前に単機能のアナログＴＥＧを作成する。アナログ回路は、設計後半で修正が生じた場合、全層修正を行うためマスク費用代も莫大な金額になる。

ダイオード温度センサの後段のＡＤコンバータとしては、逐次比較型、ΣΔ型、リングディレイライン型、電圧‐周波数変換型などがある。上記の１チップＬＳＩでは、ＬＳＩ内部にＰＬＬを内蔵して、ロジック部のクロックを外部の水晶発振子のクロックから内部のＰＬＬの電圧制御発振器（ＶＣＯ）で逓倍して、メインクロックとして使用している構成が多く見られる。一方、電圧‐周波数変換型ＡＤコンバータの場合は、電圧−周波数特性のばらつきや、範囲が狭いため、ＡＤコンバータとしては精度良く広範囲なＡＤ変換をするのは難しいという課題がある。

液晶ＴＶに代表されるような電子機器は、製品内部の部品の発熱が課題になっており、発熱により、はんだのクラックやデバイスの寿命の劣化を引き起こさないように、製品設計されている。現在、製品は、故障してから修理する方式が取られているが、残念ながら一部の製品でリコールなどが起きているのが実情である。実使用での製品では、居住地域や家の中での製品の設置場所により、想定以上の酷な環境におかれる可能性や、製造後耐用年数を越えた製品も考えられる。

また、携帯電話やノートパソコンなど、体に密着するケースがある製品では、４４℃で６時間以上表皮に作用すると低温やけどを起こす。温度が１℃上がると時間は半分に短縮され、４６℃で９０分、４９℃で１２分になる。この程度の温度では熱さや痛みがないため、重症やけどに至るケースが多い。一方、電池のほうも高容量化してきて、発熱、発火になった場合の被害が大きくなる傾向にある。この為、これらの機器には温度センサは必ず必要であり、かつ人身に係る部分ついては、２重３重の保護回路（温度センサ含む）が必要と考えられる。

上記課題に鑑みて、本発明は、バンドギャップ温度センサから、ＶＣＯ回路を使用することで、高感度で、高精度な温度が検出可能な温度検出回路及び温度検出回路が内蔵された映像装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の温度検出回路は、ｐｎ接合における温度と電流密度による順方向電圧降下の変化に基づくバンドギャップ温度センサと、前記ｐｎ接合に所定の順方向電流を設定できる電流源（ｐｎ電流源）と、バンドギャップ温度センサの順方向電圧を増幅できる計装アンプと、該計装アンプの入力をバイアスするバイアス電圧源と、電圧入力により出力周波数を制御して発振する電圧制御発振回路（ＶＣＯ）と、該ＶＣＯに所定の電圧を入力するＶＣＯ電圧源と、所定の周波数で発振する水晶発振回路（ＯＳＣ）と、水晶発振回路のクロックを逓倍するＰＬＬ回路と、周波数の低いクロックを周波数の高いクロックをベースに低いクロックの周期をカウントして周波数を検出する周波数検出回路と、温度と電圧との関係を蓄えた温度テーブルを格納するメモリとを有し、前記バンドギャップ温度センサに対して、ｐｎ接合が温度Ｔ℃の時、前記ｐｎ電流源から所定の相対比を持つ電流値を２値を選択して流すことができ、その時の順方向電圧とバイアス電圧が前記計装アンプに入力され、増幅した値が前記ＶＣＯの動作点の範囲で入力され、前記ＶＣＯからのその電圧値に対応する周波数のクロック（ＴＣＫ）が出力され、前記ＯＳＣからのクロックは、前記ＰＬＬにより所定の周波数に逓倍されて高次の周波数のクロック（ＭＣＫ）を出力し、前記周波数検出回路においては、ＴＣＫの周期に対して、高次の周波数のＭＣＫでカウントすることで、ＴＣＫの周波数を算出することを行い、各電流値に対応するＴＣＫの周波数の差分値から、計装アンプの所定増幅率で除することで、バンドギャップ温度センサの差分電圧を求め、当該差分電圧から前記温度テーブルを参照して、ｐｎ接合の温度Ｔ℃を求めることを特徴とする。

さらに本発明の温度検出回路は、前記ＶＣＯには基準電圧を可変可能な定電圧回路が接続され、複数の基準電圧により、ＴＣＫの周波数差分値からバンドギャップ温度センサの差分電圧を求めるための関係式のパラメータを算出することを特徴とする。さらに本発明の温度検出回路は、外部に高精度の温度センサを有し、ある温度の時の当該温度センサからの温度値及びＴＣＫの周波数値から、前記温度テーブルを補正することを特徴とする。さらに本発明の温度検出回路は、温度測定時以外は、ＶＣＯの出力クロックの発振を止めて、温度測定時には、温度測定時以外は、ＶＣＯの出力クロックの発振を止めて、温度測定時には、発振後から所定の時間に経過した時点で、周波数検出回路にてカウントすることを特徴とする。

また、本発明の温度検出回路が内蔵された映像装置は、前記温度検出回路は、映像パネルを制御し、色補正回路を具備し、ＣＰＵが内蔵されていないＬＳＩに内蔵され、前記ＬＳＩ内部の温度を色情報に変換する変換手段と、当該色情報を映像として表示させる表示手段を有し、前記表示手段に、被測定対象の温度範囲の温度を色別に一覧表示させて、ＬＳＩ内部の温度に関する色情報を、前記一覧表示された色の位置と相関する位置に、又は、前記一覧表示された色に該当するカラーで表示させることを特徴とする。さらに、本発明の温度検出回路が内蔵された映像装置は、前記表示手段の映像表示がＯＦＦされた直後に、前記ＬＳＩの温度を測定することを特徴とする。さらに、本発明の温度検出回路が内蔵された映像装置は、温度測定したデータを温度履歴として記憶するメモリを、映像装置内部、または映像装置外部に有することを特徴とする。

本発明によれば、温度検出回路及び温度検出回路が内蔵された映像装置において、バンドギャップ温度センサから、ＶＣＯ回路を使用することで、高感度で、高精度な温度が検出が可能となる。

本発明を実施するための最良の形態を説明する。

図１は、本発明の温度検出回路の一実施形態を示すブロック図である。図２は、図１におけるフロンドエンドアンプ（Ｆ−ＡＭＰ）２の内部ブロック図である。図３は、図２における計装（インスツルメテーション）アンプ（Ｉ−ＡＭＰ）２１の回路図である。伝達関数は後述する式３で示されている。図４は、図１におけるＶＣＯ３の参考例を示す内部回路図である。図４では、ＶＣＯ原理の１つとして、差動アンプをリング状にして、その電源電圧が変化することで、差動アンプ単体の遅延量を変化させ、結果、周波数を変化させる構成になっている。図５は、図１における周波数検出回路５の内部ブロック図であるである。図６は、図１における周波数検出回路５の動作チャートである。図５はカウンタ回路であり、その動作を示したチャートが図６となる。ＴＣＫの立下りで、カウントした値を保持（値は８０３）して出力する。

図１における温度検出回路は、ｐｎ接合における温度と電流密度による順方向電圧降下の変化に基づくバンドギャップ温度センサ１と、フロントエンドアンプ（Ｆ−ＡＭＰ）２と、電圧入力により出力周波数を制御してＴＣＫで発振する電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３と、ＶＣＯ３に所定の電圧（参照電圧Ｖｒｅｆ）を入力するＶＣＯ基準電圧発生回路４と、所定の周波数で発振する水晶発振回路（ＯＳＣ）６と、水晶発振回路６のクロックを逓倍するＰＬＬ回路７と、周波数の低いクロックを周波数の高いクロックをベースに低いクロックの周期をカウントして周波数を検出する周波数検出回路５と、周波数検出回路５の出力ＣＮＴＯが入力されるサーモメータ８と、グラディエント８１と、パラメータ設定手段９と、温度と電圧との関係を蓄えたメモリ（温度テーブル）（図示省略）で構成されている。また、メモリ（温度テーブル）には、定数項の積算結果を含めて格納しても良い。

Ｆ−ＡＮＰ２は、ｐｎ接合に所定の順方向電流を設定できる複数の電流源（ｐｎ電流源）２２と、電流源２２を選択する複数のスイッチ２３と、バンドギャップ温度センサの順方向電圧を増幅できる計装アンプ２１と、計装アンプ２１の入力をバイアスするバイアス電圧源２４とを有している。

選択スイッチ２３を選択することにより、バンドギャップ温度センサ１に対して、ｐｎ電流源から所定の相対比を持つ電流値を２値を選択して流すことができ、その時の順方向電圧Ｖｐとバイアス電圧Ｖｂが計装アンプ２１に入力され、増幅した値ＶａｍｐがＶＣＯ３の動作点の範囲で入力され、ＶＣＯ３からのその電圧値に対応する周波数のクロック（ＴＣＫ）が出力される。一方、ＯＳＣ６からのクロックは、ＰＬＬ回路７により所定の周波数に逓倍されて高次の周波数のクロック（ＭＣＫ）を出力する。周波数検出回路５においては、ＴＣＫの周期に対して、高次の周波数のＭＣＫでカウントすることで、ＴＣＫの周波数を算出することを行う。

つまり、ｐｎ接合が温度Ｔ℃の時、ｐｎ電流源から時分割で２値の電流値がバンドギャップ温度センサ１に入力され、温度センサ１のｐｎ接合の順方向電圧値ＶａｍｐがＶＣＯ３に入力され、順方向Ｖａｍｐに対応する周期のＴＣＫの周波数値に変換される。

図１では、バンドギャップ温度センサ１としてダイオードを使用しており、図中では温度を測定する目的のダイオードなのでサーマルダイオードと呼称している。バンドギャップ電圧というのは、絶対零度におけるｐｎ接合部の順方向電圧降下をいい、シリコンダイオードではアノード・カソード間電圧は、ふつう０．６Ｖあたりで−２ｍ［Ｖ／℃］程度の負の温度係数をもっており、そして絶対零度になると１．２０５Ｖに収束する。この値がシリコンのバンドギャップ電圧と呼ばれる。図１０は、シリコンダイオードの温度特性を示した１例である。図１０については後述する。

上述した式１、式２の通り、サーマルダイオード１に２つの違った値の電流を流して、その順方向電圧の差を計測することで、温度を求めることが出来る。

本実施例では、サーマルダイオード１は、フロントエンドアンプ（Ｆ−ＡＭＰ）２に接続されており、図２はＦ−ＡＭＰ２の内部構成を示している。Ｉｃｔｌの制御情報により、定電流源Ｉｄｄａ１〜ａ１０の並列数を選択することで、Ｉｄｄ＝１０μＡで、選択数を１対１０になるようにＩｃｔｌを制御すると、サーマルダイオードには、ある時間には１０μＡ、その後１００μＡが流れる。なお、各定電流源Ｉｄｄａ１〜ａ１０は、電流の相対的バラツキが最少になるようにＬＳＩ設計がされている。

サーマルダイオードで検出した各電圧の差は０．１Ｖ程度で微弱なため、高精度なアナログ増幅器として、計装（インスツルメテーション）アンプ２１により電圧増幅する。図３に、計装アンプ（Ｉ−ＡＭＰ）の回路図を示す。計装アンプとは、低レベルな信号を計測や増幅するために設計されたアンプで、コモンモード信号除去比（ＣＭＲＲ）が大きく取れる特長がある。

計装アンプの出力電圧Ｖａｍｐは、以下の式から求められる。

・・・（式３）
ここで、Ｒａ＝２Ｒｃ＝Ｒｄ ，Ｒａ＝２Ｒｇ とすると
Ｖａｍｐ＝１０（Ｖｐ−Ｖｎ） となり、１０倍の増幅器になる。

拡散抵抗値は、拡散層抵抗層の不純物密度とその寸法で決まるので、レイアウト上の縦横方向を決めて、エッチング方向を合わせることで、所望の抵抗値に合わせるようにする。実際には、デバイスごとに抵抗値の製造バラツキがでるが、デバイス内でみると、各々抵抗値の相対比は、ほぼ一定に収めることができる。

上記の計装アンプ２１においても、増幅率は相対抵抗比で決定されるような構成をとっている。

表１は、本実施例による回路において、各電圧値を示したものである。計装アンプ２１のバイアス電圧Ｖｂは、温度計算の過程でキャンセルされるので厳密な値は必要でない。ここでは、ＶＣＯ３のグラフの直線範囲に動作点が入るように、Ｔ_Ｌ［℃］で０．４Ｖ、Ｔ_Ｈ［℃］で０．５Ｖ程度の温度係数を含んだ値に設定されている。この場合、計装アンプ出力は、表１中の、１０（Ｖ_Ｌ−Ｖｂ）、１０（Ｖ_Ｈ−Ｖｂ）になり、８０℃では、それぞれ１．３６Ｖ、２．０４Ｖになる。

計装アンプ２１の入力に、ダイオード温度センサ１の電圧を入力すると、ＶＣＯ３の入力電圧は０．６５Ｖ程度であり、温度変化分は０．１Ｖ程度になる。ここで、温度を求めるためには、式２のＶ_Ｈ−Ｖ_Ｌ の差分値なので、バイアス電圧をかけて増幅することで１Ｖ程度の温度変化分を得られ、かつバイアス電圧分は、式２のＶ_Ｈ−Ｖ_Ｌ の差分値より消去され、バイアス電圧Ｖｂに依存なくダイオード温度センサの順方向電圧を求めることができる。

図７は、ＶＣＯ３の入力Ｖａｍｐと出力ＴＣＫ周波数下の関係を示す図である。ＶＣＯ３のグラフの傾きとＹ軸との接線を求めるために、図７にように基準電圧Ｖ_１とＶ_２と、図８の既知の基準電圧Ｖ_ｚを入力することで求まる。具体的には、Ｖ_１とＶ_２の相対比を決めて設定する（本実施例では１対２に設定する）。

図８はツェナーダイオードを用いた定電圧回路（Ｖｒｅｆ４）の回路例である。Ｉ２Ｃバスの制御信号で可変抵抗値を変えて、微調整できる。ツェナーダイオードの両端の２つの抵抗値が同じなら、ツェナーダイオードの電圧値の１／２がＶｚとなる。定電圧回路４はＶＣＯ３に接続される。逆方向耐圧はほぼｐｎ接合の両側の不純物密度で決まり、不純物密度が大きいほど、逆耐圧は小さくなる。このように不純物密度が大きい場合、逆耐圧は本当のツェナー効果で生じ、これはトンネル効果なので、この逆耐圧は極めて温度に左右されない安定した定電圧回路の基準電圧となり得る。Ｖｚの電圧がばらつく場合には、Ｉ_２Ｃなどの制御ＢＵＳより可変抵抗Ｖ_ｚｃを調整して、所望の値に調整をかける。

ＶＣＯ３のグラフの近似式を、ｆ（ｙ）＝Ａ（ｘ）＋Ｂ とすると、温度Ｔ［°Ｋ］の時の傾きの定数Ａは
ｆ_１＝Ａ・Ｖ_１＋ Ｂ，ｆ_２＝Ａ・Ｖ_２＋ Ｂ，ｆ_ｚ＝Ａ・Ｖ_ｚ＋ Ｂ から
Ａ＝（ｆ_ｚ／ Ｖ_ｚ）―（２ｆ_１―ｆ_２） ・・・（式４）
と求まる。このように、傾きＡ値は、電圧‐周波数特性の変換式において、相対電圧比がわかる２つの入力電圧源と基準電圧源を用いれば、傾きＡ値を求めることができる。これはグラディエント８１で求められる。

ここで、式２のＶ_Ｈ―Ｖ_Ｌは、
ｆ_Ｈ＝Ａ・Ｖ_Ｈ＋ Ｂ，ｆ_Ｌ＝Ａ・Ｖ_Ｌ＋ Ｂ から
Ｖ_Ｈ―Ｖ_Ｌ＝（ｆ_Ｈ―ｆ_Ｌ）／Ａ ・・・（式５）
になる。よって、各々におけるＶＣＯの出力周波数ｆ_Ｌ、ｆ_Ｈをカウンタ５でカウントすることで、
Ｖ_Ｈ―Ｖ_Ｌが求められる。

Ｉ_Ｈ ／Ｉ_Ｌ＝１０なので、式１は次のように簡素化され、従来の項で述べた通り、
Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ＝１．９８６×１０^−４ ×ｎＴ ・・・（式２）
よって Ｔ＝５０３５（Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ ） ／ｎ ［°Ｋ］ ・・・（式６）
となる。

ここで、理想係数ｎの値は、ｎ＝１．００７とすると、表１の温度は、式６より
Ｔ_Ｌ＝２２．０１［℃］ ，Ｔ_Ｈ ＝６７．０２［℃］
のように求まる。式２や式６による温度Ｔ_Ｌや温度Ｔ_Ｈの算出はサーモメータ８で行われる。

式６の中の、５０３５／ｎ は、定数なので、ＲＯＭに持たせて計算するか、または（Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ ）の値にあわせてＬＵＴで参照して読み出すこともできる。ＬＵＴにした場合、テーブル数を限定しても、直線近似を併用すれば、ＲＯＭ容量を低減しながら実現できる。理想係数ｎや式６の中の、５０３５／ｎは、設定手段９内に設定されている。

次に温度テーブルについて説明する。本発明の「温度テーブル」は、基本的には温度と電圧との関係をメモリで保持されたもので、直接的にまたは間接的に温度と電圧を導き出すためのものである。（ここで言う電圧とは、pn接合の順方向電圧の差分値である。）温度テーブルは、前者の「温度と電圧を導き出すためのもの」を目的とするものであり、図１１のような直接的には温度と電圧のテーブルになるが、温度と周波数、周波数と電圧など分解された関係も含まれる。また、周波数ｖｓ温度のテーブルでもよい。

例えば、図１１で、希望する測定温度範囲が0〜100℃だとすると、該当する温度範囲での、順方向電圧の差分値ｖｓ温度のテーブルと、図７のようなVCOの特性を示すテーブルになる。テーブルはLUT形式でも、直線近似ができる場合は、最低２値（例えば図７ではV1とF1,V2とF2）がわかれば、他の数値は比例計算で簡単に求まることが可能である。

本実施例では、理想係数やバラツキ（外部温度計での補正値）なども温度を補正するのに必要なデータであり、これらも温度テーブルに一部として含まれる。式６と、表１から
（Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ ） Ｔ［°Ｋ］
５９[ｍV] ２９５．０１［°Ｋ］ （２２．０１［℃］）
６８[ｍV] ３４０．０２［°Ｋ］ （６７．０２［℃］）
のような直線の温度テーブルの２値を持てば、計算で温度を求めることができる。
６０[ｍV]に場合は、 ３００．０１［°Ｋ］ （２７．０１［℃］）となる。
また初期値と傾き係数でも構わない。
初期値 ５９[ｍV] ２９５．０１［°Ｋ］ （２２．０１［℃］）
傾き ５．００１[°Ｋ／ｍV]
では、６０[ｍV]に場合は、２９５．０１＋５．００１＝３００．０１［°Ｋ］
で温度が求まる。

このように、本実施例１では、順方向電圧の差分値をＴＣＫの周波数の差分値に変換を行い、周波数の差分値には計装アンプのバイアス電圧源をキャンセルされ、またＶＣＯ３の入出力特性のＹ軸との接線定数を消去する。

温度は、バンドギャップ温度センサ１の順方向電圧の差分値と、半導体材に応じて変わる定数項を、積算することで求められ、ＴＣＫの周波数差分値から、計装アンプ２１の所定増幅率で除することで、バンドギャップ温度センサ１の差分電圧を求める。この差分電圧からメモリ（温度テーブル）を参照して、ｐｎ接合の温度を求めることができる。

また、温度測定時以外は、ＶＣＯ３の出力クロックの発振を止めて、温度測定時には、発振後から所定の時間に経過した時点で、周波数検出回路にてカウントすることも可能である。

次に、第２の実施例について説明する。

実施例１で、温度精度を考えると、仮に、温度センサの個体差のバラツキで、ｎ＝１．０００〜１．０１４の範囲でバラツクと、
Ｔ_Ｌ ＝ １９．９８〜２４．０８ ［℃］
Ｔ_Ｈ ＝ ６４．６７〜６９．４０ ［℃］
になるので、他にバラツキ要因がなければ、温度精度は±２．３（℃）程度に想定される。

この温度精度を改善するため、常温での既知の精度の良い温度の値Ｔｉｎｔ［°Ｋ］を例えば、本回路に接続された別の高精度の温度センサからもらい、バンドギャップ温度センサ１の電圧と温度との関係を示すメモリ（温度テーブル）に対して補正をかけることが可能である。

まず、外部温度値より、ＶＣＯのグラフの近似式 ｆ（ｙ）＝Ａ（ｘ）＋Ｂ とｆ_Ｌ傾きの定数Ａを求める。なお、図８の定電圧回路を使用しない。

ｆ_Ｌとｆ_Ｈを、ｆ_Ｌ＝１３．１［ＫＨｚ］ 、ｆ_Ｈ＝１９．０［ＫＨｚ］ と、Ｔｉｎｔ＝２９５［°Ｋ］（２２［℃］）とすると、式５及び式６から
Ｔｉｎｔ＝５０３５（ｆ_Ｈ―ｆ_Ｌ）／（Ａ×ｎ） ・・・（式７）
（Ａ×ｎ）＝１．００７×１０^５
Ｔ＝（ｆ_Ｈ―ｆ_Ｌ）／（１．００７×１０^５） ［°Ｋ］ ・・・（式８）
となる。

ここで、温度Ｔ_Ｈ［℃］の時の、ｆ_Ｌとｆ_Ｈを、ｆ_Ｌ＝１３．６［ＫＨｚ］ ，ｆ_Ｈ＝２０．４［ＫＨｚ］ とすると、式８に代入すると、
Ｔ_Ｈ＝５０３５×（２０．４―１３．６）／（１．００７×１０^２）
＝３４０ ［°Ｋ］
＝６７ ［℃］
となり、ｎの値がわからなくても、温度Ｔ_Ｈを求めることができる。温度Ｔ_Ｈの算出はサーモメータ８で行われる。

このように、実施例２では、サーマルダイオード１の外に外部に高精度の温度センサを持ち、該２つの温度センサから共通の温度情報により、バンドギャップ温度センサの電圧と温度との関係を蓄えたメモリ（温度テーブル）に対して補正をかける手段を持つことで、バンドギャップ温度センサ動作自体の個体差及び理想係数の個体差のバラツキを低減させることができる。

次に、本実施例では、実施例１、２の温度検出回路を内蔵する映像装置の応用実施例について説明する。

図９は実施例３の映像装置のブロック図である。実施例３の映像装置は、パネルコントローラＬＳＩ３１とこれに接続された表示手段３２を有する。パネルコントローラＬＳＩ３１は、実施例１や２で示された温度検出回路が内蔵されている。そして、パネルコントローラＬＳＩ３１は、モニターの表示を制御するため、ゲートドライバ、ソースドライバを制御する回路と、モニター画像の色調やコントラストの調整機能や、ＬＳＩの動作テストの為のテストチャートなどのモニター画像を内蔵のＲＯＭに持っていることが多い。

ＯＳＤ表示などの機能は、パネルコントロールのＬＳＩのＲＯＭ容量を消費するので、文字の表示機能は別のマイコンＬＳＩが制御していることが多い。

しかし、製品試作段階でパネルコントローラＬＳＩとモニターだけで、温度表示を確認したい要求がある。特にパネル上に表示されれば、検討する上で便利である。図１０の実施例では、内蔵したテストチャートの画像に、温度情報を示したカラー部分をオーバーレイさせている。

該カラー部分は、画面上部の青から赤までのエリアと、その下の白枠のエリアである。画面上部の青から赤までのエリアは、０℃から９０℃まで１０℃単位でブロック単位で色が変化するように設計して、温度の目盛の代替として表示されている。上記は参考例であり文字以外で別の表示方法による方法でも良い。その下の白枠６１のエリアは、パネルコントローラＬＳＩのデバイス温度が表示されており、該当する横位置に、該当する色で表示されている。図１０では、該当する横位置は７０℃の位置に橙色６０を表示されている。橙色は上部エリアのピンク色５７と赤味橙色５８の中間色になっている。このように温度は、画面上部位置と色情報でも表示されているおり、視覚上わかりやすくなっている。生産ラインに多量の製品が表示されている場合、１つだけ違う色があると見分けがつき易い。このように、ＬＳＩ内部の温度を色情報に変換して、映像として表示させることで、視覚情報により提供することができる。

また、表示部の映像表示がＯＦＦされた直後に、上記ＬＳＩの温度を測定することも可能である。温度測定時以外は、ＶＣＯの出力クロックの発振を止めて、温度測定時のみＶＣＯを発振させて、周波数検出回路を動作させて温度を検出することで、低消費電力かつ低ＥＭＣの回路となる。

そして、温度測定したデータを温度履歴として記憶するメモリを、映像装置内部、または映像装置外部に有することで、温度履歴を保存しておくことが可能である。これにより、映像装置の実使用状態での、ＬＳＩの温度の情報を蓄積することでき、製品の品質、信頼性の向上が図れることが可能となる。

以上のように、実施例１から３に示される本発明の温度検出回路は、ｐｎ接合における温度と電流密度による順方向電圧降下の変化に基づくバンドギャップ温度センサを用いた、温度情報を求めるための回路を提供するものであり、特にロジック回路が集積されたＬＳＩに内蔵することで、既にあるＬＳＩにあるＰＬＬ回路のＶＣＯ回路だけを流用することで、ΣΔ型などのＡＤコンバータを用いることなく、高感度で、高精度、ＳＮ比の大きな温度センサを提供することができる。

また、温度センサの方法として、ｐｎ接合の順方向の差分を用いるで、計装アンプにバイアス電圧を加えて、ＶＣＯの動作点に誘導できる。

また、ＶＣＯ電圧は温度変化において、例えば従来の０．０１（Ｖ）程度から、０．８（Ｖ）程度になることで、ＶＣＯの動作範囲を大きく取れることで、より精度良く周波数を検出できる。計装アンプに入力するバイアス電圧は、差分電圧の計算過程でキャンセルされるので、ＶＣＯの動作範囲で誘導できれば、それ以上の精度は必要なく、またバイアス電圧値の数値自体が解からなくてもよい。

また、温度検出の精度や個体差のばらつきを抑える方法として、温度係数が小さい定電圧源や、外部温度センサからの温度テーブルの補正を行えば、理想係数やＶＣＯの入力特性のバラツキを低減できる。

液晶ＴＶに代表されるような電子機器は、製品内部の部品の発熱が課題になっており、発熱により、はんだのクラックやデバイスの寿命の劣化を引き起こさないように、製品設計されている。現在、製品は、故障してから修理する方式が取られているが、残念ながら一部の製品でリコールなどが起きているのが実情である。実使用での製品では、居住地域や家の中での製品の設置場所により、想定以上の酷な環境におかれる可能性や、製造後耐用年数を越えた製品も考えられる。そのような中で、製品をインターネットに接続して、製品の温度情報をメーカー側に吸い上げれば、故障する前に事前に修理をしたり、次の製品開発での温度面における品質向上が図れる。また、昨今、製造業のスマイルカーブと称されるように、製造業の利益率が減少して、部品やサービスなどに利益率が上がるような傾向にあり、このようなメンテナンスサポートは、製造業の利益率を改善する一つの案としても考えられる。

また、携帯電話やノートパソコンなど、体に密着するケースがある製品や、高容量の電池を内蔵する製品では、より多くの温度センサがより機器内に設けられることが考えられる。携帯電話など限られた筐体内スペースには、単体の温度センサのＩＣを設けるより、本発明のようなＡＳＩＣ内に内蔵できる温度センサは適している。

本発明の温度検出回路の一実施形態を示すブロック図である。 図１におけるフロンドエンドアンプ（Ｆ−ＡＭＰ）の内部ブロック図である。 図２における計装（インスツルメテーション）アンプ（Ｉ−ＡＭＰ）の回路図である。 図１におけるＶＣＯの参考例を示す内部回路図である。 図１における周波数検出回路の内部ブロック図である。 図１における周波数検出回路の動作チャートである。 ＶＣＯの入力Ｖａｍｐと出力ＴＣＫ周波数下の関係を示す図である。 定電圧回路の一例を示す図である。 実施例３の映像装置のブロック図である。 図９のモニターディスプレイの温度表示例である。 サーマルダイオードの温度特性例である。

符号の説明

１ バンドギャップ温度センサ（サーマルダイオード）
２ フロンドエンドアンプ（Ｆ−ＡＭＰ）
３ 電圧制御発振回路（ＶＣＯ）
４ ＶＣＯ基準電圧発生回路
５ 周波数検出回路
６ 水晶発振回路（ＯＳＣ）
７ ＰＬＬ回路
８ サーモメータ
９ パラメータ設定手段
２１ 計装アンプ（Ｉ−ＡＭＰ）
２２ 電流源（ｐｎ電流源）
２３ スイッチ
２４ バイアス電圧源
３１ パネルコントローラＬＳＩ
３２ 表示手段
５１ 青色
５２ 水色
５３ 薄緑色
５４ 緑色
５５ 黄色
５６ 山吹色
５７ ピンク色
５８ 赤味橙色
５９ 赤色
６０ 橙色
６１ 白枠
８１ グラディエント

Claims (7)

1. ｐｎ接合における温度と電流密度による順方向電圧降下の変化に基づくバンドギャップ温度センサと、前記ｐｎ接合に所定の順方向電流を設定できる電流源（ｐｎ電流源）と、バンドギャップ温度センサの順方向電圧を増幅できる計装アンプと、該計装アンプの入力をバイアスするバイアス電圧源と、電圧入力により出力周波数を制御して発振する電圧制御発振回路（ＶＣＯ）と、該ＶＣＯに所定の電圧を入力するＶＣＯ電圧源と、所定の周波数で発振する水晶発振回路（ＯＳＣ）と、水晶発振回路のクロックを逓倍するＰＬＬ回路と、周波数の低いクロックを周波数の高いクロックをベースに低いクロックの周期をカウントして周波数を検出する周波数検出回路と、温度と電圧との関係を蓄えた温度テーブルを格納するメモリとを有し、
   前記バンドギャップ温度センサに対して、ｐｎ接合が温度Ｔ℃の時、前記ｐｎ電流源から所定の相対比を持つ電流値を２値を選択して流すことができ、その時の順方向電圧とバイアス電圧が前記計装アンプに入力され、増幅した値が前記ＶＣＯの動作点の範囲で入力され、前記ＶＣＯからのその電圧値に対応する周波数のクロック（ＴＣＫ）が出力され、
   前記ＯＳＣからのクロックは、前記ＰＬＬにより所定の周波数に逓倍されて高次の周波数のクロック（ＭＣＫ）を出力し、
   前記周波数検出回路においては、ＴＣＫの周期に対して、高次の周波数のＭＣＫでカウントすることで、ＴＣＫの周波数を算出することを行い、
   各電流値に対応するＴＣＫの周波数の差分値から、計装アンプの所定増幅率で除することで、バンドギャップ温度センサの差分電圧を求め、当該差分電圧から前記温度テーブルを参照して、ｐｎ接合の温度Ｔ℃を求めることを特徴とする温度検出回路。
2. 請求項１に記載の温度検出回路において、
   前記ＶＣＯには基準電圧を可変可能な定電圧回路が接続され、
   複数の基準電圧により、ＴＣＫの周波数差分値からバンドギャップ温度センサの差分電圧を求めるための関係式のパラメータを算出することを特徴とする温度検出回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載の温度検出回路において、
   外部に高精度の温度センサを有し、ある温度の時の当該温度センサからの温度値及びＴＣＫの周波数値から、前記温度テーブルを補正することを特徴とする温度検出回路。
4. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の温度検出回路において、
   温度測定時以外は、ＶＣＯの出力クロックの発振を止めて、温度測定時には、発振後から所定の時間に経過した時点で、周波数検出回路にてカウントすることを特徴とする温度検出回路。
5. 請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の温度検出回路が内蔵された映像装置において、
   前記温度検出回路は、映像パネルを制御し、色補正回路を具備し、ＣＰＵが内蔵されていないＬＳＩに内蔵され、
   前記ＬＳＩ内部の温度を色情報に変換する変換手段と、当該色情報を映像として表示させる表示手段を有し、
   前記表示手段に、被測定対象の温度範囲の温度を色別に一覧表示させて、ＬＳＩ内部の温度に関する色情報を、前記一覧表示された色の位置と相関する位置に、又は、前記一覧表示された色に該当するカラーで表示させることを特徴とする温度検出回路が内蔵された映像装置。
6. 請求項５に記載の温度検出回路が内蔵された映像装置において、
   前記表示手段の映像表示がＯＦＦされた直後に、前記ＬＳＩの温度を測定することを特徴とする温度検出回路が内蔵された映像装置。
7. 請求項６に記載の温度検出回路が内蔵された映像装置において、
   温度測定したデータを温度履歴として記憶するメモリを、映像装置内部、または映像装置外部に有することを特徴とする温度検出回路が内蔵された映像装置。

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