JP2009095146A - Dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、より小型で軽量化を図った昇圧型コンバータに関する。 The present invention relates to a DC / DC converter, and more particularly to a step-up converter that is smaller and lighter.
従来、様々な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている。図５は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの第一の従来回路例であり、図６はその各部の電圧・電流波形である（特許文献１、２の従来例参照）。その回路構成は、入力端子間に接続されたインダクタＬinとスイッチ素子ＳＷ１の直列回路と、該インダクタＬinとスイッチ素子ＳＷ１の接続点と、出力端子との間に接続されたダイオードＤ１と、出力端子間に接続されたキャパシタＣoutで構成される。図６に示す各部の電圧・電流波形において、ＳＧ１はスイッチ素子ＳＷ１の駆動信号、Ｉ(Ｌin)は、インダクタＬinの電流波形、Ｉ(ＳＷ)は、スイッチ素子ＳＷ１の電流波形、Ｉ(Ｄ１)は、ダイオードＤ１の電流波形である。
Conventionally, various step-up DC / DC converters have been proposed. FIG. 5 shows a first conventional circuit example of a step-up DC / DC converter, and FIG. 6 shows voltage / current waveforms of each part (see the conventional examples of
この第一の従来回路例の回路動作は、駆動回路ＳＧ１の駆動信号によって、スイッチ素子ＳＷ１が駆動されてオンしている期間に、インダクタＬ１が入力電圧源Ｖinによって励磁され、その励磁電流が入力電圧源Ｖinから該インダクタＬ１を通り、スイッチ素子ＳＷ１に流れることによって、電力がインダクタＬ１に蓄えられる。 In the circuit operation of the first conventional circuit example, the inductor L1 is excited by the input voltage source Vin and the excitation current is input while the switch element SW1 is driven and turned on by the drive signal of the drive circuit SG1. By flowing from the voltage source Vin through the inductor L1 to the switch element SW1, power is stored in the inductor L1.
次に、スイッチ素子ＳＷ１がオフすると、インダクタＬ１を流れていた電流は、ダイオードＤ１を通って、キャパシタＣに流れ、この期間に、該インダクタＬ１に蓄えられた電力が出力に送られる。このようにスイッチ素子ＳＷ１がオン・オフを繰り返すことによって、電力が、入力電圧源Ｖinから出力に送られ、この時、スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフの比率によって、入力電圧に対する出力電圧の電圧増幅率が決定される。このような動作で、第一の従来回路例は、昇圧動作を行うが、該インダクタＬ１は、直流励磁電流を常時流して電力を蓄えているので、体積が大きくなってしまい、小型・軽量化の障害となっている。 Next, when the switch element SW1 is turned off, the current flowing through the inductor L1 flows to the capacitor C through the diode D1, and during this period, the electric power stored in the inductor L1 is sent to the output. As the switch element SW1 is repeatedly turned on and off in this way, power is sent from the input voltage source Vin to the output. At this time, the voltage amplification of the output voltage with respect to the input voltage is performed according to the on / off ratio of the switch element SW1. The rate is determined. With such an operation, the first conventional circuit example performs a boosting operation, but the inductor L1 constantly stores a power by passing a direct current excitation current. Has become an obstacle.
そこで、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの小型・軽量化のために、図７のような第二の従来回路例が提案されている。なお、図８はその各部の電圧・電流波形である。その回路構成は、第一の従来回路例が、二回路分、並列に接続されている。回路動作は、第一のスイッチ素子ＳＷ１と第二のスイッチ素子ＳＷ２が、位相を１８０度ずらして駆動される。こうすることによって、ｐ点を通過する入力電流のリップル電流と、ｓ点を通過する出力電流のリップルが、ともに図２の第一の従来回路例よりも小さくなり、その結果、出力キャパシタＣの小型化ができ、より小型の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。しかし、ここで使用されるインダクタは、図５図示の第一の従来回路例のインダクタ電流を、二つのインダクタで分担されるようになるが、全体の大きさは、依然として大きい。 In order to reduce the size and weight of the step-up DC / DC converter, a second conventional circuit example as shown in FIG. 7 has been proposed. FIG. 8 shows voltage / current waveforms of each part. As for the circuit configuration, the first conventional circuit example is connected in parallel for two circuits. In the circuit operation, the first switch element SW1 and the second switch element SW2 are driven with a phase shifted by 180 degrees. By doing so, the ripple current of the input current passing through the point p and the ripple of the output current passing through the point s are both smaller than in the first conventional circuit example of FIG. The size can be reduced and a smaller step-up DC / DC converter can be realized. However, in the inductor used here, the inductor current of the first conventional circuit example shown in FIG. 5 is shared by the two inductors, but the overall size is still large.
そこで、第二の従来回路例に対し、図９の第三の従来回路例が提案されている。なお、図１０はその各部の電圧・電流波形であるこの回路構成は、第二の従来回路例の、第一のインダクタＬ１と第二のインダクタＬ２を、磁気結合し、互いに逆極性で接続した構成となっている。回路動作は、第二の従来回路例と同様に、第一のスイッチ素子ＳＷ１と第二のスイッチ素子ＳＷ２が、位相を１８０度ずらして駆動される。このような回路構成にすることによって、第二の従来回路例の、第一のインダクタＬ１と第二のインダクタＬ２の直流磁束が相殺され、その結果、これらのインダクタを小さくすることができ、より小型の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。 Therefore, a third conventional circuit example in FIG. 9 is proposed for the second conventional circuit example. FIG. 10 shows the voltage and current waveforms of the respective parts. In this circuit configuration, the first inductor L1 and the second inductor L2 in the second conventional circuit example are magnetically coupled and connected with opposite polarities. It has a configuration. In the circuit operation, similarly to the second conventional circuit example, the first switch element SW1 and the second switch element SW2 are driven with the phase shifted by 180 degrees. By adopting such a circuit configuration, the DC magnetic fluxes of the first inductor L1 and the second inductor L2 in the second conventional circuit example are canceled out, and as a result, these inductors can be made smaller. A small step-up DC / DC converter can be realized.
次に、第三の従来回路例に対し、図１１の第四の従来回路例が提案されている（特許文献１、２参照）。なお、図１２はその各部の電圧・電流波形である。この回路構成は、第三の従来回路例に対し、第一のスイッチ素子ＳＷ１の接続点を、第一のインダクタＬ１の巻線の途中からだしたタップに接続するように変更し、第二のスイッチ素子ＳＷ２の接続点を、第二のインダクタＬ２の巻線の途中から出したタップに接続するように変更してある。
Next, a fourth conventional circuit example shown in FIG. 11 is proposed for the third conventional circuit example (see
このような回路構成にすることにより、タップの位置により、電圧昇圧率を任意に変えることができ、電圧変換の自由度が増す。また、この第四の従来回路例は、第三のスイッチ素子ＳＷ３と第四のスイッチ素子ＳＷ４が追加され、高電圧側から、低電圧側への降圧形ＤＣ／ＤＣコンバータとしても動作することができ、また、昇圧インダクタＬが追加された回路構成となっている。
しかし、第４の従来回路例の、第一のトランスＴ１は、タップ付きの第一のインダクタＬ１と、タップ付きの第二のインダクタＬ２で構成されており、実質的には、それぞれのインダクタがタップで分割された四巻線のトランス構造となっている。 However, the first transformer T1 of the fourth conventional circuit example is configured by a tapped first inductor L1 and a tapped second inductor L2, and each inductor is substantially composed of It has a four-winding transformer structure divided by taps.
そこで、本発明は、トランスを簡素化し、より小型軽量で、安価な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a step-up DC / DC converter that simplifies a transformer, is smaller and lighter, and is inexpensive.
以上のような目的を達成するために、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、低電圧側端子対と高電圧側端子対を有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、該低電圧端子対の正極側に接続され、互いに逆の極性で接続されている第一の巻線と第二の巻線と、該高電圧端子対の正極側に接続された第三の巻線とを有するトランスと、該第一の巻線の他端と該端子対の負極側に接続された第一のスイッチ素子と、該第二の巻線の他端と該端子対の負極側に接続された第二のスイッチ素子と、該第一の巻線の他端と該第三の巻線の一端の間に接続された第一の整流素子と、該第二の巻線の他端と該第三の巻線の他端の間に接続された第二の整流素子と、該第三の巻線の一端と該高電圧端子対の正極側に接続された第三の整流素子と、該第三の巻線の他端と該高圧側端子対の正極側に接続された第四の整流素子とを有することを特徴とする。 In order to achieve the above object, a DC / DC converter according to the present invention is a DC / DC converter having a low-voltage side terminal pair and a high-voltage side terminal pair, the positive-side of the low-voltage terminal pair A transformer having a first winding and a second winding connected to each other with opposite polarities, and a third winding connected to the positive side of the high voltage terminal pair, A first switch element connected to the other end of the first winding and the negative side of the terminal pair; a second switch connected to the other end of the second winding and the negative side of the terminal pair An element, a first rectifying element connected between the other end of the first winding and one end of the third winding, the other end of the second winding, and the third winding A second rectifying element connected between the other ends of the first winding, a third rectifying element connected to one end of the third winding and the positive side of the high voltage terminal pair, and the third winding. Other And characterized in that it has a fourth rectifier element connected to the positive side of the high-voltage side terminal pair.
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、前記トランスの第一の巻線と第二の巻線との比を１：１にしてあるとともに、これら巻線と前記第三の巻線との比をそれぞれ１：ｎにしてあることを特徴とする。 In the DC / DC converter according to the present invention, the ratio of the first winding to the second winding of the transformer is 1: 1, and the ratio of these windings to the third winding is set to be 1: 1. Each is characterized by being 1: n.
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、前記低電圧端子対の一端にインダクタを接続してあることを特徴とする。
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、前記高電圧側端子間にキャパシタを接続してあることを特徴とする。
The DC / DC converter according to the present invention is characterized in that an inductor is connected to one end of the low voltage terminal pair.
The DC / DC converter according to the present invention is characterized in that a capacitor is connected between the high-voltage side terminals.
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第一乃至第四の整流素子のそれぞれの端子間に、第三乃至第六のスイッチ素子が並列に接続されていることを特徴とする。
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第一乃至第四の整流素子はダイオードで構成してあることを特徴とする。
The DC / DC converter according to the present invention is characterized in that third to sixth switch elements are connected in parallel between the terminals of the first to fourth rectifier elements.
The DC / DC converter according to the present invention is characterized in that the first to fourth rectifying elements are formed of diodes.
本発明によれば、逆極性の端子が接続された１次巻線と２次巻線、および３次巻線から成るトランスと、その前段に位置するインダクタとを利用し、それらの１次巻線と２次巻線の通電を制御するスイッチ素子を利用してＤＣ／ＤＣコンバータを構成してあるため、インダクタを小型・軽量化することができる。さらに、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させる場合には、３次巻線の巻線数を変えることによって、昇圧率を２倍以上の任意のＮ倍に連続的に変えることができる。また、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができ、この場合においても降圧率を連続的に変えることができる。 According to the present invention, a transformer comprising a primary winding, a secondary winding, and a tertiary winding, to which terminals of opposite polarity are connected, and an inductor located in the preceding stage are utilized, and these primary windings are utilized. Since the DC / DC converter is configured using a switching element that controls the energization of the wire and the secondary winding, the inductor can be reduced in size and weight. Furthermore, when operating as a step-up DC / DC converter, the step-up rate can be continuously changed to an arbitrary N-fold of 2 or more by changing the number of turns of the tertiary winding. In addition, a step-down DC / DC converter can be realized, and even in this case, the step-down rate can be continuously changed.
次に本発明を実施するための最良の形態（実施例）を説明する。図１は第一の実施例の回路構成図である。 Next, the best mode (example) for carrying out the present invention will be described. FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the first embodiment.
図１図示ＤＣ／ＤＣコンバータは、低電圧側端子対と高電圧側端子対とを有する昇圧型のコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータは、低電圧端子対の一端にインダクタＬinを接続してある。トランスＴ１を備え、このトランスＴ１は、低電圧端子対の正極側に接続され、互いに逆の極性で接続されている第一の巻線Ｎ１と第二の巻線Ｎ２と、高電圧端子対の正極側に接続された第三の巻線Ｎ３とを有する。なお、本実施例では、トランスＴ１の第一の巻線Ｎ１と第二の巻線Ｎ２の巻数が同じで、第三の巻線Ｎ３の巻数は、これらのｎ倍にしてある。 The DC / DC converter shown in FIG. 1 is a step-up converter having a low voltage side terminal pair and a high voltage side terminal pair. In this DC / DC converter, an inductor Lin is connected to one end of a low voltage terminal pair. The transformer T1 includes a first winding N1 and a second winding N2 which are connected to the positive side of the low voltage terminal pair and are connected with opposite polarities, and a high voltage terminal pair. And a third winding N3 connected to the positive electrode side. In the present embodiment, the first winding N1 and the second winding N2 of the transformer T1 have the same number of turns, and the third winding N3 has n times the number of turns.
第一の巻線Ｎ１の他端と該端子対の負極側に第一のスイッチ素子ＳＷ１が、第二の巻線Ｎ２の他端と該端子対の負極側に第二のスイッチ素子ＳＷ２がそれぞれ接続されている。これらスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２には駆動回路を接続してあり、駆動信号をスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の制御端子に出力する。また、第一の巻線Ｎ１の他端と第三の巻線Ｎ３の一端との間に第一のダイオードＤ１が、第二の巻線Ｎ２の他端と第三の巻線Ｎ３の他端との間に第二のダイオードＤ２が、第三の巻線Ｎ３の一端と高電圧端子対の正極側との間に第三のダイオードＤ３が、第三の巻線Ｎ３の他端と高圧側端子対の正極側との間に第四のダイオードＤ４が、それぞれ接続されている。また、高電圧側端子間にキャパシタＣoutを接続してある。 A first switch element SW1 is provided on the other end of the first winding N1 and the negative side of the terminal pair, and a second switch element SW2 is provided on the other end of the second winding N2 and the negative side of the terminal pair. It is connected. A drive circuit is connected to these switch elements SW1 and SW2, and a drive signal is output to the control terminals of the switch elements SW1 and SW2. A first diode D1 is connected between the other end of the first winding N1 and one end of the third winding N3, and the other end of the second winding N2 and the other end of the third winding N3. The second diode D2 is between the one end of the third winding N3 and the positive side of the high voltage terminal pair, and the third diode D3 is between the other end of the third winding N3 and the high voltage side. A fourth diode D4 is connected between the positive side of the terminal pair. A capacitor Cout is connected between the high voltage side terminals.
以上のように構成してある。ＤＣ／ＤＣコンバータは以下のように作用する。なお、図２は第一の実施例の、各部の電圧・電流波形であり、図３は第一の実施例の動作説明図である。図２のＩＤ（ＳＷ１）とＩＤ（ＳＷ２）は、それぞれ、第一と第二のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を流れる電流であり、Ｖ（t）は、ｔ点の電圧、Ｉ（s）はｓ点を流れる電流、Ｉ（Ｌin）は入力チョークコイルを流れる電流、Ｉ（Ｄ１）とＩ（Ｄ２）は、それぞれ、第一と第二のダイオードＤ１，Ｄ２を流れる電流である。 The configuration is as described above. The DC / DC converter operates as follows. FIG. 2 is a voltage / current waveform of each part of the first embodiment, and FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the first embodiment. In FIG. 2, ID (SW1) and ID (SW2) are currents flowing through the first and second switch elements SW1 and SW2, respectively, V (t) is the voltage at the point t, and I (s) is s. A current flowing through the point, I (Lin) is a current flowing through the input choke coil, and I (D1) and I (D2) are currents flowing through the first and second diodes D1 and D2, respectively.
先ず、第一のスイッチ素子ＳＷ１がオンしている期間は、図３（ａ）に示す様に、入力電源Ｖinから、入力インダクタＬinを通り、トランスＴ１の第一の巻線Ｎ１を通って、第一のスイッチ素子ＳＷ１に電流が流れる。この時、トランスＴ１の各巻線には、巻線のポッチ側がマイナスとなる電圧が発生する。そのため、第二のダイオードＤ２と第三のダイオードＤ３は順バイアスされてオンし、一方、第一のダイオードＤ１と第四のダイオードＤ４は逆バイアスされてオフする。その結果、入力電源Ｖinから、入力インダクタＬinを通って、第二の巻線Ｎ２、第二のダイオードＤ２、第三の巻線Ｎ３、第三のダイオードＤ３を通って、高電圧側端子である出力端子に電流が流れる。 First, during a period when the first switch element SW1 is on, as shown in FIG. 3A, the input power source Vin passes through the input inductor Lin, passes through the first winding N1 of the transformer T1, A current flows through the first switch element SW1. At this time, a voltage is generated in each winding of the transformer T1 such that the potch side of the winding is negative. Therefore, the second diode D2 and the third diode D3 are forward-biased and turned on, while the first diode D1 and the fourth diode D4 are reverse-biased and turned off. As a result, the input power supply Vin passes through the input inductor Lin, passes through the second winding N2, the second diode D2, the third winding N3, and the third diode D3, and is a high voltage side terminal. Current flows through the output terminal.
ここで、第一の巻線Ｎ１を流れる電流によりトランスＴ１に発生する磁束と、第二の巻線Ｎ２と第三の巻線Ｎ３を流れる電流によって発生する磁束は相殺している。そのため、トランスＴ１は直流磁束を有しないため小型化が図れる。 Here, the magnetic flux generated in the transformer T1 by the current flowing through the first winding N1 cancels out the magnetic flux generated by the current flowing through the second winding N2 and the third winding N3. Therefore, the transformer T1 does not have a DC magnetic flux, and thus can be reduced in size.
次に、第一のスイッチ素子ＳＷ１がオフすると、図３（ｂ）に示す様に、第一の巻線Ｎ１から第一のスイッチ素子ＳＷ１に流れていた電流は、第一のダイオードＤ１と第三のダイオードＤ３を通って出力端子へ流れるようになる。一方、第二の巻線Ｎ２を流れていた電流は、第二のダイオードＤ２と第四のダイオードＤ４を通って出力端子に流れるようになる。この動作状態では、トランスＴ１の各巻線に電圧は発生していない。 Next, when the first switch element SW1 is turned off, as shown in FIG. 3B, the current flowing from the first winding N1 to the first switch element SW1 is changed between the first diode D1 and the first diode D1. It flows through the third diode D3 to the output terminal. On the other hand, the current flowing through the second winding N2 flows through the second diode D2 and the fourth diode D4 to the output terminal. In this operating state, no voltage is generated in each winding of the transformer T1.
次に、第二のスイッチ素子ＳＷ２がオンすると、図３（ｃ）に示す様に、入力電源Ｖinから、入力インダクタＬinを通り、トランスＴ１の第二の巻線Ｎ２を通って、第二のスイッチ素子ＳＷ２に電流が流れる。この時、トランスＴ１の各巻線には、巻線のポッチ側がプラスとなる電圧が発生する。そのため、第一のダイオードＤ１と第四のダイオードＤ４は順バイアスされてオンし、一方、第二のダイオードＤ２と第三のダイオードＤ３は逆バイアスされてオフする。その結果、入力電源Ｖinから、入力インダクタＬinを通って、第一の巻線Ｎ１、第一のダイオードＤ１、第三の巻線Ｎ３、第四のダイオードＤ４を通って、出力端子に電流が流れる。 Next, when the second switch element SW2 is turned on, as shown in FIG. 3C, the input power source Vin passes through the input inductor Lin, passes through the second winding N2 of the transformer T1, and passes through the second switch element SW2. A current flows through the switch element SW2. At this time, a voltage is generated in each winding of the transformer T1 so that the potch side of the winding is positive. Therefore, the first diode D1 and the fourth diode D4 are forward-biased and turned on, while the second diode D2 and the third diode D3 are reverse-biased and turned off. As a result, a current flows from the input power source Vin through the input inductor Lin to the output terminal through the first winding N1, the first diode D1, the third winding N3, and the fourth diode D4. .
次に、第二のスイッチ素子ＳＷ２がオフすると、図３（ｄ）に示す様に、第二の巻線Ｎ２から第二のスイッチ素子ＳＷ２を流れていた電流は、第二のダイオードＤ２と第四のダイオードＤ４を通って出力端子へ流れるようになる。一方、第一の巻線Ｎ１を流れていた電流は、第一のダイオードＤ１と第三のダイオードＤ３を通って出力端子に流れるようになる。この動作状態では、トランスＴ１の各巻線に電圧は発生していない。 Next, when the second switch element SW2 is turned off, as shown in FIG. 3D, the current flowing through the second switch element SW2 from the second winding N2 is connected to the second diode D2 and the second diode D2. It flows through the four diodes D4 to the output terminal. On the other hand, the current flowing through the first winding N1 flows to the output terminal through the first diode D1 and the third diode D3. In this operating state, no voltage is generated in each winding of the transformer T1.
以上のような回路動作を繰り返すことにより、出力端子には、昇圧された電圧が発生する。ここで、第一のスイッチ素子ＳＷ１と第二のスイッチ素子ＳＷ２の導通期間の、スイッチング周期に対する時比率をＤとすると、次式が成り立つ。
Vin×Iin = Vout × {Iin×1／(n+2) × D +Iin×(1/2−D) } ×2--- (1)
Vin×Iin = Vout × Iout--- (2)
（１）式と（２）式から、次式が成り立つ。
Vout = Vin × (n+2)／｛n+2‐2D(n+1)｝---(3)
（３）式より、例えば、ｎ＝１、即ち、トランスＴ１の第三の巻線Ｎ３の巻数が、第一の巻線Ｎ１及び第二の巻線Ｎ２と巻数が同じで、第一のスイッチ素子ＳＷ１と第二のスイッチ素子ＳＷ２が、時比率０．５の時には、
Vout = Vin × 3--- (4)
となり、３倍の昇圧率であることがわかる。
By repeating the circuit operation as described above, a boosted voltage is generated at the output terminal. Here, when the time ratio of the conduction period of the first switch element SW1 and the second switch element SW2 to the switching period is D, the following equation is established.
Vin × Iin = Vout × {Iin × 1 / (n + 2) × D + Iin × (1 / 2−D)} × 2 --- (1)
Vin × Iin = Vout × Iout --- (2)
From the equations (1) and (2), the following equation is established.
Vout = Vin x (n + 2) / {n + 2-2D (n + 1)} --- (3)
From equation (3), for example, n = 1, that is, the number of turns of the third winding N3 of the transformer T1 is the same as that of the first winding N1 and the second winding N2, and the first switch When the element SW1 and the second switch element SW2 have a duty ratio of 0.5,
Vout = Vin × 3 --- (4)
Thus, it can be seen that the boosting rate is three times.
以上のように、本発明は、トランスＴ１の第三巻線Ｎ３の巻数を任意に設定することにより、任意の電圧昇圧率を得ることができる。トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れる電流による磁束は、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２を流れる電流による磁束で相殺されるため、トランスＴ１の励磁電流は、直流分をもたず、それ故に小型・軽量にすることができる。また、入力インダクタＬinは、トランスＴ１の昇圧動作を助け、また入力電流のリプル低減の働きをし、特に、該ＤＣ／ＤＣコンバータを、主に、該スイッチ素子ＳＷ１とＳＷ２の時比率が５０％近辺で使う場合には、リプル電流が小さくなり、より小型のインダクタになる。その結果、小型で軽量化なＤＣ／ＤＣコンバータを実現している。 As described above, the present invention can obtain an arbitrary voltage boosting rate by arbitrarily setting the number of turns of the third winding N3 of the transformer T1. Since the magnetic flux generated by the current flowing through the primary winding N1 of the transformer T1 is canceled by the magnetic flux generated by the current flowing through the secondary winding N2 of the transformer T1, the exciting current of the transformer T1 does not have a direct current component and is therefore small. -It can be lightweight. The input inductor Lin assists the step-up operation of the transformer T1 and functions to reduce the ripple of the input current. In particular, the DC / DC converter mainly has a time ratio of 50% for the switch elements SW1 and SW2. When used in the vicinity, the ripple current is reduced, resulting in a smaller inductor. As a result, a small and lightweight DC / DC converter is realized.
続いて、第二の実施例を図４に示す。このＤＣ／ＤＣコンバータは概ね第一の実施例と同様である。しかし、このＤＣ／ＤＣコンバータはこれに加えて、第一乃至第四の整流素子Ｄ１〜Ｄ４のそれぞれの端子間に、第三乃至第六のスイッチ素子ＳＷ３〜ＳＷ６が並列に接続されている。また、これらスイッチ素子ＳＷ３〜ＳＷ６の制御端子には駆動回路ＳＧ３〜ＳＧ６が接続されており、これら駆動回路ＳＧ３〜ＳＧ６から駆動信号を各スイッチ素子ＳＷ３〜ＳＷ６に出力する。 Subsequently, a second embodiment is shown in FIG. This DC / DC converter is substantially the same as in the first embodiment. However, in addition to this, in the DC / DC converter, the third to sixth switch elements SW3 to SW6 are connected in parallel between the respective terminals of the first to fourth rectifying elements D1 to D4. Further, drive circuits SG3 to SG6 are connected to the control terminals of the switch elements SW3 to SW6, and drive signals are output from the drive circuits SG3 to SG6 to the switch elements SW3 to SW6.
以上のように構成してある。ＤＣ／ＤＣコンバータは以下のように作用する。なお、作用については概ね第一の実施例で同様である。但し、本実施例は、第一乃至第四の整流素子Ｄ１〜Ｄ４のそれぞれの端子間に、第三乃至第六のスイッチ素子ＳＷ３〜ＳＷ６が並列に接続されているため、第一から第六までのスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動することにより、Ｖout端子から、Ｖin端子へ、降圧された電圧を発生して、電力変換を行うことができる。 The configuration is as described above. The DC / DC converter operates as follows. The operation is generally the same as in the first embodiment. However, in this embodiment, the third to sixth switch elements SW3 to SW6 are connected in parallel between the respective terminals of the first to fourth rectifying elements D1 to D4. By driving the switch elements SW1 to SW6 up to, it is possible to generate a stepped-down voltage from the Vout terminal to the Vin terminal and perform power conversion.
本発明においては、小型軽量なＤＣ／ＤＣコンバータを実現できるため、バッテリーから昇圧された電圧を必要とする負荷を使用するシステム、自動車等の移動体などへの用途に利用できる。 In the present invention, since a small and light DC / DC converter can be realized, the present invention can be used for a system using a load that requires a voltage boosted from a battery, a mobile object such as an automobile, and the like.
Ｖin 入力端子
Ｌin 入力インダクタ
Ｔ１ 第一のトランス
Ｎ１ 第一の巻線
Ｎ２ 第二の巻線
Ｎ３ 第三の巻線
ＳＷ１ 第一のスイッチ素子
ＳＷ２ 第二のスイッチ素子
Ｄ１ 第一のダイオード
Ｄ２ 第二のダイオード
Ｄ３ 第三のダイオード
Ｄ４ 第四のダイオード
Ｃout 出力キャパシタ
Ｖout 出力端子
ＳＧ１ 第一の駆動回路
ＳＧ２ 第二の駆動回路
ＳＧ３ 第三の駆動回路
ＳＧ４ 第四の駆動回路
ＳＧ５ 第五の駆動回路
ＳＧ６ 第六の駆動回路
Vin input terminal Lin Input inductor T1 First transformer N1 First winding N2 Second winding N3 Third winding SW1 First switch element SW2 Second switch element D1 First diode D2 Second Diode D3 Third diode D4 Fourth diode Cout Output capacitor Vout Output terminal SG1 First drive circuit SG2 Second drive circuit SG3 Third drive circuit SG4 Fourth drive circuit SG5 Fifth drive circuit SG6 Sixth Drive circuit
Claims (6)
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2007263459A JP2009095146A (en) | 2007-10-09 | 2007-10-09 | Dc/dc converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007263459A JP2009095146A (en) | 2007-10-09 | 2007-10-09 | Dc/dc converter |
Publications (1)
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Family Applications (1)
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011036086A (en) * | 2009-08-05 | 2011-02-17 | Honda Motor Co Ltd | Dc-dc converter and power feeding system including the same |
| JP2013051758A (en) * | 2011-08-30 | 2013-03-14 | Denso Corp | Voltage conversion device |
| KR20150072839A (en) * | 2013-12-20 | 2015-06-30 | 전자부품연구원 | Converter for hybrid generation system |
-
2007
- 2007-10-09 JP JP2007263459A patent/JP2009095146A/en active Pending
Cited By (4)
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|---|---|---|---|---|
| JP2011036086A (en) * | 2009-08-05 | 2011-02-17 | Honda Motor Co Ltd | Dc-dc converter and power feeding system including the same |
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| KR20150072839A (en) * | 2013-12-20 | 2015-06-30 | 전자부품연구원 | Converter for hybrid generation system |
| KR101640468B1 (en) * | 2013-12-20 | 2016-07-18 | 전자부품연구원 | Converter for hybrid generation system |
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