JP2009077473A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】運転性能を向上したモータ制御装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子により直流電圧４をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータ７に供給する直流交流変換手段６と、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、誘起電圧からブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段２と、磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段３と、電圧波形をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段８と、回生電圧検出手段の回生検出回数とモータ電流に関係する物理量とに基づいて電圧制御手段の通電角を制御する通電角制御手段４０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。

ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来より１２０゜通電制御の方式と、正弦波１８０゜通電制御がある。１２０゜通電制御方式の特許文献としては、例えば特許文献１があり、１８０゜通電制御方式の特許文献としては、例えば、特許文献２、特許文献３がある。

１２０゜通電方式は、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。

１８０゜通電方式は、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。

この位置検出信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である。
特許第２６４２３５７号公報 特開平７−２４５９８２号公報 特開平７−３３７０７９号公報

従来の構成における課題を説明する。図７は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。

この１２０゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。

また、１２０゜通電では、１相当たり誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を１５０゜程度に設定して運転させようとすると、１相当たり誘起電圧が電気角３０゜分しか連続確認できず、通常の運転時においてもインバータ回生電圧の影響により脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。

また、本構成では、１８０゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。図８（ａ）は１２０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２０の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２０を進角させる必要があるが限界が早く、高速回転性能が劣る。

図８（ｂ）は１８０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。１８０゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になったりする。

また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。

また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波１８０゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。

本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、またどのような運転負荷領域においても脱調限界トルクを一層向上させ、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。

本発明は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出回数とモータ電流に関係する物理量とに基づいて前記電圧制御手段の電圧波形の通電角を制御する通電角制御手段とを備える。これにより、モータ電流の変化に応じてきめ細かく通電角を制御できるので、脱調などを防止でき、モータ制御装置の動作保証性を高めることができる。

また、通電角制御手段は、モータ電流振幅が大きい場合には通電角を小さくし、モータ電流振幅が小さい場合には通電角を大きくする。これにより、モータ電流振幅に応じ通電角を制御できるので、より安定した制御システムを構築できる。

また、通電角制御手段は、モータ電流振幅の１次関数式とする。これにより、きめ細かく通電角を制御できるので、さらに安定した制御システムを構築できる。

また、通電角制御手段は、モータ電流実効値が大きい場合には小さくし、モータ電流実効値が小さい場合には大きくする。これにより、モータ電流実効値に応じ通電角を制御できるので、より安定した制御システムを構築できる。

また、通電角制御手段は、モータ電流実効値の１次関数式とする。これにより、きめ細かく通電角を制御できるので、さらに安定した制御システムを構築できる。

本発明によれば、回生電圧による脱調現象を回避しながら、モータ特性・運転用途に応じた最適な電流通電角に制御でき、また大きなモータ電流変動に対しても制御応答性・制御安定性・制御信頼性が向上し、広範囲の運転負荷に対応したモータ制御装置を提供できる。

本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
以下、添付の図面を用いて、本発明の実施の形態に係るモータ制御装置を説明する。図１に本実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図を示す。本実施の形態のモータ制御装置は、３相ブラシレスＤＣモータ７を回転数制御するモータ制御装置を示している。

この図において、モータ制御装置は、直流電圧４を交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータ（以下、ＢＬＭと略）７に出力する直流交流変換手段６と、ＢＬＭ７の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、誘起電圧からブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段２と、磁極位置検出手段２から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段３と、電圧波形をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段８と、検出された回生電圧と誘起電圧とに基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段２とを有する。

ＰＷＭ制御手段５は、ＢＬＭ７を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭ信号を出力する。直流交流変換手段６は、高速に開閉する６つのスイッチング素子（図２（ａ））から成り立っている。

まず、図１において誘起電圧検出手段１と磁極位置検出手段２と電圧制御手段３、ＰＷＭ制御手段５の役割について順次説明する。この部分は、図７従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。

図１において、誘起電圧検出手段１は、ＢＬＭ７の誘起電圧を降下させ、磁極位置検出手段２では誘起電圧ゼロクロス信号を検出し、誘起電圧ゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御手段３に出力する。電圧制御手段３はその磁極位置に基づいて、ＢＬＭ７を駆動させるための電圧波形を演算しそれをＰＷＭ制御手段５に出力する。

電圧波形に基づきＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を直流交流変換手段６に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、ＢＬＭ７の回転数は、直流交流変換手段６から出力される交流電圧の周波数と位相（以下、「インバータ周波数」と称す）を変化させることにより制御される。

１２０゜通電制御の場合、ＰＷＭ制御手段５は、直流交流変換手段６のスイッチング素子を開閉する６通りのＰＷＭ信号を出力し、その６通りのＰＷＭ信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段６から出力されるインバータ周波数が制御される。

６通りのＰＷＭ信号について説明する。６通りのＰＷＭ信号とは、直流交流変換手段６のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ＰＷＭ信号は、インバータ電気角１周期において６つの基本的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ＰＷＭ信号１周期の逆数がインバータ周波数となる。

実際、ＢＬＭ７の回転数を変更させるべき手法は、ＰＷＭ制御手段５が直流交流変換手段６のインバータ周波数を変化させながら、ＢＬＭ７を回転数制御する。

図２（ａ）に示す通り、直流交流変換手段６は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子１個、下アームにスイッチング素子１個具備している。

ＰＴＮ１では、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔｕと、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｔｙが通電される。ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔｕと、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｔｚが通電される。ＰＴＮ３では、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｔｖと、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｔｚが通電される。

ＰＴＮ４では、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｔｖと、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔｘが通電される。ＰＴＮ５では、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｔｗと、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔｘが通電される。ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｔｗと、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｔｙが通電される。

ＰＷＭ信号の転流切換は、電圧制御手段３の電圧波形出力に基づいて行われる。

磁極位置検出手段２の詳細動作を図２（ｂ）および図３・図４を用いて説明する。図３、図４は、本実施の形態による回生電圧検出手段の動作説明図である。

ＢＬＭ７の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角１周期中に６回発生する。図３（ａ）は１相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図３（ａ）は相電流波形と相誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧１０と相電流９とその正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２を示している。

正ゼロクロス信号１１は電気角０゜、逆ゼロクロス信号１２は電気角１８０゜で発生する。磁極位置検出手段２が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧４の負側をＧＮＤ電位Ｎとするならば、図３（ｂ）の誘起電圧１０ａ・図４（ｂ）の１０ｂのようになっており、これはＢＬＭ７の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧１０の電圧波形にＰＷＭ電圧成分が重畳された波形となる。

基本的には、直流電圧ＶＤＣの半分である（＝ＶＤＣ／２）と誘起電圧１０ａ（１０ｂ）の交点、さらには直流交流変換手段６の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ１つずつ導通点弧している期間（図３・図４中のＴＯＮ部分）であれば正ゼロクロス信号１１（逆ゼロクロス信号１２）を検出できる。

磁極位置検出手段２は、図中の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を検出して、それを磁極位置として電圧制御手段３に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御手段３は相電流９とほぼ相似形の電圧波形を演算し、ＰＷＭ制御手段５ではその電圧波形に基づいて、各電気角に対応したＰＷＭ信号のベースＰＴＮを創出する。

図３の電気角Ｘ１〜Ｘ２、図４の電気角Ｘ３〜Ｘ４は電流カット区間である。また、電圧制御手段３は１２０゜〜１８０゜通電波形の電圧波形を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を１８０゜未満にする必要がある。

通電角＞１２０゜とする場合には、１２０゜通電制御で説明した６通りのＰＷＭ信号に加えて、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を追加する。基本的には、３相のうちどれか１相で
も電流ＯＦＦとなる区間（≡電流カット区間）では、１２０゜通電制御用のＰＷＭ信号を使用する。３相すべてに相電流が流れている区間では、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を使用する。このＰＷＭ信号については、３相正弦波ＰＷＭ制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。

なお、電圧制御手段３が出力する電圧波形は相電流９とほぼ相似系であるが、その位相差は相電流９に対して多少進んでいる。本実施の形態では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち 電圧波形≡相電流９ と定義する。

図９は、ＢＬＭ７の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌｕ・Ｌｖ・Ｌｗは各相のインダクタンス、Ｅｕ・Ｅｖ・Ｅｗは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、ＢＬＭ７が無通電状態で回転したときに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。

図２（ｂ）は３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のＵ１はＥｕの正ゼロクロス位置を、Ｕ２は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には６０゜毎、電気角１周期につき６回発生することになる。これらゼロクロス位置を、ＢＬＭ７の真の磁極位置と命名する。

ＢＬＭ７の真の磁極位置は、誘起電圧１０のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。

しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりＢＬＭ７を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施の形態では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。すなわち、
真の磁極位置≡誘起電圧ゼロクロス位置
である。すなわち、図３（ａ）の誘起電圧１０がＵ相に対応したものであるならば
ゼロクロスＵ１≡正ゼロクロス信号１１
ゼロクロスＵ２≡逆ゼロクロス信号１２
である。なお、
Ｅｕ≠誘起電圧１０
である。上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。

次に、回生電圧検出手段８の詳細動作を図３・図４および図５を用いて説明する。

一般的に回生電圧の発生する条件としては、ＢＬＭ７の相電流をカットした瞬間より所定時間連続して発生し、その後に本来の誘起電圧が発生する。誘起電圧検出手段１の出力は、この回生電圧と誘起電圧の双方が含まれており、双方の判別が必要である。この判別を誤れば、回生電圧部分を誘起電圧のゼロクロス信号と誤検出していまい、乱調・脱調などの異常現象が発生する。

回生電圧と誘起電圧の関係図を図３（ｂ）と図４（ｂ）に示す。図３は誘起電圧１０として時間微分値が正の場合であり、図４は誘起電圧１０として時間微分値が負の場合を示している。

図中で回生電圧１３・回生電圧１４は相電流９をカットした瞬間より発生し、回生電圧
終了点１９・回生電圧終了点２２まで継続する。正ゼロクロス信号１１を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧１０ａ ≧ ＶＤＣ／２
また、逆ゼロクロス信号１２を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧１０ｂ ≦ ＶＤＣ／２
がある。しかしながら、正ゼロクロス信号１１を検出する以前に回生電圧１３の電圧値がＶＤＣであるために、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。

これを防ぐために図中の位置検出において、回生電圧終了点１９以前では位置検出結果を無視し、回生電圧終了点１９後より位置検出の判定開始するようにすれば回生電圧１３を正ゼロクロス信号１１として誤検出することはない。

逆ゼロクロス信号１２の場合も同様に、回生電圧１４の電圧値が０Ｖであり、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出区間を回生電圧終了点２２後より判定開始するようにする。

このように回生電圧検出手段８は回生電圧終了点１９・回生電圧終了点２２を磁極位置検出手段２に対して回生終了信号として出力し、磁極位置検出手段２はその信号を受けるまでは回生電圧１３・回生電圧１４の位置検出を無視する。そして、その信号を受けたのであれば位置検出の判断開始を行うので本来の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を確定することができるようになる。

回生電圧検出手段８では、ＶＴＨ１回生判定基準電圧１７・ＶＴＨ２回生判定基準電圧１８を内部に持ち、その値と回生電圧１３・回生電圧１４を比較することで判定行う。具体的には
ＶＴＨ１回生判定基準電圧１７ ＝ 回生電圧係数＊ＶＤＣ
ＶＴＨ２回生判定基準電圧１８ ＝ 回生電圧係数＊ＶＤＣ
であり、
０≦回生電圧係数≦１
を満たす実数である。上記、回生電圧係数を適切に設定すればよい。また、回生電圧検出手段８では回生電圧１３・回生電圧１４の電圧をサンプリングする。すなわち、回生検出点１５と回生検出点１６である。

電流カット開始点である電気角Ｘ１・Ｘ３より、回生電圧検出手段８は電圧サンプリングを行い、回生検出点１５と回生検出点１６の電圧Ｖｉｊを求める。この電圧Ｖｉｊを図５を使って説明する。

図５は回生電圧検出手段８の電圧サンプリング動作を説明したものである。図中のＴ＝０が電流カット開始点の電気角Ｘ１・Ｘ３に相当する。Ｔ＝０より回生電圧検出手段８は、誘起電圧検出手段１の誘起電圧（この時点ではまだ回生電圧である）をサンプリングし始め、回生電圧が終了する回生電圧終了点１９・回生電圧終了点２２で回生終了信号を磁極位置検出手段２に対して創出する。

Ｔ＝０より、時間Ｔｉｊ３１間隔で回生電圧の取込みであるＶｉｊ回生検出点３０を取得し、
Ｖ０ｊ、Ｖ１ｊ、Ｖ２ｊ、・・・、Ｖｉｊ
毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、ｉ、ｊは任意の自然数である。

回生電圧の判定を行う場合には、
Ｖｉ＝Σ（Ｖｉｐ）／（ｊ＋１） ；ｐ＝０→ｊ
を求め、上記ＶｉとＶＴＨ１またはＶＴＨ２と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図３の場合には、
Ｖｉ ≧ ＶＴＨ１
図４の場合には、
Ｖｉ ≦ ＶＴＨ２
であれば、Ｖｉを回生電圧とみなす。

上式の条件が成立している間は、磁極位置検出手段２は位置検出結果をすべて無視する。そして、上式の条件が非成立となった時点で回生電圧検出手段８は磁極位置検出手段２に対して回生終了信号を送出し、磁極位置検出手段２はその信号をうけて、位置検出の判断を開始する。磁極位置検出手段２としては、その回生終了信号を受けた時点で、先に説明した従来の判定基準で正ゼロクロス信号１１・逆ゼロクロス信号１２を求める。その位置確定が終了すれば、図３・図４のウエイト時間経過後の電気角Ｘ２において電流カットを終了し、位相転流（ベースＰＴＮの切換）を行う。

次に、通電角制御手段４０の動作を説明する。通電角制御手段４０は、回生電圧検出手段８において判定する回生検出回数ＮＲＣＶにもとづいて、通電角を調整し、その通電角を電圧制御手段３に出力している。

電圧制御手段３においては、その通電角に基づいて、図３・図４中の電流カット開始角である電気角Ｘ１・電気角Ｘ３を増減する。具体的には、通電角値が大きくなれば、Ｘ１・Ｘ３を大きくし（電流カット開始を遅める）、通電角値が小さくなればＸ１・Ｘ３を小さくする（電流カット開始を早める）。このようにして得られた電圧波形を、電圧制御手段３はＰＷＭ制御手段５に対して出力する。

回生検出回数ＮＲＣＶについて説明する。先に説明した通り、図５中のＴ＝０より、時間Ｔｉｊ３１間隔で回生電圧を取込み、回生検出点３０Ｖｉｊを取得している。そして、
Ｖ０ｊ、Ｖ１ｊ、Ｖ２ｊ、・・・、Ｖｉｊ
毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、ｉ、ｊは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、
Ｖｉ＝Σ（Ｖｉｐ）／（ｊ＋１） ；ｐ＝０→ｊ
を求め、上記ＶｉとＶＴＨ１またはＶＴＨ２と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図３の場合、
Ｖｉ ≧ ＶＴＨ１ なら ＮＲＣＶに＋１加算する
また、図４の場合には、
Ｖｉ ≦ ＶＴＨ２ なら ＮＲＣＶに＋１加算する
である。

また、ＮＲＣＶ≧０を満たす。そして、次のベースパターンに切り替わり、再度電流カット開始角開始後の時間Ｔ＝０で、
ＮＲＣＶ＝０
となる。また、電源投入後の初期値もＮＲＣＶ＝０である。この回生検出回数ＮＲＣＶを利用して、通電角を制御することを考える。基本的にＮＲＣＶが大きくなれば、図３を例にとると回生電圧１３の時間領域が増大しているということである。従って、回生電圧終了点１９と正ゼロクロス信号１１との時間間隔が短くなる。

当然ながら回生電圧終了点１９は正ゼロクロス信号１１よりも時間的に進んだ位置でないと正ゼロクロス信号１１を的確・正確に検出することができず、不安定な挙動を呈することになる。

また、安定なモータ制御装置を構築するのであれば、ある程度回生電圧終了点１９〜正ゼロクロス信号１１の時間間隔を確保する必要がある。これを実現する手法として、ＮＲＣＶが大きくなれば電気角Ｘ１を小さくし、早めてやればよい。また、ＮＲＣＶが小さくなれば電気角Ｘ１を大きくし、遅くしてやればよい。すなわち、
ＮＲＣＶ大 → Ｘ１小 → 通電角小
ＮＲＣＶ小 → Ｘ１大 → 通電角大
である。

数式で表現すると、一定値ＮＲＣＶ０（≧０）を定義し、
ＮＲＣＶ−ＮＲＣＶ０
を考え、通電角をＩＡＮＧとおけば、
ＩＡＮＧ ＝ ＩＧ０−ＫＮＲＣＶ＊（ＮＲＣＶ−ＮＲＣＶ０）
である。

ここで、
ＩＧ０：通電角初期値 ＫＮＲＣＶ：ゲイン（≧０）
である。

上式のイメージ図を図６に示す。本図の通電角値３２（図中ではＩＧで表記）に示す通り、
ＮＲＣＶ−ＮＲＣＶ０≧＋ｍ０≧０ なら
ＩＡＮＧ ＝ ＩＧＭＩＮ（≧０）
また、
ＮＲＣＶ−ＮＲＣＶ０≦−ｍ０≦０ なら
ＩＡＮＧ ＝ ＩＧＭＡＸ（≧０）
として通電角ＩＡＮＧにリミッタを設けている。

通常動作時では、
１２０゜≦ＩＧＭＩＮ＜１８０゜
１２０゜≦ＩＧＭＡＸ＜１８０゜
を満たす。ここで、上記ｍ０は自然数である。

一方、モータ電流検出手段４１から検出されるモータ電流のモータ電流実効値ＩＲＭＳ・モータ電流振幅ＩＡＭＰに応じて、通電角制御手段４０において通電角初期値ＩＧＯを変化させるようにすると制御応答性が一層向上する。

ＩＧ０ ＝ １８０−Ｋ１・ＩＲＭＳ
もしくは、
ＩＧ０ ＝ １８０−Ｋ２・ＩＡＭＰ
で数式表記できる。ここで、
Ｋ１、Ｋ２＞０
を満たす実数である。

また、上記各数式から求まる通電角について、下限値を設定するとよく、
１２０゜≦通電角＜１８０゜
を満たす実数範囲で設定する。

上式の意味するところは、モータ電流振幅・モータ電流実効値が大きくなると、通電角を減少させることにある。この場合、通電角が大きいと誘起電圧のゼロクロス位置が検出しにくくなり、制御系が不安定となりやすいので、通電角を小さくして誘起電圧のゼロク
ロス位置を検出しやすくする働きがある。

逆に、モータ電流振幅・モータ電流実効値が小さくなる場合には、通電角を大きくすることができる。これら通電角制御手段４０の通電角制御により、モータ電流変動に対する制御安定性・制御応答性を一層向上させることができ、また回生電圧の誤検出をも併せて防止し、誘起電圧のゼロクロス位置を正確に捉えることが可能となる。

以上、本実施の形態は３相ブラシレスＤＣモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスＤＣモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施の形態の変更・追加・削除が可能である。

本発明にかかるモータ制御装置は、モータ電流変動に対しても動作信頼性の高いモータ制御装置を構築できるので、エアコン用インバータ装置等への用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の制御ブロック図 （ａ）本発明の実施の形態１による直流交流変換手段の構成図（ｂ）３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図 本発明の実施の形態１による回生電圧検出手段の動作説明図 本発明の実施の形態１による回生電圧検出手段の動作説明図 本発明の実施の形態１による回生電圧検出手段の動作説明図 本発明の実施の形態１による通電角制御手段の動作説明図 従来のモータ制御装置の制御ブロック図 従来のモータ制御装置の相電流波形と誘起電圧波形との関係図 ３相ブラシレスＤＣモータの等価回路図

符号の説明

１ 誘起電圧検出手段
２ 磁極位置検出手段
３ 電圧制御手段
４ 直流電圧
５ ＰＷＭ制御手段
６ 直流交流変換手段
７ ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＭ）
８ 回生電圧検出手段
９ 相電流
１０ 誘起電圧
１１ 正ゼロクロス信号
１２ 逆ゼロクロス信号
１３ 回生電圧
１４ 回生電圧
１５ 回生検出点
１６ 回生検出点
１７ 回生判定基準電圧
１８ 回生判定基準電圧
１９ 回生電圧終了点
２０ 相電流
２１ 相電流
２２ 回生電圧終了点
３０ 回生検出点
３１ 回生検出時間間隔
３２ 通電角値
４０ 通電角制御手段
４１ モータ電流検出手段

Claims (5)

1. スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、
   前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出回数とモータ電流に関係する物理量とに基づいて前記電圧制御手段の電圧波形の通電角を制御する通電角制御手段とを備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記通電角制御手段は、モータ電流振幅が大きい場合には通電角を小さくし、モータ電流振幅が小さい場合には通電角を大きくすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記通電角制御手段は、モータ電流振幅の１次関数式とすることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記通電角制御手段は、モータ電流実効値が大きい場合には小さくし、モータ電流実効値が小さい場合には大きくすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記通電角制御手段は、モータ電流実効値の１次関数式とすることを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。

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