JP2009060747A

JP2009060747A - Dc-dc converter

Info

Publication number: JP2009060747A
Application number: JP2007227459A
Authority: JP
Inventors: Kazuo Iwatani; 一生岩谷; Junichi Ito; 淳一伊東
Original assignee: Nagaoka University of Technology NUC; TDK Lambda Corp
Current assignee: Nagaoka University of Technology NUC; TDK Lambda Corp
Priority date: 2007-09-03
Filing date: 2007-09-03
Publication date: 2009-03-19

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC-DC converter capable of reducing power loss and achieving high efficiency. SOLUTION: Most of power to a load 5 is supplied by AC voltage Va generated from a main power converter 61. For the remaining power, an output voltage Vo to the load 5 can be controlled by switching a switching device 72 of an auxiliary power converter 71 with variable duty. In this case, the main power converter 61 fixes the duty for switching a switching device 62 for constant operation at the optimum operation point, resulting in small power loss. Besides, the auxiliary power converter 71 outputs small power to the load 5, thus reducing power loss in the total DC-DC converter 51. COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、直流入力電圧を所望の直流出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電力損失を小さくし、高効率化を達成するためのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a DC-DC converter that converts a DC input voltage into a desired DC output voltage, and more particularly to a DC-DC converter for reducing power loss and achieving high efficiency.

近年、基幹型通信用電源として、直流入力電圧をＤＣ４８Ｖの直流出力電圧に変換して、負荷である通信機器に供給できるＤＣ−ＤＣコンバータが多用されている。特に、入力側と出力側とを絶縁し、且つ効率の高い回路方式としては、絶縁トランスの漏れインダクタンスを利用した共振形のＤＣ−ＤＣコンバータが有効であるが、最適条件を維持したまま出力電圧を制御することが困難である。 In recent years, a DC-DC converter that can convert a DC input voltage into a DC 48V DC output voltage and supply it to a communication device as a load is widely used as a power source for basic communication. In particular, as a highly efficient circuit system that insulates the input side from the output side, a resonant DC-DC converter that uses the leakage inductance of the isolation transformer is effective, but the output voltage is maintained while maintaining the optimum conditions. Is difficult to control.

こうした問題に対し、出力電圧を制御しつつ、絶縁トランスの漏れインダクタンスを利用して、絶縁トランスの入力側巻線に直流入力電圧を断続的に印加させるスイッチング素子のソフトスイッチングを達成した共振形のＤＣ−ＤＣコンバータが、例えば特許文献１などに開示されている。 In response to these problems, the resonant type has achieved soft switching of a switching element that intermittently applies a DC input voltage to the input side winding of the isolation transformer while controlling the output voltage and utilizing the leakage inductance of the isolation transformer. A DC-DC converter is disclosed in Patent Document 1, for example.

図８は、こうした出力電圧を制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示したものである。同図において、１は入力側と出力側との間を電気的に絶縁しつつ、直流電源２から入力端子３Ａ，３Ｂに印加する直流入力電圧Ｖｉを、所望の直流出力電圧Ｖｏに変換して出力端子４Ａ，４Ｂから負荷５に供給する絶縁形のＤＣ−ＤＣコンバータである。このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、前記直流入力電圧Ｖｉを正負交互の矩形状パルスからなる交流電圧Ｖａｃに変換する絶縁型の電力変換器１１と、電力変換器１１からの交流電圧Ｖａｃを整流して、整流電圧Ｖｄｃを出力する整流回路２１と、整流回路２１からの整流電圧Ｖｄｃを平滑して、出力端子４Ａ，４Ｂに直流出力電圧Ｖｏを出力する出力フィルタ３１と、を備えている。 FIG. 8 shows a schematic configuration of a DC-DC converter capable of controlling such an output voltage. In FIG. 1, reference numeral 1 indicates that the DC input voltage Vi applied from the DC power source 2 to the input terminals 3A and 3B is converted into a desired DC output voltage Vo while electrically insulating the input side and the output side. This is an insulated DC-DC converter that supplies the load 5 from the output terminals 4A and 4B. The DC-DC converter 1 rectifies the AC voltage Vac from the power converter 11 and an insulated power converter 11 that converts the DC input voltage Vi into an AC voltage Vac composed of alternating positive and negative rectangular pulses. A rectifier circuit 21 that outputs the rectified voltage Vdc, and an output filter 31 that smoothes the rectified voltage Vdc from the rectifier circuit 21 and outputs the DC output voltage Vo to the output terminals 4A and 4B.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１の各部の構成について、さらに詳しく説明すると、絶縁型の電力変換器１１は、例えばＦＥＴなどの半導体素子で構成されるスイッチング素子１２と、絶縁トランス１３とによるインバータを内蔵している。このスイッチング素子１２と絶縁トランス１３の個数や接続形態については、特に限定しない。スイッチング素子１２は、図示しない制御部からのパルス駆動信号を受けて、オンまたはオフするいわゆるスイッチング動作を行なうようになっている。また絶縁トランス１３は、その入力（一次）側巻線と出力（二次）側巻線が電気的には絶縁するものの、磁気的には結合して設けられており、前記スイッチング素子１２のスイッチング動作に伴い、直流電源２からの直流入力電圧Ｖｉを断続的に絶縁トランス１３の入力側巻線に印加することで、絶縁トランス１３の出力側巻線から、入力側巻線と出力側巻線との巻線比に応じたピークレベルの交流電圧Ｖａｃが発生するようになっている。 The configuration of each part of the DC-DC converter 1 will be described in more detail. The insulating power converter 11 includes an inverter including a switching element 12 made of a semiconductor element such as an FET and an insulating transformer 13. Yes. The number and connection form of the switching element 12 and the insulating transformer 13 are not particularly limited. The switching element 12 performs a so-called switching operation of turning on or off in response to a pulse drive signal from a control unit (not shown). The insulating transformer 13 is magnetically coupled to the input (primary) side winding and the output (secondary) side winding, but is electrically connected to the switching element 12. In accordance with the operation, the DC input voltage Vi from the DC power supply 2 is intermittently applied to the input side winding of the insulating transformer 13, so that the input side winding and the output side winding are changed from the output side winding of the insulating transformer 13. The AC voltage Vac having a peak level corresponding to the winding ratio is generated.

整流回路２１は、例えばＦＥＴなどの半導体素子で構成される整流用のスイッチング素子２２を内蔵している。このスイッチング素子２２は、前記電力変換器１１を構成するスイッチング素子１２と同期してスイッチング動作するようになっている。整流回路２１の整流素子としては、他にダイオードを用いることも考えられるが、ダイオードの導通損によるＤＣ−ＤＣコンバータ１の効率低下を避けるためには、本例のようなスイッチング素子２２を用いるのが好ましい。こうしたスイッチング素子２２のスイッチング動作に伴い、前記交流電圧Ｖａｃが全波整流され、整流回路２１から整流電圧Ｖｄｃが出力される。 The rectifier circuit 21 incorporates a rectifying switching element 22 composed of a semiconductor element such as an FET. The switching element 22 performs a switching operation in synchronization with the switching element 12 constituting the power converter 11. Other diodes may be used as the rectifier of the rectifier circuit 21. However, in order to avoid the efficiency reduction of the DC-DC converter 1 due to the conduction loss of the diode, the switching element 22 as in this example is used. Is preferred. With the switching operation of the switching element 22, the AC voltage Vac is full-wave rectified, and the rectified voltage Vdc is output from the rectifier circuit 21.

出力フィルタ３１は、逆Ｌ形に接続されたチョークコイル３２とコンデンサ３３とによるフィルタ回路で構成される。これにより、整流回路２１からの整流電圧Ｖｄｃが平滑され、出力端子４Ａ，４Ｂから負荷５に直流出力電圧Ｖｏが出力される。
特開２０００−２９５８４４号公報 The output filter 31 includes a filter circuit including a choke coil 32 and a capacitor 33 connected in an inverted L shape. Thereby, the rectified voltage Vdc from the rectifier circuit 21 is smoothed, and the DC output voltage Vo is output from the output terminals 4A and 4B to the load 5.
JP 2000-295844 A

上述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、次のような問題点がある。 The conventional DC-DC converter described above has the following problems.

負荷５に供給する直流出力電圧Ｖｏを制御するためには、例えばこの直流出力電圧Ｖｏを監視しながら、制御回路が電力変換器１１のスイッチング素子１２に供給するパルス駆動信号のデューティ（時比率）または周波数を可変させることが必要である。しかし、こうした制御の下では、例えば前記デューティを５０％に固定するなどの最適な動作条件で、電力変換器１１を常に動作させることは難しく、負荷５に供給する全ての電力を電力変換器１１が取り扱う現状では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１として電力損失の増大が免れず、高効率化が達成できないという問題を有していた。 In order to control the DC output voltage Vo supplied to the load 5, for example, while monitoring the DC output voltage Vo, the duty (time ratio) of the pulse drive signal supplied to the switching element 12 of the power converter 11 by the control circuit is monitored. Or it is necessary to vary the frequency. However, under such control, for example, it is difficult to always operate the power converter 11 under an optimal operating condition such as fixing the duty to 50%, and all power supplied to the load 5 is supplied to the power converter 11. However, the DC-DC converter 1 has a problem that an increase in power loss cannot be avoided and high efficiency cannot be achieved.

そこで本発明は、こうした問題に鑑み、電力損失の低減を図り、さらには高効率化を達成できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することをその目的とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a DC-DC converter that can reduce power loss and achieve high efficiency.

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記目的を達成するために、直流入力電圧を第１の交流電圧に変換する主電力変換器と、前記主電力変換器よりも小さな電力容量を有し、前記直流入力電圧を第２の交流電圧に変換する補助電力変換器と、前記第１の交流電圧に前記第２の交流電圧を重畳した電圧を整流平滑し、負荷に直流出力電圧を供給する整流平滑部とにより構成され、前記入力と出力との間を絶縁するトランスを有し、前記主電力変換器は主スイッチング素子を内蔵し、固定したデューティで前記スイッチング素子をスイッチング動作することで、前記第１の交流電圧を生成するように構成し、前記補助電力変換器は補助スイッチング素子を内蔵し、可変したデューティで前記補助スイッチング素子をスイッチング動作することで、前記第２の交流電圧を生成するように構成している。 In order to achieve the above object, the DC-DC converter of the present invention has a main power converter that converts a DC input voltage into a first AC voltage, and a power capacity smaller than that of the main power converter, Auxiliary power converter that converts a DC input voltage into a second AC voltage, and a rectifying and smoothing circuit that rectifies and smoothes a voltage obtained by superimposing the second AC voltage on the first AC voltage and supplies a DC output voltage to a load. The main power converter includes a main switching element, and performs switching operation of the switching element with a fixed duty, whereby the first power converter includes a transformer that insulates between the input and the output. Configured to generate an alternating voltage of 1, the auxiliary power converter incorporates an auxiliary switching element, and by switching the auxiliary switching element with a variable duty, It is configured to generate a serial second AC voltage.

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記目的を達成するために、直流入力電圧を第１の交流電流に変換する主電力変換器と、前記主電力変換器よりも小さな電力容量を有し、前記直流入力電圧を第２の交流電流に変換する補助電力変換器と、前記第１の交流電流に前記第２の交流電流を重畳した電流を整流平滑し、負荷に直流出力電流を供給する整流平滑部とにより構成され、前記入力と出力との間を絶縁するトランスを有し、前記主電力変換器は主スイッチング素子を内蔵し、固定したデューティで前記スイッチング素子をスイッチング動作することで、前記第１の交流電流を生成するように構成し、前記補助電力変換器は補助スイッチング素子を内蔵し、可変したデューティで前記補助スイッチング素子をスイッチング動作することで、前記第２の交流電流を生成するように構成している。 In order to achieve the above object, the DC-DC converter of the present invention has a main power converter that converts a DC input voltage into a first AC current, and a smaller power capacity than the main power converter. Auxiliary power converter for converting the DC input voltage into a second AC current, and rectifying and smoothing a current obtained by superimposing the second AC current on the first AC current and supplying a DC output current to the load A transformer configured to insulate between the input and the output, the main power converter includes a main switching element, and performs a switching operation of the switching element with a fixed duty, The first alternating current converter is configured to generate the first alternating current, and the auxiliary power converter includes an auxiliary switching element, and performs switching operation of the auxiliary switching element with a variable duty. In, and configured to generate the second alternating current.

上記何れの構成においても、前記補助電力変換器を複数台接続するのが好ましい。 In any of the above configurations, it is preferable to connect a plurality of auxiliary power converters.

また、前記補助スイッチング素子のスイッチング周波数は、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数のｎ倍であることが好ましい。 The switching frequency of the auxiliary switching element is preferably n times the switching frequency of the main switching element.

請求項１の発明によれば、負荷への大部分の電力が、主電力変換器から発生する交流電圧によって供給され、残りの電力分について、補助電力変換器の補助スイッチング素子を、可変したデューティでスイッチング動作させることで、負荷への出力電圧を制御することが可能になる。その際、主電力変換器は、主スイッチング素子のスイッチング動作に際してデューティを固定して、常に最適な動作点で動作させることが可能であるため、電力損失が少ない。また、補助電力変換器は、可変したデューティで補助スイッチング素子をスイッチング動作させているものの、負荷への出力電力は小さく、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体に対する電力損失は少ない。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータとして電力損失の低減を図ることができ、さらには高効率化を達成できる。 According to the first aspect of the present invention, most of the power to the load is supplied by the AC voltage generated from the main power converter, and the auxiliary switching element of the auxiliary power converter is made variable with respect to the remaining power. By performing the switching operation at, it becomes possible to control the output voltage to the load. At that time, the main power converter can always operate at an optimum operating point with a fixed duty during the switching operation of the main switching element, and therefore, power loss is small. Further, although the auxiliary power converter performs the switching operation of the auxiliary switching element with a variable duty, the output power to the load is small and the power loss with respect to the entire DC-DC converter is small. Therefore, the power loss can be reduced as a DC-DC converter, and further high efficiency can be achieved.

請求項２の発明によれば、負荷への大部分の電力が、主電力変換器から発生する交流電流によって供給され、残りの電力分について、補助電力変換器の補助スイッチング素子を、可変したデューティでスイッチング動作させることで、負荷への出力電流を制御することが可能になる。その際、主電力変換器は、主スイッチング素子のスイッチング動作に際してデューティを固定して、常に最適な動作点で動作させることが可能であるため、電力損失が少ない。また、補助電力変換器は、可変したデューティで補助スイッチング素子をスイッチング動作させているものの、負荷への出力電力は小さく、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体に対する電力損失は少ない。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータとして電力損失の低減を図ることができ、さらには高効率化を達成できる。 According to the second aspect of the present invention, most of the power to the load is supplied by the alternating current generated from the main power converter, and the auxiliary switching element of the auxiliary power converter is made variable with respect to the remaining power. By performing the switching operation at, it becomes possible to control the output current to the load. At that time, the main power converter can always operate at an optimum operating point with a fixed duty during the switching operation of the main switching element, and therefore, power loss is small. In addition, although the auxiliary power converter performs the switching operation of the auxiliary switching element with a variable duty, the output power to the load is small and the power loss with respect to the entire DC-DC converter is small. Therefore, the power loss can be reduced as a DC-DC converter, and further high efficiency can be achieved.

請求項３の発明によれば、整流平滑部で得られる整流電圧または整流電流のリップル成分をより少なくして、整流平滑部ひいてはＤＣ−ＤＣコンバータの更なる小型化と、高速応答を達成できる。 According to the third aspect of the present invention, the ripple component of the rectified voltage or rectified current obtained by the rectifying / smoothing unit can be reduced to achieve further miniaturization of the rectifying / smoothing unit and thus the DC-DC converter and a high-speed response.

請求項４の発明によれば、補助電力変換器の出力電力が小さいため、補助スイッチング素子におけるスイッチング損失の増加は少なく、補助スイッチング素子を高速にスイッチングさせることにより、補助電力変換器を小型化できる。また、整流平滑部で得られる整流電圧または整流電流のリップル成分がより少なくなり、整流平滑部ひいてはＤＣ−ＤＣコンバータの更なる小型化と、高速応答を達成できる。 According to the invention of claim 4, since the output power of the auxiliary power converter is small, the increase in switching loss in the auxiliary switching element is small, and the auxiliary power converter can be downsized by switching the auxiliary switching element at high speed. . In addition, the ripple component of the rectified voltage or rectified current obtained by the rectifying / smoothing unit is further reduced, so that the rectifying / smoothing unit and thus the DC-DC converter can be further reduced in size and high-speed response.

以下、本発明における電源装置の好ましい実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。なお、従来例と同一の構成には同一の符号を付し、共通する箇所の説明は重複を避けるため、極力省略する。 Hereinafter, a preferred embodiment of a power supply device according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the structure same as a prior art example, and it abbreviate | omits as much as possible in order to avoid duplication of a common location.

図１は、本発明の好ましい一実施例で提案する絶縁形のＤＣ−ＤＣコンバータ５１の概略構成を示したものである。同図において、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、入力側と出力側との間を電気的に絶縁しつつ、直流電源２から入力端子３Ａ，３Ｂに印加する直流入力電圧Ｖｉを、所望の直流出力電圧Ｖｏに変換して出力端子４Ａ，４Ｂから負荷５に供給するもので、前記直流入力電圧Ｖｉを正負交互の矩形状パルスからなる交流電圧Ｖａに変換する絶縁型の主電力変換器６１と、直流入力電圧Ｖｉを正負交互の矩形状パルスからなる別な交流電圧Ｖｂに変換する絶縁型の補助電力変換器７１と、前記主電力変換器６１からの交流電圧Ｖａに補助電力変換器７１からの交流電圧Ｖｂを重畳した加算電圧Ｖａｂを整流して、整流電圧Ｖｄｃを出力する整流回路２１と、整流回路２１からの整流電圧Ｖｄｃを平滑して、出力端子４Ａ，４Ｂに直流出力電圧Ｖｏを出力する出力フィルタ３１と、をそれぞれ備えている。 FIG. 1 shows a schematic configuration of an insulated DC-DC converter 51 proposed in a preferred embodiment of the present invention. In the figure, a DC-DC converter 51 converts a direct-current input voltage Vi applied from a direct-current power supply 2 to input terminals 3A and 3B with a desired direct-current output voltage while electrically insulating the input side and the output side. An isolated main power converter 61 that converts the DC input voltage Vi into an AC voltage Va composed of alternating positive and negative rectangular pulses, and converts it into Vo and supplies it to the load 5 from the output terminals 4A and 4B. An insulating auxiliary power converter 71 that converts the input voltage Vi into another alternating voltage Vb composed of alternating positive and negative rectangular pulses, and an alternating current from the auxiliary power converter 71 to the alternating voltage Va from the main power converter 61. The rectified voltage Vab superimposed with the voltage Vb is rectified to output the rectified voltage Vdc, and the rectified voltage Vdc from the rectified circuit 21 is smoothed to output the DC output voltage Vo to the output terminals 4A and 4B. Includes an output filter 31 which, respectively.

負荷５に大部分の電力を供給する主回路としての主電力変換器６１は、例えばＦＥＴなどの半導体素子で構成されるスイッチング素子６２と、絶縁トランス６３とによるインバータを内蔵している。このスイッチング素子６２と絶縁トランス６３の個数や接続形態については、特に限定しない。スイッチング素子６２は、図示しないパルス生成部からのパルス駆動信号を受けて、固定した周波数とデューティでスイッチング動作するようになっている。また絶縁トランス６３は、その入力側巻線と出力側巻線が電気的には絶縁するものの、磁気的には結合して設けられており、前記スイッチング素子６２のスイッチング動作に伴い、直流電源２からの直流入力電圧Ｖｉを受けて、絶縁トランス６３の入力側巻線に直流電圧を断続的に印加することで、絶縁トランス６３の出力側巻線から、入力側巻線と出力側巻線との巻線比に応じたピークレベルの交流電圧Ｖａが発生するようになっている。 A main power converter 61 as a main circuit that supplies most of the power to the load 5 includes a switching element 62 formed of a semiconductor element such as an FET and an inverter including an insulating transformer 63. The number and connection form of the switching element 62 and the insulating transformer 63 are not particularly limited. The switching element 62 receives a pulse drive signal from a pulse generator (not shown) and performs a switching operation with a fixed frequency and duty. The insulating transformer 63 is provided in a magnetically coupled manner, although the input side winding and the output side winding are electrically insulated, and the DC power source 2 is connected with the switching operation of the switching element 62. In response to the DC input voltage Vi from the insulation transformer 63, the DC voltage is intermittently applied to the input side winding of the insulation transformer 63, so that the output side winding and the output side winding of the insulation transformer 63 A peak level AC voltage Va corresponding to the winding ratio is generated.

一方、補助電力変換器７１は、負荷５に供給する直流出力電圧Ｖｏを制御するための補助回路として設けられ、例えばＦＥＴなどの半導体素子で構成されるスイッチング素子７２と、絶縁トランス７３とによるインバータを内蔵している。このスイッチング素子７２と絶縁トランス７３の個数や接続形態については、特に限定しない。スイッチング素子７２は、図示しない制御部からのパルス駆動信号を受けて、可変したデューティ（周波数はスイッチング素子６２と同一）でスイッチング動作するようになっている。また絶縁トランス７３は、その入力側巻線と出力側巻線が電気的には絶縁するものの、磁気的には結合して設けられており、前記スイッチング素子７２のスイッチング動作に伴い、直流電源２からの直流入力電圧Ｖｉを受けて、絶縁トランス７３の入力側巻線に直流電圧を断続的に印加することで、絶縁トランス７３の出力側巻線から、入力側巻線と出力側巻線との巻線比に応じたピークレベルの交流電圧Ｖｂが発生するようになっている。 On the other hand, the auxiliary power converter 71 is provided as an auxiliary circuit for controlling the DC output voltage Vo supplied to the load 5. For example, the auxiliary power converter 71 is an inverter composed of a switching element 72 composed of a semiconductor element such as an FET and an insulating transformer 73. Built in. The number and connection form of the switching element 72 and the insulating transformer 73 are not particularly limited. The switching element 72 receives a pulse drive signal from a control unit (not shown) and performs a switching operation with a variable duty (frequency is the same as that of the switching element 62). The insulating transformer 73 is provided magnetically coupled to the input side winding and the output side winding, although it is electrically insulated. In response to the DC input voltage Vi from the insulation transformer 73, the DC voltage is intermittently applied to the input side winding of the insulation transformer 73, so that the output side winding and the output side winding of the insulation transformer 73 A peak level AC voltage Vb corresponding to the winding ratio is generated.

本実施例では、主電力変換器６１からの交流電圧Ｖａと、補助電力変換器７１からの交流電圧Ｖｂとを加算した加算電圧Ｖａｂが、整流回路２１に印加されるように、主電力変換器６１と補助電力変換器７１の出力側が直列に接続される。つまり、ここでは所望の出力電圧Ｖｏを得るために、主電力変換器６１からの交流電圧Ｖａに対して、補助電力変換器７１から必要分だけ交流電圧Ｖｂを重畳する構成となっている。また、主電力変換器６１と補助電力変換器７１の各電力容量（交流電圧Ｖａおよび交流電圧Ｖｂ）は異なり、電力容量の大きな主電力変換器６１で、負荷５に大部分の主電力を供給する一方、電力容量の小さな補助電力変換器７１からの交流電圧Ｖｂを、主電力変換器６１からの交流電圧Ｖａに重畳することで、残りの必要な電力分の出力電圧Ｖｏを制御する。その他の構成は、従来例で示した図８と共通している。 In the present embodiment, the main power converter is applied such that the addition voltage Vab obtained by adding the AC voltage Va from the main power converter 61 and the AC voltage Vb from the auxiliary power converter 71 is applied to the rectifier circuit 21. 61 and the output side of the auxiliary power converter 71 are connected in series. That is, here, in order to obtain a desired output voltage Vo, the AC voltage Vb from the auxiliary power converter 71 is superposed on the AC voltage Va from the main power converter 61 by a necessary amount. The main power converter 61 and the auxiliary power converter 71 have different power capacities (the AC voltage Va and the AC voltage Vb), and the main power converter 61 having a large power capacity supplies most of the main power to the load 5. On the other hand, by superimposing the AC voltage Vb from the auxiliary power converter 71 having a small power capacity on the AC voltage Va from the main power converter 61, the output voltage Vo corresponding to the remaining necessary power is controlled. Other configurations are the same as those in FIG. 8 shown in the conventional example.

次に、上記構成について、その作用を図２および図３の波形図に基づき説明する。図２は、主電力変換器６１からの交流電圧Ｖａの平均値Ｖａaveよりも、整流回路２１に印加される加算電圧Ｖａｂの平均値Ｖａｂaveを高くしたい場合（Ｖａave＜Ｖａｂave）の波形図であり、また図３は、交流電圧Ｖａの平均値Ｖａaveよりも、加算電圧Ｖａｂの平均値Ｖａｂaveを低くしたい場合（Ｖａave＞Ｖａｂave）の波形図である。また、これらの各図において、最上段は交流電圧Ｖａの経時変化を示しており、以下、交流電圧Ｖｂ，加算電圧Ｖａｂ，整流電圧Ｖｄｃの各経時変化を示している。 Next, the effect | action of the said structure is demonstrated based on the wave form diagram of FIG. 2 and FIG. FIG. 2 is a waveform diagram when it is desired to make the average value Vabave of the addition voltage Vab applied to the rectifier circuit 21 higher than the average value Vaave of the AC voltage Va from the main power converter 61 (Vave <Vabave). FIG. 3 is a waveform diagram when it is desired to make the average value Vabave of the added voltage Vab lower than the average value Vaave of the AC voltage Va (Vave> Vabave). In each of these drawings, the uppermost stage shows changes with time of the AC voltage Va, and hereinafter shows changes with time of the AC voltage Vb, the addition voltage Vab, and the rectified voltage Vdc.

入力端子３Ａ，３Ｂ間に直流電源２を接続し、出力端子４Ａ，４Ｂ間に負荷５を接続した状態で、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１を動作させると、主電力変換器６１を構成するスイッチング素子６２が、常に固定した周波数とデューティでスイッチング動作され、絶縁トランス６３の入力側巻線に正負交互の直流電圧が断続的に印加される。ここでいう直流電圧とは、直流電源２からの直流入力電圧Ｖｉそのものであってもよいし、直流入力電圧Ｖｉをコンデンサなどで分圧した電圧であってもよい。また、スイッチング素子６２に供給するパルス駆動信号のデューティは、主電力変換器６１として最も電力損失を小さくできる０．５とするのが好ましい。これにより、図２や図３の波形図に示すように、主電力変換器６１からは、同じ時間幅で正負交互に切替る交流電圧Ｖａが発生する。 When the DC-DC converter 51 is operated in a state where the DC power source 2 is connected between the input terminals 3A and 3B and the load 5 is connected between the output terminals 4A and 4B, the switching element 62 constituting the main power converter 61 is operated. However, the switching operation is always performed at a fixed frequency and duty, and a positive and negative alternating DC voltage is intermittently applied to the input side winding of the isolation transformer 63. The direct current voltage here may be the direct current input voltage Vi itself from the direct current power source 2 or may be a voltage obtained by dividing the direct current input voltage Vi with a capacitor or the like. Further, it is preferable that the duty of the pulse drive signal supplied to the switching element 62 is 0.5, which can minimize the power loss as the main power converter 61. As a result, as shown in the waveform diagrams of FIGS. 2 and 3, the main power converter 61 generates an alternating voltage Va that switches between positive and negative alternately with the same time width.

一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の動作時には、補助電力変換器７１を構成するスイッチング素子７２も、前記スイッチング素子６２と同じ周波数で、且つ出力電圧Ｖｏを制御するために可変したデューティでスイッチング動作され、絶縁トランス７３の入力側巻線に正負交互の直流電圧が断続的に印加される。ここでいう直流電圧とは、直流電源２からの直流入力電圧Ｖｉそのものであってもよいし、直流入力電圧Ｖｉをコンデンサなどで分圧した電圧であってもよい。これにより、図２や図３の波形図に示すように、補助電力変換器７１からは、前記交流電圧Ｖａに同期しつつ、スイッチング素子７２に与えられるパルス駆動信号のデューティに依存した時間幅で、正負交互に切替る交流電圧Ｖｂが発生する。 On the other hand, during the operation of the DC-DC converter 51, the switching element 72 constituting the auxiliary power converter 71 is also switched at the same frequency as the switching element 62 and with a variable duty in order to control the output voltage Vo. A positive and negative alternating DC voltage is intermittently applied to the input side winding of the insulating transformer 73. The direct current voltage here may be the direct current input voltage Vi itself from the direct current power source 2 or may be a voltage obtained by dividing the direct current input voltage Vi with a capacitor or the like. As a result, as shown in the waveform diagrams of FIGS. 2 and 3, the auxiliary power converter 71 synchronizes with the AC voltage Va and has a time width depending on the duty of the pulse drive signal applied to the switching element 72. Then, an alternating voltage Vb that switches alternately between positive and negative is generated.

ここで制御部は、所望の出力電圧Ｖｏが得られるように、スイッチング素子７２に供給するパルス駆動信号のデューティを可変すると共に、交流電圧Ｖａの平均値Ｖａaveよりも加算電圧Ｖａｂの平均値Ｖａｂaveを高くする場合には、交流電圧Ｖａと同極性で交流電圧Ｖｂが発生するように、また交流電圧Ｖａの平均値Ｖａaveよりも加算電圧Ｖａｂの平均値Ｖａｂaveを低くする場合には、交流電圧Ｖａと逆極性で交流電圧Ｖｂが発生するように、スイッチング素子７２にパルス駆動信号を供給する。 Here, the control unit varies the duty of the pulse drive signal supplied to the switching element 72 so as to obtain a desired output voltage Vo, and also sets the average value Vabave of the added voltage Vab rather than the average value Vaave of the AC voltage Va. In the case of increasing, the AC voltage Vb is generated with the same polarity as the AC voltage Va, and in the case where the average value Vabave of the added voltage Vab is lower than the average value Vaave of the AC voltage Va, the AC voltage Va A pulse drive signal is supplied to the switching element 72 so that the alternating voltage Vb is generated with the reverse polarity.

これを具体的に説明すると、交流電圧Ｖａの平均値Ｖａaveよりも加算電圧Ｖａｂの平均値Ｖａｂaveを高くしたい場合は、図２に示すように、正極性の電圧レベルＶａ１の交流電圧Ｖａが発生しているときに、正極性の電圧レベルＶｂ１の交流電圧Ｖｂを発生させ、負極性の電圧レベル−Ｖａ１の交流電圧Ｖａが発生しているときに、負極性の電圧レベル−Ｖｂ１の交流電圧Ｖｂを発生させる。整流回路２１への加算電圧Ｖａｂは、これらの交流電圧Ｖａ，Ｖｂを加算したものとなるので、これを全波整流して得た整流電圧Ｖｄｃは、交流電圧ＶｂとしてＶｂ１または−Ｖｂ１の電圧レベルが発生している期間中に、Ｖａ１＋Ｖｂ１となり、出力フィルタ３１を通して負荷５に供給する最終的な出力電圧Ｖｏは、交流電圧Ｖａの電圧レベルＶａ１よりも高くなる。 Specifically, when it is desired to make the average value Vabave of the added voltage Vab higher than the average value Vaave of the AC voltage Va, as shown in FIG. 2, an AC voltage Va having a positive voltage level Va1 is generated. When the AC voltage Vb of the positive polarity voltage level Vb1 is generated and the AC voltage Va of the negative polarity voltage level −Va1 is generated, the AC voltage Vb of the negative polarity voltage level −Vb1 is generated. generate. Since the addition voltage Vab to the rectifier circuit 21 is obtained by adding these alternating voltages Va and Vb, the rectified voltage Vdc obtained by full-wave rectification of the alternating voltage Vab is the voltage level of Vb1 or −Vb1 as the alternating voltage Vb. During the period in which the voltage is generated, Va1 + Vb1, and the final output voltage Vo supplied to the load 5 through the output filter 31 becomes higher than the voltage level Va1 of the AC voltage Va.

一方、交流電圧Ｖａの平均値Ｖａaveよりも加算電圧Ｖａｂの平均値Ｖａｂaveを低くしたい場合は、図３に示すように、正極性の電圧レベルＶａ１の交流電圧Ｖａが発生しているときに、負極性の電圧レベル−Ｖｂ１の交流電圧Ｖｂを発生させ、負極性の電圧レベル−Ｖａ１の交流電圧Ｖａが発生しているときに、正極性の電圧レベルＶｂ１の交流電圧Ｖｂを発生させる。整流回路２１への加算電圧Ｖａｂは、これらの交流電圧Ｖａ，Ｖｂを加算したものとなるので、これを全波整流して得た整流電圧Ｖｄｃは、交流電圧ＶｂとしてＶｂ１または−Ｖｂ１の電圧レベルが発生している期間中に、Ｖａ１−Ｖｂ１となり、出力フィルタ３１を通して負荷５に供給する最終的な出力電圧Ｖｏは、交流電圧Ｖａの電圧レベルＶａ１よりも低くなる。 On the other hand, when it is desired to make the average value Vabave of the addition voltage Vab lower than the average value Vaave of the AC voltage Va, as shown in FIG. 3, when the AC voltage Va of the positive voltage level Va1 is generated, the negative electrode The AC voltage Vb having the positive voltage level -Vb1 is generated, and the AC voltage Vb having the positive voltage level Vb1 is generated when the AC voltage Va having the negative voltage level -Va1 is generated. Since the addition voltage Vab to the rectifier circuit 21 is obtained by adding these alternating voltages Va and Vb, the rectified voltage Vdc obtained by full-wave rectification of the alternating voltage Vab is the voltage level of Vb1 or −Vb1 as the alternating voltage Vb. During the period in which the voltage is generated, Va1−Vb1, and the final output voltage Vo supplied to the load 5 through the output filter 31 is lower than the voltage level Va1 of the AC voltage Va.

このように本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１から負荷５への大部分の電力が、主電力変換器６１から発生する交流電圧Ｖａによって供給され、残りの電力分について、補助電力変換器７１のスイッチング素子７２を、可変したデューティでスイッチング動作させることで、負荷５への出力電圧Ｖｏを調整するようになっている。ここで、交流電圧Ｖｂの電圧レベルＶｂ１，−Ｖｂ１は、出力電圧Ｖｏの可変範囲に応じて、補助電力変換器７１にて設定すればよい。主電力変換器６１は、負荷５に供給する電力の大部分を取り扱うものの、スイッチング素子６２のスイッチング動作に際してデューティを固定して、常に最適な動作点で動作させることが可能であるため、電力損失が少ない。また、補助電力変換器７１は、可変したデューティでスイッチング素子７２をスイッチング動作させているが、負荷５への出力電力は小さく、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１全体に対する電力損失は少ない。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１として高効率化が期待できる。また、図２や図３の各波形図からも明らかなように、交流電圧Ｖａは常時電圧レベルＶａ１または電圧レベル−Ｖａ１となっており、そこに別な交流電圧Ｖｂが重畳されるので、従来例に比べて整流回路２１で得られる整流電圧Ｖｄｃの電圧変化量（リップル成分）が少なく、出力フィルタ３１ひいてはＤＣ−ＤＣコンバータ５１の小型化と、高速応答を達成できる。 Thus, in the present embodiment, most of the power from the DC-DC converter 51 to the load 5 is supplied by the AC voltage Va generated from the main power converter 61, and the auxiliary power converter 71 is used for the remaining power. By switching the switching element 72 with a variable duty, the output voltage Vo to the load 5 is adjusted. Here, the voltage levels Vb1 and -Vb1 of the AC voltage Vb may be set by the auxiliary power converter 71 according to the variable range of the output voltage Vo. Although the main power converter 61 handles most of the power supplied to the load 5, the duty can be fixed at the time of the switching operation of the switching element 62, so that the main power converter 61 can always operate at the optimum operating point. Less is. Further, the auxiliary power converter 71 switches the switching element 72 with a variable duty, but the output power to the load 5 is small and the power loss with respect to the entire DC-DC converter 51 is small. Therefore, high efficiency can be expected as the DC-DC converter 51. As is apparent from the waveform diagrams of FIGS. 2 and 3, the AC voltage Va is always at the voltage level Va1 or the voltage level -Va1, and another AC voltage Vb is superimposed on the AC voltage Va. Compared to the example, the voltage change amount (ripple component) of the rectified voltage Vdc obtained by the rectifier circuit 21 is small, and the output filter 31 and thus the DC-DC converter 51 can be downsized and the high-speed response can be achieved.

次に、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ５１の具体的な回路図を図４で説明する。同図において、主電力変換器６１は、入力端子３Ａ，３Ｂの両端間に接続する入力コンデンサ６５Ａ，６５Ｂの直列回路と、同じく入力端子３Ａ，３Ｂの両端間に接続するＦＥＴからなるスイッチング素子６２Ａ，６２Ｂと、入力コンデンサ６５Ａ，６５Ｂの接続点とスイッチング素子６２Ａ，６２Ｂの接続点との間に、その入力側巻線６６が接続される絶縁トランス６３と、からなる電流共振形ハーフブリッジコンバータとして構成される。 Next, a specific circuit diagram of the DC-DC converter 51 shown in FIG. 1 will be described with reference to FIG. In the figure, a main power converter 61 includes a switching circuit 62A composed of a series circuit of input capacitors 65A and 65B connected between both ends of input terminals 3A and 3B and a FET connected between both ends of the input terminals 3A and 3B. 62B, and an insulating transformer 63 to which the input side winding 66 is connected between the connection point of the input capacitors 65A and 65B and the connection point of the switching elements 62A and 62B, as a current resonance type half-bridge converter. Composed.

ここでの入力コンデンサ６５Ａ，６５Ｂは同じ静電容量を有し、直流入力電圧Ｖｉの半値（Ｖｉ／２）が、それぞれの入力コンデンサ６５Ａ，６５Ｂの両端間に発生するようになっている。また絶縁トランス６３は、２個の出力側巻線６７Ａ，６７Ｂを有する。なお６８Ａ，６８Ｂは、スイッチング素子６２Ａ，６２Ｂのドレイン・ソース間にそれぞれ逆並列接続されるダイオードで、これはスイッチング素子６２Ａ，６２Ｂに内蔵するボディダイオードとして設けられる。 Here, the input capacitors 65A and 65B have the same capacitance, and a half value (Vi / 2) of the DC input voltage Vi is generated between both ends of the respective input capacitors 65A and 65B. The insulating transformer 63 has two output side windings 67A and 67B. 68A and 68B are diodes connected in reverse parallel between the drains and sources of the switching elements 62A and 62B, respectively, and are provided as body diodes built in the switching elements 62A and 62B.

補助電力変換器７１は、入力端子３Ａ，３Ｂの両端間にブリッジ接続されたＦＥＴからなる４個のスイッチング素子７２Ａ，７２Ｂ，７２Ｃ，７２Ｄと、絶縁トランス７３とによるフルブリッジコンバータで構成される。スイッチング素子７２Ａ，７２Ｂの直列回路と、スイッチング素子７２Ｃ，７２Ｄの直列回路が、共に入力端子３Ａ，３Ｂの両端間に接続され、絶縁トランス７３の入力側巻線７６が、スイッチング素子７２Ａ，７２Ｂの接続点と、スイッチング素子７２Ｃ，７２Ｄの接続点との間に接続される。また絶縁トランス７３は、２個の出力側巻線７７Ａ，７７Ｂを有する。なお７８Ａ，７８Ｂ，７８Ｃ，７８Ｄは、スイッチング素子７２Ａ，７２Ｂ，７２Ｃ，７２Ｄのドレイン・ソース間にそれぞれ逆並列接続されるダイオードで、これはスイッチング素子７２Ａ，７２Ｂ，７２Ｃ，７２Ｄに内蔵するボディダイオードとして設けられる。 The auxiliary power converter 71 is configured by a full bridge converter including four switching elements 72A, 72B, 72C, 72D composed of FETs bridged between both ends of the input terminals 3A, 3B, and an insulating transformer 73. A series circuit of the switching elements 72A and 72B and a series circuit of the switching elements 72C and 72D are both connected between both ends of the input terminals 3A and 3B, and the input-side winding 76 of the insulating transformer 73 is connected to the switching elements 72A and 72B. The connection point is connected between the connection points of the switching elements 72C and 72D. The insulating transformer 73 has two output side windings 77A and 77B. 78A, 78B, 78C and 78D are diodes connected in reverse parallel between the drains and sources of the switching elements 72A, 72B, 72C and 72D, respectively, which are body diodes incorporated in the switching elements 72A, 72B, 72C and 72D. It is provided as.

絶縁トランス６３，７３の出力側には、前述した整流回路２１と出力フィルタ３１がそれぞれ設けられる。整流回路２１は、一方の出力側巻線６７Ａ，７７Ａの直列回路に直列接続する第１の整流ダイオード２３Ａと、他方の出力側巻線６７Ｂ，７７Ｂの直列回路に直列接続する第２の整流ダイオード２３Ｂとにより構成される。勿論、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１全体の効率を向上させるために、整流ダイオード２３Ａ，２３Ｂに代わり、それぞれ整流用のスイッチング素子２２を用いてもよい。図４に示す回路例では、整流ダイオード２３Ａ，２３Ｂのカソードどうしが接続され、この接続点に出力フィルタ３１を構成するチョークコイル３２の一端が接続され、チョークコイル３２の他端と、絶縁トランス６３の出力側巻線６７Ａ，６７Ｂの接続点との間に、コンデンサ３３が接続される。そして、このコンデンサ３３の両端に出力端子４Ａ，４Ｂがそれぞれ接続される。 The rectifier circuit 21 and the output filter 31 described above are provided on the output side of the insulating transformers 63 and 73, respectively. The rectifier circuit 21 includes a first rectifier diode 23A connected in series to a series circuit of one output side windings 67A and 77A, and a second rectifier diode connected in series to a series circuit of the other output side windings 67B and 77B. 23B. Of course, in order to improve the efficiency of the entire DC-DC converter 51, a switching element 22 for rectification may be used instead of the rectifier diodes 23A and 23B. In the circuit example shown in FIG. 4, the cathodes of the rectifier diodes 23 A and 23 B are connected to each other, and one end of the choke coil 32 constituting the output filter 31 is connected to this connection point. The capacitor 33 is connected between the connection points of the output side windings 67A and 67B. The output terminals 4A and 4B are connected to both ends of the capacitor 33, respectively.

主電力変換器６１では、前述した固定したデューティで、各スイッチング素子６２Ａ，６２Ｂを交互にオン・オフさせるパルス駆動信号が、当該スイッチング素子６２Ａ，６２Ｂにそれぞれ与えられる。またここでは、絶縁トランス６３の漏れインダクタンスと、コンデンサ６５Ａ，６５Ｂとによる電流共振を実現するために、スイッチング素子６２Ａ，６２Ｂが共にオフになるデッドタイムが、前述のパルス駆動信号によって設けられる。これにより、各スイッチング素子６２Ａ，６２Ｂは、そのドレイン・ソース間に電流が流れない状態で、オン・オフの切替が行なわれるゼロ電流スイッチングが達成される。 In the main power converter 61, pulse driving signals for alternately turning on / off the switching elements 62A, 62B are supplied to the switching elements 62A, 62B at the fixed duty described above. Further, here, in order to realize current resonance by the leakage inductance of the insulating transformer 63 and the capacitors 65A and 65B, a dead time when both the switching elements 62A and 62B are turned off is provided by the aforementioned pulse drive signal. As a result, each of the switching elements 62A and 62B achieves zero current switching in which on / off switching is performed in a state where no current flows between the drain and source thereof.

そして、スイッチング素子６２Ａがオンし、スイッチング素子６２Ｂがオフすると、コンデンサ６５Ａの両端間に発生する直流電圧が絶縁トランス６３の入力側巻線６６のドット側端子に印加され、一方の出力側巻線６７Ａのドット側端子に誘起された電圧が、正極性の電圧レベルＶａ１の交流電圧Ｖａとして発生する。一方、スイッチング素子６２Ｂがオンし、スイッチング素子６２Ａがオフすると、今度はコンデンサ６５Ｂの両端間に発生する直流電圧が絶縁トランス６３の入力側巻線６６の非ドット側端子に印加され、他方の出力側巻線６７Ｂの非ドット側端子に誘起された電圧が、負極性の電圧レベル−Ｖａ１の交流電圧Ｖａとして発生するようになっている。 When the switching element 62A is turned on and the switching element 62B is turned off, a DC voltage generated across the capacitor 65A is applied to the dot side terminal of the input side winding 66 of the insulating transformer 63, and one output side winding is applied. The voltage induced at the 67A dot side terminal is generated as an AC voltage Va having a positive voltage level Va1. On the other hand, when the switching element 62B is turned on and the switching element 62A is turned off, a DC voltage generated between both ends of the capacitor 65B is applied to the non-dot side terminal of the input side winding 66 of the insulation transformer 63, and the other output The voltage induced at the non-dot side terminal of the side winding 67B is generated as an AC voltage Va having a negative voltage level −Va1.

また、補助電力変換器７１は、対をなすスイッチング素子７２Ａ，７２Ｄと、対をなすスイッチング素子７２Ｂ，７２Ｃが交互にオン・オフを繰り返し、且つスイッチング素子７２Ａ，７２Ｂが同時オフ、またはスイッチング素子７２Ｃ，７２Ｄが同時オフになるデッドタイムを設けながら、これらのスイッチング素子７２Ａ，７２Ｂ，７２Ｃ，７２Ｄに可変したデューティでパルス駆動信号が与えられる。ここではスイッチング素子７２Ａ，７２Ｄがオンし、スイッチング素子７２Ｂ，７２Ｃがオフすると、直流入力電圧Ｖｉが絶縁トランス７３の入力側巻線７６のドット側端子に印加され、一方の出力側巻線７７Ａのドット側端子に誘起された電圧が、正極性の電圧レベルＶｂ１の交流電圧Ｖｂとして発生する。一方、スイッチング素子７２Ｂ，７２Ｃがオンし、スイッチング素子７２Ａ，７２Ｄがオフすると、今度はコンデンサ６５Ｂの両端間に発生する直流電圧が絶縁トランス７３の入力側巻線７６の非ドット側端子に印加され、他方の出力側巻線７７Ｂの非ドット側端子に誘起された電圧が、負極性の電圧レベル−Ｖｂ１の交流電圧Ｖｂとして発生するようになっている。 Further, in the auxiliary power converter 71, the pair of switching elements 72A and 72D and the pair of switching elements 72B and 72C are alternately turned on and off, and the switching elements 72A and 72B are simultaneously turned off or the switching element 72C. , 72D are provided with a dead time during which they are simultaneously turned off, and a pulse drive signal is applied to these switching elements 72A, 72B, 72C, 72D with variable duty. Here, when the switching elements 72A and 72D are turned on and the switching elements 72B and 72C are turned off, the DC input voltage Vi is applied to the dot side terminal of the input side winding 76 of the insulating transformer 73, and the output side winding 77A The voltage induced at the dot side terminal is generated as an AC voltage Vb having a positive voltage level Vb1. On the other hand, when the switching elements 72B and 72C are turned on and the switching elements 72A and 72D are turned off, a DC voltage generated between both ends of the capacitor 65B is applied to the non-dot side terminal of the input side winding 76 of the insulating transformer 73. The voltage induced at the non-dot side terminal of the other output side winding 77B is generated as an alternating voltage Vb having a negative voltage level -Vb1.

そして図４の提案回路では、電流共振形ハーフブリッジコンバータで構成される主電力変換器６１と、フルブリッジコンバータで構成される補助電力変換器７１とを用い、２つの絶縁トランス６３，７３により、主電力変換器６１から出力する交流電圧Ｖａと、補助電力変換器７１から出力する交流電圧Ｖｂとを直列に重畳することで、負荷５に供給する出力電圧Ｖｏを制御する。この結果、負荷５に供給する電力のうち、目標とする出力電圧Ｖｏの差分のみを補助電力変換器７１で変換する。これによって、大部分の電力は補助電力変換器７１を通過させることなく、高効率な共振形の主電力変換器６１を通過することになり、主電力変換器６１および補助電力変換器７１全体としての変換器容量の低減と、損失の低減を実現できる。しかも、ここでは、共振形の高効率を維持した上で、補助電力変換器７１からの交流電圧Ｖｂにより出力電圧Ｖｏを可変できる利点もある。 In the proposed circuit shown in FIG. 4, a main power converter 61 composed of a current resonance type half-bridge converter and an auxiliary power converter 71 composed of a full-bridge converter are used. The output voltage Vo supplied to the load 5 is controlled by superimposing the AC voltage Va output from the main power converter 61 and the AC voltage Vb output from the auxiliary power converter 71 in series. As a result, of the power supplied to the load 5, only the difference of the target output voltage Vo is converted by the auxiliary power converter 71. As a result, most of the power passes through the high-efficiency resonance type main power converter 61 without passing through the auxiliary power converter 71, and the main power converter 61 and the auxiliary power converter 71 as a whole. The converter capacity and loss can be reduced. In addition, here, there is an advantage that the output voltage Vo can be varied by the AC voltage Vb from the auxiliary power converter 71 while maintaining the high efficiency of the resonance type.

図５は、図４に示す提案回路の実験結果を示したものである。この図５では、負荷５が１０２Ｗで、入力電圧ＶｉをＤＣ３６Ｖ〜６０Ｖに変化させた時に、効率と損失がどのように変化するのかをプロットしている。なお、実験での出力電圧ＶｏはＤＣ４８Ｖとなるように制御され、また各スイッチング素子６２Ａ，６２Ｂのスイッチング周波数は２８６ｋＨｚであった。特に入力電圧Ｖｉが基準電圧であるＤＣ４８Ｖに近いところで、９２．１％の高い効率が得られている。またこのときの損失は、１０Ｗ以下に低減している。 FIG. 5 shows the experimental results of the proposed circuit shown in FIG. FIG. 5 plots how the efficiency and loss change when the load 5 is 102 W and the input voltage Vi is changed from DC 36V to 60V. The output voltage Vo in the experiment was controlled to be DC 48V, and the switching frequency of each of the switching elements 62A and 62B was 286 kHz. In particular, a high efficiency of 92.1% is obtained when the input voltage Vi is close to DC48V which is the reference voltage. Moreover, the loss at this time is reduced to 10 W or less.

図６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１として最適な動作点において、主電力変換器６１を構成する絶縁トランス６３の入力側巻線６６を流れる入力電流ｉＴと、スイッチング素子６２Ｂのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとの経時変化を示したものである。同図に示すように、主電力変換器６１の共振周波数に合せて、スイッチング素子６２Ｂのオン・オフが切替り、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が実現できていることがわかる。これにより、スイッチング素子６２Ｂのスイッチング損失を低減できる。ここでは、共振周波数が２８６ｋＨｚとして、主電力変換器６１の各素子を選定している。 FIG. 6 shows an input current iT flowing through the input side winding 66 of the insulating transformer 63 constituting the main power converter 61 and the gate-source voltage Vgs of the switching element 62B at the optimum operating point as the DC-DC converter 51. The change with time is shown. As shown in the figure, it can be seen that the switching element 62B is switched on and off in accordance with the resonance frequency of the main power converter 61, thereby realizing zero current switching (ZCS). Thereby, the switching loss of the switching element 62B can be reduced. Here, each element of the main power converter 61 is selected with a resonance frequency of 286 kHz.

図７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の別な変形例を示したものである。図１に示す例では、負荷５の出力電圧Ｖｏを制御する関係で、主電力変換器６１および補助電力変換器７１は、共に電圧出力形となっていたが、図７に示す例では、負荷５の出力電流Ｉｏを制御するために、主電力変換器６１および補助電力変換器７１が、共に電流出力形の構成となっている。この場合、主電力変換器６１で得られる交流電流ｉａと、補助電力変換器７１で得られる交流電流ｉｂを加算した加算電流ｉａｂが、整流回路２１に印加されるように、主電力変換器６１と補助電力変換器７１の出力側が並列に接続される。それ以外の各部の構成は、図１に示すものと共通しており、上述の説明で交流電圧Ｖａを交流電流ｉａとし、交流電圧Ｖｂを交流電流ｉｂとし、加算電圧Ｖａｂを加算電流ｉａｂとし、整流電圧Ｖｄｃを整流電流ｉｄｃとし、出力電圧Ｖｏを出力電流Ｉｏとして、各々置き換えることで、電圧出力形の主電力変換器６１および補助電力変換器７１と同様の作用効果を発揮する。 FIG. 7 shows another modification of the DC-DC converter 51. In the example shown in FIG. 1, the main power converter 61 and the auxiliary power converter 71 are both voltage output types because of the control of the output voltage Vo of the load 5, but in the example shown in FIG. In order to control the output current Io of 5, the main power converter 61 and the auxiliary power converter 71 both have a current output type configuration. In this case, the main power converter 61 so that the addition current iab obtained by adding the AC current ia obtained by the main power converter 61 and the AC current ib obtained by the auxiliary power converter 71 is applied to the rectifier circuit 21. And the output side of the auxiliary power converter 71 are connected in parallel. The configuration of each other part is the same as that shown in FIG. 1. In the above description, the alternating voltage Va is the alternating current ia, the alternating voltage Vb is the alternating current ib, the added voltage Vab is the added current iab, By replacing the rectified voltage Vdc with the rectified current idc and the output voltage Vo with the output current Io, the same effects as the voltage output type main power converter 61 and auxiliary power converter 71 are exhibited.

以上のように本実施例では、直流入力電圧Ｖｉを第１の交流電圧Ｖａに変換する主電力変換器６１と、主電力変換器６１よりも小さな電力容量を有し、直流入力電圧Ｖｉを第２の交流電圧Ｖｂに変換する補助電力変換器７１と、第１の交流電圧Ｖａに第２の交流電圧Ｖｂを重畳した電圧（加算電圧Ｖａｂ）を整流平滑し、負荷５に直流出力電圧Ｖｏを供給する整流平滑部としての整流回路２１および出力フィルタ３１とにより構成され、前記入力と出力との間を絶縁するトランスとしての絶縁トランス６３，７３を有し、主電力変換器６１は主スイッチング素子であるスイッチング素子６２を内蔵し、固定したデューティでスイッチング素子６２をスイッチング動作することで、第１の交流電圧Ｖａを生成するように構成する一方で、補助電力変換器７１は補助スイッチング素子である別なスイッチング素子７２を内蔵し、可変したデューティでスイッチング素子７２をスイッチング動作することで、第２の交流電圧Ｖｂを生成するように構成している。 As described above, in this embodiment, the main power converter 61 that converts the DC input voltage Vi into the first AC voltage Va, the power capacity smaller than that of the main power converter 61, and the DC input voltage Vi Auxiliary power converter 71 that converts the second AC voltage Vb to the second AC voltage Vb, and a voltage (addition voltage Vab) obtained by superimposing the second AC voltage Vb on the first AC voltage Va is rectified and smoothed, and the DC output voltage Vo is applied to the load 5. The rectifier circuit 21 as a rectifying / smoothing unit to be supplied and an output filter 31 have insulating transformers 63 and 73 as transformers for insulating between the input and the output, and the main power converter 61 is a main switching element. Is configured to generate the first AC voltage Va by switching the switching element 62 with a fixed duty. Converter 71 incorporates a separate switching element 72 is an auxiliary switching element, by switching operation of the switching element 72 at a variable and duty, and configured to generate a second alternating voltage Vb.

この場合、負荷５への大部分の電力が、主電力変換器６１から発生する交流電圧Ｖａによって供給され、残りの電力分について、補助電力変換器７１のスイッチング素子７２を、可変したデューティでスイッチング動作させることで、負荷５への出力電圧Ｖｏを制御することが可能になる。その際、主電力変換器６１は、スイッチング素子６２のスイッチング動作に際してデューティを固定して、常に最適な動作点で動作させることが可能であるため、電力損失が少ない。また、補助電力変換器７１は、可変したデューティでスイッチング素子７２をスイッチング動作させているものの、負荷５への出力電力は小さく、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１全体に対する電力損失は少ない。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１として電力損失の低減を図ることができ、さらには高効率化を達成できる。 In this case, most of the power to the load 5 is supplied by the AC voltage Va generated from the main power converter 61, and the switching element 72 of the auxiliary power converter 71 is switched with a variable duty for the remaining power. By operating, the output voltage Vo to the load 5 can be controlled. At that time, the main power converter 61 can always operate at an optimum operating point with a fixed duty during the switching operation of the switching element 62, and therefore, power loss is small. Although the auxiliary power converter 71 switches the switching element 72 with a variable duty, the output power to the load 5 is small and the power loss with respect to the entire DC-DC converter 51 is small. Therefore, the power loss can be reduced as the DC-DC converter 51, and further high efficiency can be achieved.

また、図７に示すように、直流入力電圧Ｖｉを第１の交流電流ｉａに変換する主電力変換器６１と、主電力変換器６１よりも小さな電力容量を有し、直流入力電圧Ｖｉを第２の交流電流ｉｂに変換する補助電力変換器７１と、第１の交流電流ｉａに第２の交流電流ｉｂを重畳した電流（加算電流ｉａｂ）を整流平滑し、負荷５に直流出力電流Ｉｏを供給する整流平滑部としての整流回路２１および出力フィルタ３１とにより構成され、前記入力と出力との間を絶縁するトランスとしての絶縁トランス６３，７３を有し、主電力変換器６１は主スイッチング素子であるスイッチング素子６２を内蔵し、固定したデューティでスイッチング素子６２をスイッチング動作することで、第１の交流電流ｉａを生成するように構成する一方で、補助電力変換器７１は補助スイッチング素子である別なスイッチング素子７２を内蔵し、可変したデューティでスイッチング素子７２をスイッチング動作することで、第２の交流電流ｉｂを生成するように構成してもよい。 Further, as shown in FIG. 7, the main power converter 61 that converts the DC input voltage Vi into the first AC current ia, the power capacity smaller than that of the main power converter 61, and the DC input voltage Vi Auxiliary power converter 71 that converts the AC current ib to 2 and the current (addition current iab) obtained by superimposing the second AC current ib on the first AC current ia is rectified and smoothed, and the DC output current Io is applied to the load 5. The rectifier circuit 21 as a rectifying / smoothing unit to be supplied and an output filter 31 have insulating transformers 63 and 73 as transformers for insulating between the input and the output, and the main power converter 61 is a main switching element. Is configured to generate the first alternating current ia by switching the switching element 62 with a fixed duty. Exchanger 71 incorporates a separate switching element 72 is an auxiliary switching element, by switching operation of the switching element 72 at a variable and duty may be configured to generate a second alternating current ib.

この場合も、負荷５への大部分の電力が、主電力変換器６１から発生する交流電流ｉａによって供給され、残りの電力分について、補助電力変換器７１のスイッチング素子７２を、可変したデューティでスイッチング動作させることで、負荷５への出力電流Ｉｏを制御することが可能になる。その際、主電力変換器６１は、スイッチング素子６２のスイッチング動作に際してデューティを固定して、常に最適な動作点で動作させることが可能であるため、電力損失が少ない。また、補助電力変換器７１は、可変したデューティでスイッチング素子７２をスイッチング動作させているものの、負荷５への出力電力は小さく、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１全体に対する電力損失は少ない。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１として電力損失の低減を図ることができ、さらには高効率化を達成できる。 Also in this case, most of the electric power to the load 5 is supplied by the alternating current ia generated from the main power converter 61, and the switching element 72 of the auxiliary power converter 71 is changed with a variable duty for the remaining power. By performing the switching operation, the output current Io to the load 5 can be controlled. At that time, the main power converter 61 can always operate at an optimum operating point with a fixed duty during the switching operation of the switching element 62, and therefore, power loss is small. Although the auxiliary power converter 71 switches the switching element 72 with a variable duty, the output power to the load 5 is small and the power loss with respect to the entire DC-DC converter 51 is small. Therefore, the power loss can be reduced as the DC-DC converter 51, and further high efficiency can be achieved.

他の好ましい例として、図１や図７に示す補助電力変換器７１を複数台接続してもよい。この場合、電圧出力形の補助電力変換器７１では、主電力変換器６１と各補助電力変換器７１の出力側を直列に接続し、電流出力形の補助電力変換器７１では、主電力変換器６１と各補助電力変換器７１の出力側を並列に接続する。こうすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１としての電力損失は増加するものの、整流回路２１で得られる整流電圧Ｖｄｃまたは整流電流ｉｄｃのリップル成分をより少なくして、出力フィルタ３１ひいてはＤＣ−ＤＣコンバータ５１の更なる小型化と、高速応答を達成できる。 As another preferred example, a plurality of auxiliary power converters 71 shown in FIGS. 1 and 7 may be connected. In this case, in the voltage output type auxiliary power converter 71, the main power converter 61 and the output side of each auxiliary power converter 71 are connected in series, and in the current output type auxiliary power converter 71, the main power converter 61 and the output side of each auxiliary power converter 71 are connected in parallel. In this way, although the power loss as the DC-DC converter 51 is increased, the ripple component of the rectified voltage Vdc or rectified current idc obtained by the rectifier circuit 21 is reduced to further reduce the output filter 31 and the DC-DC converter 51. It can achieve miniaturization and fast response.

また、補助電力変換器７１を構成するスイッチング素子７２のスイッチング周波数が、主電力変換器６１を構成するスイッチング素子６２のスイッチング周波数のｎ倍（但し、ｎは１以上の自然数）となるようなパルス駆動信号を、制御部からスイッチング素子７２に供給してもよい。この場合、補助電力変換器７１の出力電力が小さいため、スイッチング素子７２におけるスイッチング損失の増加は少なく、スイッチング素子７２を高速にスイッチングさせることにより、補助電力変換器７１を小型化できる。また、整流回路２１で得られる整流電圧Ｖｄｃまたは整流電流ｉｄｃのリップル成分がより少なくなり、出力フィルタ３１ひいてはＤＣ−ＤＣコンバータ５１の更なる小型化と、高速応答を達成できる。 Further, a pulse in which the switching frequency of the switching element 72 constituting the auxiliary power converter 71 is n times the switching frequency of the switching element 62 constituting the main power converter 61 (where n is a natural number of 1 or more). A drive signal may be supplied from the control unit to the switching element 72. In this case, since the output power of the auxiliary power converter 71 is small, an increase in switching loss in the switching element 72 is small, and the auxiliary power converter 71 can be downsized by switching the switching element 72 at high speed. Further, the ripple component of the rectified voltage Vdc or the rectified current idc obtained by the rectifier circuit 21 is reduced, so that further downsizing of the output filter 31 and thus the DC-DC converter 51 and a high-speed response can be achieved.

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。主電力変換器６１や補助電力変換器７１は、図４に示す提案回路以外の構成であってもかまわない。 In addition, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation implementation is possible in the range of the summary of this invention. The main power converter 61 and the auxiliary power converter 71 may have a configuration other than the proposed circuit shown in FIG.

本発明の好ましい一実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。It is a circuit block diagram of the DC-DC converter in one preferable Example of this invention. 同上、図１における各部の動作波形図である。FIG. 2 is an operation waveform diagram of each part in FIG. 同上、図１における各部の動作波形図である。FIG. 2 is an operation waveform diagram of each part in FIG. 同上、図１の具体的な回路図である。FIG. 2 is a specific circuit diagram of FIG. 同上、図４の提案回路で、入力電圧を変化させた時の効率と損失の変化を示す特性図である。FIG. 5 is a characteristic diagram showing changes in efficiency and loss when the input voltage is changed in the proposed circuit of FIG. 同上、図４の提案回路で、主電力変換器の入力電流と、主電力変換器を構成するスイッチング素子のゲート・ソース間電圧との関係を示す波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram showing the relationship between the input current of the main power converter and the gate-source voltage of the switching elements constituting the main power converter in the proposed circuit of FIG. 本発明の別な変形例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。It is a circuit block diagram of the DC-DC converter in another modification of this invention. 従来例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。It is a circuit block diagram of the DC-DC converter in a prior art example.

Explanation of symbols

２１整流回路（整流平滑部）
３１出力フィルタ（整流平滑部）
６１主電力変換器
６２スイッチング素子（主スイッチング素子）
６３絶縁トランス（トランス）
７１補助電力変換器
７２スイッチング素子（補助スイッチング素子）
７３絶縁トランス（トランス） 21 Rectifier circuit (rectifier smoothing unit)
31 Output filter (rectifying / smoothing part)
61 Main power converter 62 Switching element (Main switching element)
63 Insulation transformer (transformer)
71 Auxiliary power converter 72 Switching element (auxiliary switching element)
73 Insulation transformer (transformer)

Claims

A main power converter that converts a DC input voltage into a first AC voltage; an auxiliary power converter that has a smaller power capacity than the main power converter and converts the DC input voltage into a second AC voltage; A transformer that rectifies and smoothes a voltage obtained by superimposing the second AC voltage on the first AC voltage and supplies a DC output voltage to a load, and insulates the input from the output Have
The main power converter includes a main switching element, and is configured to generate the first AC voltage by switching the switching element at a fixed duty. The auxiliary power converter is configured to generate an auxiliary switching element. And a DC-DC converter configured to generate the second AC voltage by switching the auxiliary switching element with a variable duty.

A main power converter that converts a DC input voltage into a first AC current; an auxiliary power converter that has a smaller power capacity than the main power converter and converts the DC input voltage into a second AC current; A transformer that rectifies and smoothes a current obtained by superimposing the second AC current on the first AC current and supplies a DC output current to a load, and insulates the input from the output Have
The main power converter includes a main switching element, and is configured to generate the first alternating current by switching the switching element with a fixed duty, and the auxiliary power converter is configured to generate the auxiliary switching element. And a DC-DC converter configured to generate the second alternating current by switching the auxiliary switching element with a variable duty.

3. The DC-DC converter according to claim 1, wherein a plurality of the auxiliary power converters are connected.

3. The DC-DC converter according to claim 1, wherein a switching frequency of the auxiliary switching element is n times (where n is a natural number of 1 or more) a switching frequency of the main switching element.