JP2009038499A - Phase shifter - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、高周波信号の通過位相を変化させることができる移相器に関するものである。 The present invention relates to a phase shifter that can change the passing phase of a high-frequency signal.
例えば、非特許文献1に開示されている従来の移相器は、以下のように構成されている。
(1)高周波信号を入出力する第1の入出力端子と、高周波信号を入出力する第2の入出力端子との間に、第1、第2及び第3のハイインピーダンス線路を直列に接続する。
(2)第1、第2及び第3のハイインピーダンス線路と並列に、第1、第2及び第3の両持ちブリッジ型MEMSスイッチを接続する。
(3)第1、第2及び第3の両持ちブリッジ型MEMSスイッチとグランドの間に、第1、第2及び第3のキャパシタを接続する。
For example, a conventional phase shifter disclosed in Non-Patent
(1) First, second and third high impedance lines are connected in series between a first input / output terminal for inputting / outputting a high frequency signal and a second input / output terminal for inputting / outputting a high frequency signal. To do.
(2) Connect the first, second and third both-end bridge type MEMS switches in parallel with the first, second and third high impedance lines.
(3) The first, second and third capacitors are connected between the first, second and third both-end supported bridge type MEMS switches and the ground.
従来の移相器では、第1、第2及び第3の両持ちブリッジ型MEMSスイッチがOFF状態であるときに、第1の入出力端子と第2の入出力端子間を通過する高周波信号の位相を基準状態とし、高周波信号の位相を変化させるとき、第1、第2及び第3の両持ちブリッジ型MEMSスイッチをON状態にする。
第1、第2及び第3の両持ちブリッジ型MEMSスイッチがON状態になると、第1、第2及び第3のキャパシタの作用により、第1の入出力端子と第2の入出力端子間を通過する高周波信号の位相が変化する。
In the conventional phase shifter, when the first, second and third both-end supported bridge type MEMS switches are in the OFF state, the high-frequency signal passing between the first input / output terminal and the second input / output terminal When the phase is set to the reference state and the phase of the high-frequency signal is changed, the first, second and third both-end bridge type MEMS switches are turned on.
When the first, second, and third both-end bridge type MEMS switches are turned on, the first, second, and third capacitors cause the first input / output terminal and the second input / output terminal to be connected. The phase of the high-frequency signal that passes through changes.
従来の移相器は以上のように構成されているので、第1、第2及び第3の両持ちブリッジ型MEMSスイッチのON/OFF状態を切り替えれば、第1の入出力端子と第2の入出力端子間を通過する高周波信号の位相を変化させることができる。しかし、両持ちブリッジ型MEMSスイッチを実装すると、移相器のサイズが大きくなってしまう課題があった。
両持ちブリッジ型MEMSスイッチの代わりに、片持ち梁構造スイッチを用いれば、サイズの小形化を図ることができるが、その片持ち梁構造スイッチを駆動するためには高抵抗を実装する必要が生じ、高周波線路では、高抵抗に信号が流れるため、移相器の損失が大きくなってしまう課題があった。
Since the conventional phase shifter is configured as described above, if the ON / OFF state of the first, second, and third both-end bridge type MEMS switches is switched, the first input / output terminal and the second input / output terminal The phase of the high-frequency signal passing between the input / output terminals can be changed. However, when the dual-support bridge type MEMS switch is mounted, there is a problem that the size of the phase shifter increases.
If a cantilever structure switch is used instead of the double-supported bridge type MEMS switch, the size can be reduced. However, in order to drive the cantilever structure switch, it is necessary to mount a high resistance. In the high-frequency line, there is a problem that a loss of the phase shifter becomes large because a signal flows through a high resistance.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、小形化及び低損失化を実現することができる移相器を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a phase shifter capable of realizing miniaturization and low loss.
この発明に係る移相器は、一端が高周波信号を入出力する第1の入出力端子と接続され、他端が高周波信号を入出力する第2の入出力端子と接続されたインダクタと、一端が第2の入出力端子と接続されたキャパシタとを設け、スイッチの一端をキャパシタの他端と接続し、スイッチの他端をグランドと接続するようにしたものである。 The phase shifter according to the present invention includes an inductor having one end connected to a first input / output terminal that inputs and outputs a high-frequency signal and the other end connected to a second input / output terminal that inputs and outputs a high-frequency signal; Is provided with a capacitor connected to the second input / output terminal, one end of the switch is connected to the other end of the capacitor, and the other end of the switch is connected to the ground.
この発明によれば、一端が高周波信号を入出力する第1の入出力端子と接続され、他端が高周波信号を入出力する第2の入出力端子と接続されたインダクタと、一端が第2の入出力端子と接続されたキャパシタとを設け、スイッチの一端をキャパシタの他端と接続し、スイッチの他端をグランドと接続するように構成したので、小形化及び低損失化を実現することができる効果がある。 According to this invention, one end is connected to a first input / output terminal that inputs and outputs a high-frequency signal, the other end is connected to a second input / output terminal that inputs and outputs a high-frequency signal, and one end is a second. A capacitor connected to the I / O terminal is provided, and one end of the switch is connected to the other end of the capacitor, and the other end of the switch is connected to the ground, so that miniaturization and low loss can be realized. There is an effect that can.
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による移相器を示す構成図であり、図において、入出力端子1は高周波信号を入出力する端子であり、入出力端子1は第1の入出力端子を構成している。
入出力端子2は高周波信号を入出力する端子であり、入出力端子2は第2の入出力端子を構成している。
インダクタ3は一端が入出力端子1と接続され、他端が入出力端子2と接続されている。
キャパシタ4は一端が入出力端子2と接続されている。
スイッチ5は一端がキャパシタ4の他端と接続され、他端がグランド6と接続されている。
FIG. 1 is a block diagram showing a phase shifter according to
The input /
The
One end of the
The
図2は図1の移相器の基準状態を示す等価回路であり、図3は図1の移相器の移相状態を示す等価回路である。
なお、図1から図3では、インダクタ3の規格化リアクタンスをXで表し、キャパシタ4の規格化サセプタンスをBで表している。
FIG. 2 is an equivalent circuit showing a reference state of the phase shifter of FIG. 1, and FIG. 3 is an equivalent circuit showing a phase shift state of the phase shifter of FIG.
1 to 3, the normalized reactance of the
次に動作について説明する。
スイッチ5がオフ状態のときは、高周波信号がキャパシタ4に流れないため、移相器の等価回路は、図2に示すような回路になる。
このとき、入出力端子1から高周波信号が入力されると、その高周波信号は、インダクタ3の作用により位相偏移が生じ、位相偏移後の高周波信号が入出力端子2から出力される。
Next, the operation will be described.
When the
At this time, when a high-frequency signal is input from the input /
以下、この状態を「基準状態」と称するが、この基準状態における高周波信号の反射振幅|S11|と通過位相θ1は、次式のように表される。
次に、スイッチ5がオン状態のときは、高周波信号がキャパシタ4にも流れるため、移相器の等価回路は、図3に示すような回路になる。
このとき、入出力端子1から高周波信号が入力されると、その高周波信号は、インダクタ3及びキャパシタ4の作用により位相偏移が生じ、位相偏移後の高周波信号が入出力端子2から出力される。
Next, when the
At this time, when a high-frequency signal is input from the input /
以下、この状態を「移相状態」と称するが、この移相状態における高周波信号の反射振幅|S11’|と通過位相θ2は、次式のように表される。
ここで、B・X << 1とすると、移相器の移相量Δθは以下のように表される。
したがって、スイッチ5のON/OFFを切り替えることにより、高周波信号の通過位相θ1,θ2が変化し、その通過位相θ1,θ2の差分が移相器の移相量Δθとして得られることがわかる。
また、基準状態及び移相状態における反射損失を低くするために、|S11|=|S11’|の条件を課すと、所要の移相量Δθを得るに際して、最適な規格化リアクタンスXと規格化サセプタンスBは、次式で与えられる。
X=B/2=tanθ
Therefore, by switching ON / OFF of the
Further, if the condition of | S 11 | = | S 11 ′ | is imposed in order to reduce the reflection loss in the reference state and the phase shift state, the optimum normalized reactance X and The normalized susceptance B is given by the following equation.
X = B / 2 = tan θ
以下、例として、所要の移相量Δθが“11.25°”である場合について述べる。
図4は移相量Δθが“11.25°”であるときの規格化リアクタンスXと規格化サセプタンスBの関係を示す説明図である。
図4において、“△”及び“□”の記号は、基準状態と移相状態の反射振幅を表している。
また、実線は、基準状態と移相状態の両状態における反射振幅の最悪値を表しており、点線は、所要の移相量Δθ=11.25°を得るための規格化サセプタンスBを表している。
Hereinafter, a case where the required phase shift amount Δθ is “11.25 °” will be described as an example.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing the relationship between the normalized reactance X and the normalized susceptance B when the phase shift amount Δθ is “11.25 °”.
In FIG. 4, the symbols “Δ” and “□” represent the reflection amplitudes in the reference state and the phase shift state.
The solid line represents the worst value of the reflection amplitude in both the reference state and the phase shift state, and the dotted line represents the normalized susceptance B for obtaining the required phase shift amount Δθ = 11.25 °. Yes.
図4から明らかなように、X=0.2のとき、反射振幅が最小となることがわかる。
よって、インダクタ3とキャパシタ4を適切に選ぶことで、スイッチ5のON/OFFを切り替えることにより、所要の移相量Δθが得られる反射損失の小さい小形な移相器が構成される。
なお、スイッチ5の他端がグランド6と接続されているので、そのスイッチ5を駆動するために高抵抗を実装する必要がない。したがって、当該高抵抗に信号が流れないため、移相器の損失が大きくなることがない。
As can be seen from FIG. 4, the reflection amplitude is minimized when X = 0.2.
Accordingly, by appropriately selecting the
In addition, since the other end of the
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、一端が高周波信号を入出力する入出力端子1と接続され、他端が高周波信号を入出力する入出力端子2と接続されたインダクタ3と、一端が入出力端子2と接続されたキャパシタ4とを設け、スイッチ5の一端をキャパシタ4の他端と接続し、スイッチ5の他端をグランド6と接続するように構成したので、小形化及び低損失化を実現することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the first embodiment, one end of the inductor is connected to the input /
実施の形態2.
図5はこの発明の実施の形態2による移相器を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
キャパシタ11は一端が入出力端子1と接続されており、キャパシタ11は第1のキャパシタを構成している。
キャパシタ12は一端が入出力端子2と接続されており、キャパシタ12は第2のキャパシタを構成している。
スイッチ13は一端がキャパシタ11の他端と接続され、他端がグランド15と接続されており、スイッチ13は第1のスイッチを構成している。
スイッチ14は一端がキャパシタ12の他端と接続され、他端がグランド16と接続されており、スイッチ14は第2のスイッチを構成している。
5 is a block diagram showing a phase shifter according to
One end of the
One end of the
The
The
図6は図5の移相器の基準状態を示す等価回路であり、図7は図5の移相器の移相状態を示す等価回路である。
なお、図5から図7では、インダクタ3の規格化リアクタンスをXで表し、キャパシタ11,12の規格化サセプタンスをBで表している。
6 is an equivalent circuit showing a reference state of the phase shifter of FIG. 5, and FIG. 7 is an equivalent circuit showing a phase shift state of the phase shifter of FIG.
5 to 7, the normalized reactance of the
次に動作について説明する。
スイッチ13,14がオフ状態のときは、高周波信号がキャパシタ11,12に流れないため、移相器の等価回路は、図6に示すような回路になる。
このとき、入出力端子1から高周波信号が入力されると、その高周波信号は、インダクタ3の作用により位相偏移が生じ、位相偏移後の高周波信号が入出力端子2から出力される。
Next, the operation will be described.
When the
At this time, when a high-frequency signal is input from the input /
以下、この状態を「基準状態」と称するが、この基準状態における高周波信号の反射振幅|S11|と通過位相θ1は、次式のように表される。
次に、スイッチ13,14がオン状態のときは、高周波信号がキャパシタ11,12にも流れるため、移相器の等価回路は、図7に示すような回路になる。
このとき、入出力端子1から高周波信号が入力されると、その高周波信号は、インダクタ3及びキャパシタ11,12の作用により位相偏移が生じ、位相偏移後の高周波信号が入出力端子2から出力される。
Next, when the
At this time, when a high-frequency signal is input from the input /
以下、この状態を「移相状態」と称するが、この移相状態における高周波信号の反射振幅|S11’|と通過位相θ2は、次式のように表される。
ここで、B・X << 1とすると、移相器の移相量Δθは以下のように表される。
したがって、スイッチ13,14のON/OFFを切り替えることにより、高周波信号の通過位相θ1,θ2が変化し、その通過位相θ1,θ2の差分が移相器の移相量Δθとして得られることがわかる。
また、基準状態及び移相状態における反射損失を低くするために、|S11|=|S11’|の条件を課すと、所要の移相量Δθを得るに際して、最適な規格化リアクタンスXと規格化サセプタンスBは、次式で与えられる。
X=B=tanθ
Therefore, by switching ON / OFF of the
Further, if the condition of | S 11 | = | S 11 ′ | is imposed in order to reduce the reflection loss in the reference state and the phase shift state, the optimum normalized reactance X and The normalized susceptance B is given by the following equation.
X = B = tan θ
以下、例として、所要の移相量Δθが“22.5°”である場合について述べる。
図8は移相量Δθが“22.5°”であるときの規格化リアクタンスXと規格化サセプタンスBの関係を示す説明図である。
図8において、“△”及び“□”の記号は、基準状態と移相状態の反射振幅を表している。
また、実線は、基準状態と移相状態の両状態における反射振幅の最悪値を表しており、点線は、所要の移相量Δθ=22.5°を得るための規格化サセプタンスBを表している。
Hereinafter, a case where the required phase shift amount Δθ is “22.5 °” will be described as an example.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing the relationship between the normalized reactance X and the normalized susceptance B when the phase shift amount Δθ is “22.5 °”.
In FIG. 8, the symbols “Δ” and “□” represent the reflection amplitudes in the reference state and the phase shift state.
The solid line represents the worst value of the reflection amplitude in both the reference state and the phase shift state, and the dotted line represents the normalized susceptance B for obtaining the required phase shift amount Δθ = 22.5 °. Yes.
図8から明らかなように、X=0.4のとき、反射振幅が最小となることがわかる。
よって、インダクタ3とキャパシタ11,12を適切に選ぶことで、スイッチ13,14のON/OFFを切り替えることにより、所要の移相量Δθが得られる反射損失の小さい小形な移相器が構成される。
なお、スイッチ13,14の他端がグランド15,16と接続されているので、そのスイッチ13,14を駆動するために高抵抗を実装する必要がない。したがって、当該高抵抗に信号が流れないため、移相器の損失が大きくなることがない。
As can be seen from FIG. 8, the reflection amplitude is minimized when X = 0.4.
Therefore, by appropriately selecting the
Since the other ends of the
以上で明らかなように、この実施の形態2によれば、一端が高周波信号を入出力する入出力端子1と接続され、他端が高周波信号を入出力する入出力端子2と接続されたインダクタ3と、一端が入出力端子1と接続されたキャパシタ11と、一端が入出力端子2と接続されたキャパシタ12とを設け、スイッチ13,14の一端をキャパシタ11,12の他端と接続し、スイッチ13,14の他端をグランド15,16と接続するように構成したので、小形化及び低損失化を実現することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the second embodiment, one end of the inductor is connected to the input /
実施の形態3.
図9はこの発明の実施の形態3による移相器を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
片持ち梁構造スイッチ20は図1のスイッチ5と同様に、一端がキャパシタ4の他端と接続され、他端がグランド6と接続されている。
FIG. 9 is a block diagram showing a phase shifter according to
As with the
図10はこの発明の実施の形態3による移相器の片持ち梁構造スイッチ20を示す断面図である。
図において、基板21の上にはグランド6と接続されている高周波線路22と、キャパシタ4と接続されている高周波線路23が形成されている。
高周波線路22は片持ち梁22aが形成されており、片持ち梁22aの支持端22bが基板21に支持されている。また、片持ち梁22aの自由端22cには可動電極24が設けられている。
FIG. 10 is a sectional view showing a
In the figure, a
The high-
高周波線路23には固定電極25が設けられており、固定電極25は可動電極24と対向する位置に配置されている。
制御電源27は基板21上に形成されている制御電極26に対する電圧の印加を制御することにより、片持ち梁22aの撓みを制御して、可動電極24と固定電極25間の接続と非接続を切り替える処理を行う。
なお、制御電極26及び制御電源27から制御手段が構成されている。
The high-
The
The control means is composed of the
次に動作について説明する。
上記実施の形態1では、キャパシタ4とグランド6の間にスイッチ5が接続されているものについて示したが、そのスイッチ5として、片持ち梁構造スイッチ20を用いるようにしてもよい。
なお、図9は、スイッチ5として、片持ち梁構造スイッチ20を用いるものを示しているが、上記実施の形態2における図5のスイッチ13,14として、片持ち梁構造スイッチ20を用いるようにしてもよい。
Next, the operation will be described.
In the first embodiment, the
FIG. 9 shows that the
片持ち梁構造スイッチ20をオン状態にする場合、制御電源27が制御電極26に電圧を印加する。
これにより、制御電極26から電磁力が発生して、片持ち梁22aを支点として、可動電極24が制御電極26に引き寄せられることにより、可動電極24が固定電極25と接触し、片持ち梁構造スイッチ20がオン状態になる。
このように、片持ち梁構造スイッチ20がオン状態になると、高周波線路22と高周波線路23が接続されるため、キャパシタ4とグランド6が接続される(図3を参照)。
なお、片持ち梁構造スイッチ20における片持ち梁22aの支持端22bがグランド6と接続されているので、片持ち梁構造スイッチ20を高抵抗を介してグランド6に接続する必要がなくなり、低損失の移相器を実現することができる。
When the
As a result, electromagnetic force is generated from the
Thus, when the cantilever
In addition, since the
一方、片持ち梁構造スイッチ20をオフ状態にする場合、制御電源27が制御電極26に印加している電圧を取り去るようにする。
これにより、制御電極26の電磁力が消失して、可動電極24が制御電極26から引き寄せられなくなることにより、可動電極24と固定電極25の接触が解除し、片持ち梁構造スイッチ20がオフ状態になる。
このように、片持ち梁構造スイッチ20がオフ状態になると、高周波線路22と高周波線路23が開放される(図2を参照)。
On the other hand, when the
As a result, the electromagnetic force of the
As described above, when the
以上で明らかなように、この実施の形態3によれば、スイッチ5として片持ち梁構造スイッチ20を用いて、片持ち梁構造スイッチ20における片持ち梁22aの支持端22bをグランド6と接続するように構成したので、低損失の移相器を実現することができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the third embodiment, the
実施の形態4.
図11はこの発明の実施の形態4による移相器を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
キャパシタスイッチ30は一端が入出力端子2と接続され、他端がグランド6と接続されている。
FIG. 11 is a block diagram showing a phase shifter according to
The
図12はこの発明の実施の形態4による移相器のキャパシタスイッチ30を示す平面図である。
また、図13は図12のキャパシタスイッチ30におけるX−X’断面図であり、図14は図12のキャパシタスイッチ30におけるY−Y’断面図である。
図12から図14において、図1及び図10と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ストリップ導体31はグランド32,33と共に、コプレーナ線路を構成している。
ただし、図12では、ストリップ導体31がコプレーナ線路を構成しているものを示しているが、ストリップ導体31がマイクロストリップ線路を構成していてもよい。
絶縁体34は一方の面がストリップ導体31と接し、他方の面が固定電極25と接している。
FIG. 12 is a plan view showing a
13 is an XX ′ sectional view of the
12 to 14, the same reference numerals as those in FIGS. 1 and 10 indicate the same or corresponding parts, and thus the description thereof is omitted.
The
However, FIG. 12 shows the
The
次に動作について説明する。
上記実施の形態1では、キャパシタ4とグランド6の間にスイッチ5が接続されているものについて示したが、キャパシタ4及びスイッチ5として、キャパシタスイッチ30を用いるようにしてもよい。
なお、図11は、キャパシタ4及びスイッチ5として、キャパシタスイッチ30を用いるものを示しているが、上記実施の形態2における図5のキャパシタ11,12及びスイッチ13,14として、キャパシタスイッチ30を用いるようにしてもよい。
Next, the operation will be described.
In the first embodiment, the
11 shows the
キャパシタスイッチ30の片持ち梁構造スイッチ20をオン状態にする場合、上記実施の形態3と同様に、制御電源27が制御電極26に電圧を印加する。
片持ち梁構造スイッチ20がオン状態になると、ストリップ導体31の下部にある固定電極25がグランド33と導通されるため、ストリップ導体31、絶縁物34及び固定電極25によって、コプレーナ線路に対してシャントのキャパシタを構成することになる。
When the
When the
一方、キャパシタスイッチ30の片持ち梁構造スイッチ20をオフ状態にする場合、上記実施の形態3と同様に、制御電源27が制御電極26に印加している電圧を取り去るようにする。
片持ち梁構造スイッチ20がオフ状態になると、ストリップ導体31の下部にある固定電極25がグランド33と導通されないため、コプレーナ線路が通過状態となる。
On the other hand, when the
When the
以上で明らかなように、キャパシタスイッチ30の片持ち梁構造スイッチ20のON/OFFを切り替えることにより、上記実施の形態3と同様の作用が得られ、低損失の移相器を実現することができる効果を奏する。
As apparent from the above, by switching ON / OFF the
1 入出力端子(第1の入出力端子)、2 入出力端子(第2の入出力端子)、3 インダクタ、4 キャパシタ、5 スイッチ、6 グランド、11 キャパシタ(第1のキャパシタ)、12 キャパシタ(第2のキャパシタ)、13 スイッチ(第1のスイッチ)、14 スイッチ(第2のスイッチ)、20 片持ち梁構造スイッチ、21 基板、
22,23 高周波線路、22a 片持ち梁、22b 支持端、22c 自由端、24 可動電極、25 固定電極、26 制御電極(制御手段)、27 制御電源(制御手段)、30 キャパシタスイッチ、31 ストリップ導体、32,33 グランド、34 絶縁体。
1 input / output terminal (first input / output terminal), 2 input / output terminal (second input / output terminal), 3 inductor, 4 capacitor, 5 switch, 6 ground, 11 capacitor (first capacitor), 12 capacitor ( Second capacitor), 13 switch (first switch), 14 switch (second switch), 20 cantilever switch, 21 substrate,
22, 23 High-frequency line, 22a Cantilever, 22b Support end, 22c Free end, 24 Movable electrode, 25 Fixed electrode, 26 Control electrode (control means), 27 Control power supply (control means), 30 Capacitor switch, 31
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2007
- 2007-07-31 JP JP2007199528A patent/JP2009038499A/en active Pending
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JP7369255B1 (en) | 2022-08-23 | 2023-10-25 | 株式会社フジクラ | digital phase shifter |
WO2024042765A1 (en) * | 2022-08-23 | 2024-02-29 | 株式会社フジクラ | Digital phase shifter |
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