JP2009010994A

JP2009010994A - 電子回路およびその制御方法

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Publication number: JP2009010994A
Application number: JP2008229215A
Authority: JP
Inventors: Shunzo Yamashita; 春造山下
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2008-09-08
Filing date: 2008-09-08
Publication date: 2009-01-15
Anticipated expiration: 2024-03-09
Also published as: JP4333809B2

Abstract

【課題】センサノードとして好適な、高感度の無線機能を有し、かつ低消費電力動作可能
な電子回路を提供する。
【解決手段】基板ＢＯ１と、センサを接続するためのコネクタＣＮ１と、コネクタを経由
してセンサからセンサデータの入力を受け、送信データを形成する第１の信号処理回路と
、第１の信号処理回路からの送信信号を高周波信号に変換する第２の信号処理回路ＣＨＩ
Ｐ１とを有し、コネクタ及び第１の信号処理回路は基板の第１の面に実装し、第２の信号
処理回路は基板の第２の面に実装する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信機能付きの電子回路に関する。特に、センサネットシステムを構築
するために好適な小型かつ低消費電力な電子回路に関する。

近年、センサに無線通信機能を有する小型の電子回路を付加して、現実世界の様々な情
報をリアルタイムに情報処理装置に取り込むネットワークシステム（以下、センサネット
という）が検討されている。センサネットには幅広い応用が考えられており、例えば、無
線回路、プロセッサ、センサ、電池を集積した指輪型の小型電子回路により、脈拍等を常
時モニタし、モニタ結果は無線通信により診断装置に送信され、モニタ結果に基づいて健
康状態を判定するといったような医療応用も考えられている（非特許文献１）。

しかし、センサネットを広く実用化するためには、無線通信機能、センサ、および、電
池等の電源を搭載する電子回路（以下、センサノードという）を、長時間に渡ってメンテ
ナンスフリー、かつセンサデータを送信し続けられるものとし、かつ外形も小型化するこ
とが重要になる。このため、超小型でどこにでも設置できるセンサノードの開発が進めら
れている。現段階では、実用上、１年程度の期間、電池交換をせずに使用可能であること
が、メンテナンスコストおよび使い勝手の両面から必要と考えられている。

このように、センサノードは、超小型であると同時に低消費電力であることが要求され
る。例えば、非特許文献２には、「Ｍｉｃａ２Ｄｏｔ」と呼ばれる、直径３ｃｍ程度の小
型のセンサノードのプロトタイプが紹介されている。このＭｉｃａ２Ｄｏｔは、無線通信
に必要な機能を集積したＲＦチップと、低消費電力なプロセッサチップから構成される。
このプロトタイプにおいては、９９％の時間は待機状態で、残りの１％の時間のみを間欠
的に起動してセンサを動かして結果を無線通信するという間欠動作により、小型電池にて
１年程度の動作が可能としている。このセンサノードでは、米国にて免許不要で使用可能
な周波数帯である２６０〜４７０ＭＨｚ、９０２〜９２８ＭＨｚ等の周波数帯を利用して
無線通信を行う。一般的に無線通信を行うためには、免許やあらかじめ認証された特別な
送受信機を使用する必要があり、利用に制限が大きい。そのため、免許不要な周波数を利
用するのであれば、手間とコストをかけずに設置可能となりシステムの構築が容易になる
ため、このような周波数帯を用いることが有利である。特に、米国においては送信電力の
最大値は、４３３ＭＨｚ帯では電界強度は１１ｍＶ／ｍ以下、また、９００ＭＨｚ帯では
、５０ｍＶ／ｍ以下と規定されており（いずれも送信点より３ｍの距離の地点）、免許不
要な周波数帯の中でも、これらの送信電力の規制値が比較的緩和されている周波数帯を使
用することで、良好な通信性能かつ低コスト化を実現している。

しかし、電波法規は国や地域によって異なっており、例えば日本における電波法規は非
特許文献３に記載されている通りであり、必ずしも免許不要な周波数帯において許容され
ている電界強度が緩和されているとは限らない。
また、非特許文献４には、センサノードの電源として好適な小型ボタン電池が開示され
ている。

Sokwoo Rhee他「Artifact-Resistant Power-Efficient Design of Finger-Ring Plethysmographic Sensors」, IEEE Transactions On Biomedical Engineering, Vol.48, No.7, July 2001, pp.795-805

Crossbow 「Smarter Sensors In Silicon」[online]［２００４年２月１６日検索］、インターネット〈URL : http://www.xbow.com/Support/Support_pdf_files/Motetraining/Hardware.pdf〉「たくさん使われている微弱無線機器」[online]［２００４年２月１７日検索］、インターネット〈URL : http://www.circuitdesign.jp/jp/technical/technical_pdf/bijaku.pdf.PDF〉「Data Sheet CR2032」[online]［２００４年２月２１日検索］、インターネット〈URL : http://www.maxell.co.jp/e/products/industrial/battery/pdf/CR2032_DataSheet.pdf〉

無線通信で必須な電波資源（使用可能な周波数帯域と最大送信電力）は国や地域によっ
て異なっており、非特許文献３に示されるように、日本において免許不要で使用可能な電
波資源は以下の通りとなっている。
１．３２２ＭＨｚ以下あるいは１０ＧＨｚ以上の周波数帯
送信点より３ｍの距離にて、電界強度が５００μＶ／ｍ以下
２．３２２ＭＨｚ以上かつ１０ＧＨｚ以下の周波数帯
送信点より３ｍの距離にて、３５μＶ／ｍ以下。

この規制値は米国での規制値よりもはるかに厳しい値である。このため、高い送信電力
を想定して設計されたセンサノードを厳しい電波規制環境で使用するためには、送信電力
を当初の設定値よりも低くなるようにしなければならない。しかし、受信側にて元々想定
していた電力よりも遥かに低い電力しか受信できないためうまく動作しない。例えば、米
国の電波規制のもとで設計されたセンサノードを日本の電波規制のもとで使おうとすれば
、９００ＭＨｚ帯の場合、送信電力は５０ｍＶ／ｍから３５μＶ／ｍに削減しなければな
らないのである。つまり、電波強度は、６３ｄＢ（＝２０×ｌｏｇ（５０ｍＶ／０．０３
５ｍＶ））も弱める必要があることになる。

一般的なＲＦチップでは最小受信感度（受信可能な高周波無線信号の信号レベルの最小
値）は、−１００ｄＢｍ程度である。電波強度が６３ｄＢも弱まるとすると、ほとんど受
信不可能に陥ってしまう。具体的には、数１０ｍの距離で安定して送受信できていたもの
が、数ｍの距離でも通信できない事態に陥ってしまうおそれがある。使用する周波数を３
１５ＭＨｚに変更すれば、電波強度として５００μＶ／ｍが許容されるため、状況は多少
改善される。しかし、この場合でも、４０ｄＢ（＝２０×ｌｏｇ（５０ｍＶ／０．５ｍＶ
））も劣化していまい、やはり、通信可能な距離の劣化は避けられない。

受信感度を向上させるためには、まずＲＦチップをより高感度とすることであるが、現
状のＣＭＯＳテクノロジではこれ以上の感度向上は困難であると考えられる。そのため、
外付けの高周波低雑音増幅器（Low Noise Amplifier、ＬＮＡ）を、ＲＦチップの入力に
付加して、受信感度を上げる方法が広く実行されている。このような増幅器を付加して、
受信された信号を２０ｄＢ程度増幅すれば、理論的には、１０ｍ程度の通信距離が可能に
なるものと考えられる。

しかし、我々が実際に試行した範囲ではこれだけでは不十分であった。通常、センサノ
ードでは、サイズの制約からプロセッサチップとＲＦチップを非常に小さい領域（〜数ｃ
ｍ角）に集積する必要がある。一方、よく知られているように、センサノードのように微
弱な高周波無線信号で無線通信を行う場合には、プロセッサチップからの輻射ノイズが障
害となって簡単には受信感度向上できない。通常、デジタル回路は、方形波で信号をやり
取りする。方形波は様々な周波数成分の交流信号から構成され、その中には無線通信で使
用する信号成分に極めて近い周波数帯の信号が含まれている。一方、ＲＦチップでは、非
常に微弱な高周波無線信号（典型的にはμＶ以下のオーダー）を増幅して、所望のデータ
を復調する。このため、デジタル回路の信号が少しでも、ＲＦチップの入力部分に回り込
んでしまうと、ＲＦチップでは、アンテナからの高周波無線信号を正常に復調できなくな
ってしまう。さらに、一見すると全く違う周波数成分でも、増幅回路ＬＮＡやＲＦチップ
内部で使用される半導体デバイスの入出力非線形特性により、新たな周波数成分の信号が
合成され、受信対象の周波数帯にノイズ信号が出現してしまう。このため、最悪の場合、
受信感度を上げる目的で追加した増幅器ＬＮＡが増幅しているのはプロセッサチップから
の輻射ノイズである、ということにもなりかねない。したがって、センサノードにおいて
は小型化と受信感度の向上という相反する課題を解決する必要がある。

また、増幅器ＬＮＡの採用は、消費電力ひいては電池寿命に影響を与える。増幅器ＬＮ
Ａに未使用時に増幅器ＬＮＡチップ全体を待機状態として消費電力を抑える機能が具備さ
れていたとしても、待機状態で最大で１０μＡ程度の待機電流が消費される。センサノー
ドをメンテナンスフリーとし、かつコンパクトで長時間動作を可能にするためには、ボタ
ン電池を使用せざるを得ない。しかし、このようなボタン電池だと電流容量はせいぜい２
００ｍＡｈである。このため、増幅器ＬＮＡで常時１０μＡ程度の電流を消費するとする
と、何も動作しなくとも２年程度（２．２８年＝２００ｍＡｈ／０．０１ｍＡ／２４ｈ／
３６５ｄａｙ）しか持たない。実際には、条件により電池容量は低減し、例えば低温時に
は電池容量が減少することが知られており、一層電池寿命を短くしてしまう。

電池寿命の観点から重要なのはその使い方である。非特許文献４に示されるように、ボ
タン電池では、数ｍＡを超えるような大電流を流し続けると、電池容量は極端に劣化する
。さらに、発明者が検証したところ、ボタン電池を使用する場合には、パルス的に（間欠
的に）ボタン電池を使用する場合においてもピーク電流を抑えないと、電池容量が極端に
劣化してしまうという問題が見出された。発明者の実測では、パルス的に１０ｍＡ程度の
電流を消費させた場合でも同様の現象が観測されている。これまでのセンサノードでは、
例えば非特許文献２に示されているように、デューティ比（間欠動作において、実際に動
作している時間と間欠動作の時間間隔の比率）を１％以下に抑えることにより、平均消費
電流を下げて電池寿命を延ばすことを目指している。したがって、デューティ比を下げて
平均消費電流を削減する方式は、大きなピーク電流を生じさせてしまう場合には電池容量
が極端に劣化してしまうので、かえって電池寿命を短くしてしまうおそれがある。

現状の半導体テクノロジで実現可能なＲＦチップでは、送受信には１０ｍＡ程度の電流
が必要であり、低消費電力なプロセッサチップを動作させるにも５ｍＡ程度の電流が必要
である。さらに、増幅器ＬＮＡにも１０ｍＡの電流が必要である。したがって全体として
は、送受信には２０ｍＡ程度の電流が必要である。このため、非特許文献２が開示するよ
うに、０．１％程度の低いデューティ比で動作させて、見かけ上の消費電流を１０μＡ程
度に抑えたとしても、実際には、ピーク電流によるボタン電池容量の劣化現象のため、寿
命はかなり短くなるおそれがある。さらに、センサの消費電流を考慮すると、実際の電池
寿命はもっと短いものになる。一般的なセンサネット応用では、センサとして、温度セン
サ、加速度センサ、光学センサ等が考えられる。このうち、温度センサは数μＡのものが
入手可能である。しかし、非特許文献１で開示される光学センサベースの脈拍センサでは
、ピークで数ｍＡの電流が必要である。また、温度センサの消費電流が数μＡであるとし
ても、常時起動したままにしておくと、ボタン電池の電流容量が限られたものであるため
、動作寿命に与える影響は無視できない（５μＡとした場合でも、２００ｍＡｈ／５μＡ
／２４ｈ／３６５ｄａｙ＝４．５年しか持たない）。

そこで、本発明により、ノイズの影響を極力排除して増幅器ＬＮＡにより実効的な受信
感度を高めるとともに、待機電流を極力抑えながら、ピーク電流も低く抑えて、ボタン電
池の電池容量の劣化現象を低減して、小型でかつ長寿命な実用的なセンサノードを提供す
る。
さらに、本発明では、センサノードにおいて、電池寿命を最大限に延ばすために、プロ
セッサチップ／ＲＦチップ／ＬＮＡ／センサを総合的に制御して、待機電流およびピーク
電流を最小限に抑えることを可能とする制御方式を提供する。

本発明の代表的なものは下記のとおりである。本発明の電子装置は、基板と、センサを
接続するためのコネクタと、コネクタを経由してセンサからセンサデータの入力を受け、
送信データを形成する第１の信号処理回路と、第１の信号処理回路からの送信信号を高周
波信号に変換する第２の信号処理回路とを有し、コネクタ及び第１の信号処理回路は基板
の第１の面に実装され、第２の信号処理回路は基板の第２の面に実装される。これにより
ノイズの発生源となるデジタル回路と高周波回路とを分離する。その効果をより高めるた
めに基板にはノイズシールド層を設ける。さらに、それぞれの面の配置もノイズ発生源に
なる回路とノイズにセンシティブな回路とを遠ざけるように工夫する。

また、電子装置は間欠動作するものとし、使われない回路については電源を遮断可能に
構成する。例えば、高周波低雑音増幅器ＬＮＡは受信動作を行わない場合には電源遮断し
、センシング動作を行わない場合にはセンサへの電源供給を遮断する。
さらに、ボタン電池にて電源が供給され、内部処理と外部装置との送受信処理とを同時
に実行可能に構成された電子装置に対して、内部処理に要する消費電流と送受信処理に要
する消費電流の和が所定の電流量を越えると判断される場合には内部処理と送受信処理と
を異なるタイミングで実行し、内部処理に要する消費電流と送受信処理に要する消費電流
の和が所定の電流量を越えないと判断される場合には内部処理と送受信処理とを重複する
タイミングで実行する。ボタン電池は一時的であっても大きなピーク電流が流れると電池
寿命を劣化させるため、推定される消費電流に基づき動作タイミングを決定させるもので
ある。

本発明により、実用的な通信距離性能を有し、実用的な動作寿命を有するセンサノード
が実現可能となる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。なお、同一符号を付
した構成要素は、同一または類似の構成を示すものである。
図１に、センサノードＳＮ１を構成する回路を基板ＢＯ１の表面ＳＩＤＥ１へ実装した
様子を示し、図２に、基板ＢＯ１の裏面ＳＩＤＥ２へ実装した様子を示す。図１に示され
るように、基板ＢＯ１の表面ＳＩＤＥ１には、高周波信号処理チップＣＨＩＰ１（以下、
「ＲＦチップ」と称する）、第１の水晶振動子Ｘ１、高周波スイッチＲＦＳＷ、高周波低
雑音増幅器ＬＮＡ、マッチング回路ＭＡ、裏面ＳＩＤＥ２に実装された回路とのインタフ
ェースＩＦ１、表示装置ＤＩＳＰ、および、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４が実装さ
れている。また、図２に示されるように、裏面ＳＩＤＥ２には、プロセッサチップＣＨＩ
Ｐ２、コネクタＣＮ１、第１および第２の電源遮断スイッチ（ＰＳ１、ＰＳ２）、内部セ
ンサとしての温度センサＴＳ１、第２および第３の水晶振動子（Ｘ２、Ｘ３）、及び表面
ＳＩＤＥ１上に設けられたスイッチＲＦＳＷおよび増幅器ＬＮＡをインタフェースＩＦ１
経由で制御するＲＦＳＷ／ＬＮＡ制御回路ＬＳＣから構成される。コネクタＣＮ１には外
部センサが接続される。なお、水晶振動子Ｘ１〜Ｘ３に代えてセラミック振動子を用いる
こともできる。

ＲＦチップＣＨＩＰ１とプロセッサチップＣＨＩＰ２とはインタフェースＩＦ１により
相互に接続される。プロセッサチップＣＨＩＰ２は、内部センサから、またはコネクタＣ
Ｎ１経由で外部センサからセンサデータを収集し、センサデータをインタフェースＩＦ１
経由でＲＦチップＣＨＩＰ１に引き渡す。ＲＦチップＣＨＩＰ１はセンサデータを無線信
号に変換して、センサノードＳＮ１の外部に設置される外部無線端末に送信する。また、
逆に外部無線端末からの無線信号を受信する。外部無線端末からは、典型的には、センサ
データの送信要求や、無線通信の周波数や伝送レート等の動作パラメータが送信され、セ
ンサノードＳＮ１で受信されたデータは、インタフェースＩＦ１経由でプロセッサチップ
ＣＨＩＰ２に引き渡され、次回からの無線通信時の設定等に使用される。

図３に示すのはセンサノードＳＮ１の断面図である。この図に示されるように、基板Ｂ
Ｏ１内部には、グランドプレーンＧＰ１および電源プレーンＶＰ１が設置されている。こ
れら２つのプレーンは、基板ＢＯ１の表裏のシールドとして利用され、表面ＳＩＤＥ１に
実装される高周波回路に伝達されるプロセッサチップＣＨＩＰ２等から発生されるノイズ
を低減して実効的な受信感度を向上させる。グランドプレーンＧＰ１は、グランド電位（
基準電位）ＧＮＤに接続されたビア（例えばビアＶ２０）に接続され、グランド電位ＧＮ
Ｄが与えられている。また、電源プレーンＶＰ１は、電源ラインＶＤＤに接続されたビア
（例えばビアＶ１０）に接続され、電源電位ＶＤＤが与えられている。図４および図５は
、それぞれグランドプレーンＧＰ１および電源プレーンＶＰ１の平面構成を示した図であ
る。グランドプレーンＧＰ１では、グランドに接続しても良いビア（例えば、Ｖ２０）以
外の部分では、ビアに接触しないようにプレーン層を設置しない。図４に示す、電源電位
ＶＤＤに接続されたビアを通すためのビア孔ＶＨ１０〜１５やインタフェースＩＦ１を通
すためのビア孔ＶＨＩ１がこれに該当する。同様に、電源プレーンＶＰ１においても電源
プレーンＶＰ１に接続しないビアの周囲にはプレーン層を設置しない（図５）。

なお、図３では、２層のプレーン層のうちＲＦチップＣＨＩＰ１に近い方のプレーン層
をグランドプレーンＧＰ１としているが、これは表面ＳＩＤＥ１上の高周波回路から見た
場合のグランドプレーンＧＰ１の電源インピーダンスを低くできることから好ましい構成
である。また、図４、図５の例ではビア孔以外の全面にプレーン層を設けているが、裏面
ＳＩＤＥ２または表面ＳＩＤＥ１の配線層としてその一部を用いることも可能である。

次に、図２を参照しながら、基板ＢＯ１の裏面ＳＩＤＥ２に実装されたプロセッサチッ
プＣＨＩＰ２について説明する。プロセッサチップＣＨＩＰ２は、メモリ回路ＭＥＭ、プ
ロセッサ回路ＣＰＵ、データ入出力回路ＳＩＯ、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣ、タイミング生成
回路ＴＩＭ、プログラマブル入出力回路ＰＩＯを含む。これらの回路ブロックは、内部バ
スＢＵ１により相互に結合され、データのやり取りや制御がなされる。

メモリ回路ＭＥＭは低消費電力なＳＲＡＭ（Static Random Access Memory）やフラッ
シュメモリ等の不揮発メモリで構成される。メモリ回路ＭＥＭ上に、後述する本発明に特
有な制御方式を実現するためのソフトウェアが搭載される。プロセッサ回路ＣＰＵは搭載
されたソフトウェアに従ってプロセッサチップＣＨＩＰ２内の他の回路ブロックを制御し
て、所望の動作を実現する。
データ入出力回路ＳＩＯはシリアルデータの入出力回路であり、センサデータをＲＦチ
ップＣＨＩＰ１に送るために使用される。また、プログラマブル入出力回路ＰＩＯはパラ
レルデータの入出力回路であり、主にＲＦチップＣＨＩＰ１の送信／受信等の動作モード
の制御に必要な制御データの入出力のために使用される。

コネクタＣＮ１には外部センサが接続されるが、外部センサはアナログデータを出力す
るものであっても、デジタルデータを出力するものであってもよい。アナログタイプのセ
ンサのセンサデータＡＰはＡＤ変換回路ＡＤＣによりデジタルデータに変換される。例え
ば、センサノードＳＮ１にはアナログタイプの温度センサＴＳ１が基板ＢＯ１上に内蔵さ
れており、センサＴＳ１からの温度データＡＴはＡＤ変換回路ＡＤＣにてデジタル量に変
換され、必要に応じてメモリＭＥＭ上に格納される。一方、デジタルタイプのセンサデー
タＤＰはプログラマブル入出力回路ＰＩＯを介してプロセッサチップＣＨＩＰ２に入力さ
れ、必要に応じてメモリＭＥＭ上に格納される。

また、プロセッサチップＣＨＩＰ２はＲＦＳＷ／ＬＮＡ制御回路ＬＳＣを制御し、増幅
器ＬＮＡの電源のオン／オフや高周波スイッチＲＦＳＷの送受信切り替えを実行する。さ
らに、プロセッサチップＣＨＩＰ２は電源遮断スイッチＰＳ１，ＰＳ２を制御して、温度
センサＴＳ１や外部センサの電源のオン／オフを制御する。また、タイミング生成回路Ｔ
ＩＭは、水晶振動子Ｘ２またはＸ３の発振周波数から、動作に必要なタイミング、例えば
、クロック信号や後述する間欠動作において使用されるタイマ信号が生成される。

なお、プロセッサチップＣＨＩＰ２は、低消費電力動作のため２つの水晶振動子を使い
分けている。水晶振動子Ｘ２はメインクロック用で、例えば、数ＭＨｚ以上のものである
。メインクロック使用時の消費電流は、典型的には数ｍＡとなる。一方、水晶振動子Ｘ３
は、サブクロックおよびタイマ信号の生成用で、例えば腕時計用に使用される３２ＫＨｚ
の超低消費電力のタイプのもので構成される。プロセッサチップＣＨＩＰ２は、低消費電
力モードにおいてメインクロックＸ２を停止させ、サブクロックＸ３によりプロセッサチ
ップを駆動することにより、消費電流を１０μＡ以下に削減可能である。さらに、上記回
路ブロックのうちＡＤ変換回路ＡＤＣ、データ入出力回路ＳＩＯ、プログラマブル入出力
回路ＰＩＯ、メモリＭＥＭは、プロセッサ回路ＣＰＵからの制御によりクロック供給を止
めることにより、待機時の消費電流を低く抑え、数μＡ以下の待機電流を実現することが
できる。

次に、図１を参照しながら、基板ＢＯ１の表面ＳＩＤＥ１に実装されたＲＦチップＣＨ
ＩＰ１について説明する。ＲＦチップＣＨＩＰ１は、高周波変復調回路ＲＦ、発振回路Ｏ
ＳＣ及び制御回路ＣＯＮから構成される。プロセッサチップＣＨＩＰ２から送られて来た
センサデータＤＳは高周波変復調回路ＲＦにおいて所定の周波数帯（〜３１５ＭＨｚ）の
高周波無線信号ＲＦＯに変換され、外部無線端末へと送信される。また、外部無線端末か
らの高周波無線信号は、アンテナＡＮＴ１にて受信され、高周波変復調回路ＲＦにて復調
される。復調された信号ＣＳはインタフェースＩＦ１経由でプロセッサチップＣＨＩＰ２
に引き渡される。なお、センサノードＳＮ１では受信強度をモニタしており、受信強度を
示す信号ＡＳも高周波変復調回路ＲＦのＲＳＳＩ端子からインタフェースＩＦ１経由でプ
ロセッサチップＣＨＩＰ２に引き渡されている。

また、発振回路ＯＳＣは水晶振動子Ｘ１の発振周波数をベースに、ＲＦチップＣＨＩＰ
１全体の動作に必要なクロック信号、及び目的の無線通信帯の高周波信号（搬送周波数信
号）が生成される。
さらに、高周波変復調回路ＲＦと発振回路ＯＳＣとは、制御回路ＣＯＮにより、プロセ
ッサチップＣＨＩＰ２の制御信号ＣＳに応じて制御される。具体的には、送信や受信等の
動作モードの切り替えや、送受信信号の周波数帯の微調整、あるいは、送信電力等が制御
される。さらに、プロセッサチップＣＨＩＰ２からの制御信号により発振回路ＯＳＣを停
止させて、ＲＦチップＣＨＩＰ１全体を待機状態に移行させることも可能である。この場
合、ＲＦチップＣＨＩＰ１の消費電流を典型的には１μＡ以下にまで削減可能である。
その他の構成要素について動作及び構成を説明すると以下の通りである。

高周波スイッチＲＦＳＷは、裏面ＳＩＤＥ２上に設けられたＲＦＳＷ／ＬＮＡ制御回路
ＬＳＣにより制御される。アンテナＡＮＴ１とＲＦチップＣＨＩＰ１との間の結線を切り
替えて所望の送受信動作を実現する。具体的には、送信時には高周波スイッチＲＦＳＷの
ＲＩ端子とＲＯ２端子間を導通させる。また、受信時にはＲＩ端子とＲＯ１端子を導通さ
せる。

増幅器ＬＮＡはＲＦチップＣＨＩＰ１の外付けとして、アンテナＡＮＴ１で受信された
非常に微弱な高周波無線信号を、ＲＦチップＣＨＩＰ１で復調可能なレベルにまで増幅す
る。ここで、増幅器ＬＮＡを外付けとしたのは、ＲＦチップＣＨＩＰ１と違うプロセスで
形成された素子を用いるためである。低コスト化及び低消費電力動作のため、ＲＦチップ
ＣＨＩＰ１はＣＭＯＳ回路で構成することが望ましい。しかし、その一方でＣＭＯＳ回路
にはゲート雑音が大きいといった問題があり、微弱な高周波無線信号を増幅するのは不得
手である。そこで、増幅器ＬＮＡとしてはＣＭＯＳコンパチブルでないプロセスで形成さ
れた回路を用い、外付け回路としている。増幅器ＬＮＡはその増幅能力を考慮し、例えば
ＧａＡｓといった化合物半導体、ＳｉＧｅ、あるいはバイポーラ回路で構成することが望
ましい。アンテナＡＮＴ１にて受信された高周波無線信号は、増幅器ＬＮＡの入力端子Ｌ
Ｉに入力され、所定の増幅率で増幅された後に出力端子ＬＯ経由で出力される。増幅器Ｌ
ＮＡの増幅率は、３１５ＭＨｚ帯で１０ｍ程度の通信距離で安定的に通信したい場合には
、１０〜２０ｄＢ程度が好ましい。また、増幅器は一般に消費電流が大きいため、イネー
ブル端子ＬＥを制御することにより動作状態と待機状態とを切り替えるようにし、待機時
の消費電流を典型的には１０μＡ程度まで削減可能となっている。しかし、センサノード
ＳＮ１において１０μＡもの電流を常時消費すると電池寿命に深刻な影響を与えるため、
本実施例においてはプロセッサチップＣＨＩＰ２からの制御によって増幅器ＬＮＡへの電
源供給を遮断するように構成し、センサノードＳＮ１の低消費電力化を図っている。

マッチング回路ＭＡは、ＲＦチップＣＨＩＰ１の入出力インピーダンスと、高周波スイ
ッチＲＦＳＷおよび増幅器ＬＮＡの入出力インピーダンスをマッチングさせ、高周波無線
信号がこれらの素子の間でロスなく伝達できるようにするための回路である。マッチング
回路ＭＡは、インダクタ、コンデンサ、抵抗、あるいは、フィルタ等の受動部品で構成さ
れる。
図６は、表面ＳＩＤＥ１に実装された回路と裏面ＳＩＤＥ２に実装された回路とがイン
タフェースＩＦ１を介して結線された状態を示す図である。インタフェースＩＦ１は、デ
ータ信号線ＤＳ、制御信号線ＣＳ、表示装置（ＤＩＳＰ）制御線ＤＣ、ＬＮＡイネーブル
端子制御線ＬＣ、ＲＦＳＷ送受信切り替え制御線ＲＣ、および、電源ラインＶＤＤ／ＬＮ
Ａ電源ラインＶＤＤ１から構成される。

データ信号線ＤＳは、プロセッサチップＣＨＩＰ２のデータ入出力回路回路ＳＩＯとＲ
ＦチップＣＨＩＰ１の高周波変復調回路ＲＦ間を接続する信号線である。また、制御線信
号ＣＳは、プロセッサチップＣＨＩＰ２のプログラマブル入出力回路ＰＩＯとＲＦチップ
ＣＨＩＰ１の制御回路ＣＯＮとを接続する信号線である。データ信号線ＤＳは２つのチッ
プ間のデータのやり取りに使用され、制御信号線ＣＳは、プロセッサチップＣＨＩＰ２が
ＲＦチップＣＨＩＰ１の動作モードを切り替えるための制御線として使用される。さらに
、表示装置制御線ＤＣは表示装置ＤＩＳＰの制御に用いられる。図７に表示装置ＤＩＳＰ
の構成例を示す。表示装置ＤＩＳＰは、発光ダイオードＬＤ１０、発光ダイオードＬＤ１
０を駆動するインバータＩＶ１０及び発光ダイオードＬＤ１０の電流制限用の抵抗Ｒ１０
から構成される。表示装置ＤＩＳＰは、例えば、設置時に外部無線端末との無線通信に成
功した時や、故障などの異常状態が生じた時に点灯し、表示装置制御線ＤＣにより点灯あ
るいは消灯が制御される。

また、ＬＮＡイネーブル端子制御線ＬＣ、ＲＦＳＷ送受信切り替え制御線ＲＣ、および
、ＬＮＡ電源ラインＶＤＤ１は、ＲＦＳＷ／ＬＮＡ制御回路ＬＳＣにより制御される。図
８に、この制御回路ＬＳＣの構成例を示す。制御回路ＬＳＣの２つの入力端子ＬＩ１およ
びＬＩ２は、プロセッサチップＣＨＩＰ２のプログラマブル入出力回路ＰＩＯから出力さ
れる信号により制御される。増幅器ＬＮＡを起動する場合には、ＬＩ１を“０”に設定す
ることにより電源遮断スイッチＰＳ２０を導通状態とし、増幅器ＬＮＡの電源ラインＶＤ
Ｄ１を通電する。このときＬＩ２を“１”に設定すると、ＬＮＡイネーブル制御線ＬＥを
“０”に設定し、これにより増幅器ＬＮＡが活性化する。これとともに制御線ＬＥと同じ
レベルをもつＲＦＳＷ制御線ＲＳ−１が“０”に設定され、かつＲＦＳＷ制御線ＲＳ−２
がインバータＩＶ２１により“１”に設定されることにより、高周波スイッチＲＦＳＷは
受信経路を導通させ、送信経路を遮断する。一方、ＬＩ２を“０”に設定すると、増幅器
ＬＮＡは不活性とされ、かつ高周波スイッチＲＦＳＷは送信経路を導通させ、受信経路を
遮断する。

以下に本実施例の特徴をまとめる。
（１）微弱な高周波無線信号を扱う高周波回路とそれ以外のデジタル部分とを、基板ＢＯ
１の表面と裏面とに分離してノイズの影響を低減して受信感度を向上させる。背景技術に
おいて説明したようにセンサノードを使用する際に最大送信電力に厳しい制約が課されて
いる場合がある。このような場合には、ＲＦチップ単体では受信感度が不足し、外付けの
高周波低雑音増幅器ＬＮＡにより受信感度を補う必要がある。しかし、このような増幅器
を設けても、デジタル部分からのノイズの回り込みを最小限に抑えないと増幅したい受信
信号を増幅できない。ノイズの回り込みを抑えるため、このような場合にはＲＦ部とデジ
タル部を距離的に離すのが一番効果的である。しかし、センサノードでは、サイズ、特に
表面積を極力小さくすることが望ましく、高周波回路とデジタル回路との距離を大きくす
るために表面積が大きくなってしまうのは望ましくない。

そこで、高周波回路とデジタル回路とを基板の表裏で分離し、基板内部にノイズ信号の
シールドに効果的なグランドプレーン及び電源プレーンを設置する。まず、デジタル回路
からのノイズがこのグランドプレーンでシールドされ、ＲＦ部への回り込みを極力抑える
ことが可能となる。さらに、グランドプレーンの直下に電源プレーンを配置することによ
って電源プレーンとグランドプレーン間に静電容量を持たせることが可能となる。この静
電容量はデジタル回路から電源回路に回り込む可能性のあるノイズを吸収するのに効果的
なバイパスコンデンサとして利用できる。この静電容量により電源回路を経由してデジタ
ル回路から高周波回路へ回り込む可能性のあるノイズを最小限に抑えることが可能になる
。特に、電源プレーンやグランドプレーンを基板ＢＯ１に可能な限り一面に広げる事で、
電源部のインピーダンスを小さく抑える事が可能となる。この結果、たとえ、多少のデジ
タル回路からのノイズが高周波回路に回り込んだとしても、電源インピーダンスが低く抑
えられているので、ノイズ成分の電圧振幅を小さく抑えることが可能となる。これは、ノ
イズ電圧は、回り込んだノイズ電流と電源インピーダンスの積で表されるためである。以
上により、たとえデジタル回路から高周波回路へ多少のノイズが回り込んだとしても高周
波回路を誤動作させてしまう、あるいは、アンテナからの微弱なＲＦ信号をマスクしてし
まう程度のレベル以下に抑え込むことが可能となる。

本実施例では、基板の表面と裏面の両面で高密度で部品を実装する場合において、さら
に受信感度を向上させるように、単に実装面を分離するのみならず、各実装面における配
置位置にも工夫を行った。図１および図２にも示されるように、本実施例においては、Ｒ
Ｆチップの入力、増幅器ＬＮＡ、高周波スイッチＲＦＳＷ、及びアンテナＡＮＴ１といっ
た、高周波回路の中でもレベルが微弱な高周波無線信号を扱う部分を、デジタル回路の中
でもデジタル信号が頻繁に“０”／“１”間を遷移し、ノイズ発生量の大きい回路からは
できる限り遠ざける配置を取る。図９は、この構造をわかりやすく説明した図である。

図９に示されるように、アンテナＡＮＴ１にて受信された微弱な高周波無線信号ＲＦＳ
１は高周波スイッチＲＦＳＷに入力される。高周波スイッチＲＦＳＷにて選択され、幾分
か減衰した高周波無線信号ＲＦＳ２は、増幅器ＬＮＡに入力され、所定の増幅率で増幅さ
れる。増幅された高周波無線信号ＲＦＳ３はマッチング回路ＭＡに導かれ、インピーダン
スマッチングされた高周波無線信号ＲＦＳ４は、ＲＦチップＣＨＩＰ１に入力される。Ｒ
ＦチップＣＨＩＰ１内では、高周波無線信号ＲＦＳ４はデジタル信号ＤＪＳ１に復調され
、インタフェースＩＦ１経由でプロセッサチップＣＨＩＰ２に取り込まれる。

無線ＬＡＮといったような無線通信機器では、一般にデジタル信号で通信するためのコ
ネクタは、パソコン本体とデジタル信号をやりとりするといった用途に用いられるために
、コネクタには、高い頻度で“０”／“１”間を遷移する、すなわち高速なデジタル信号
がやり取りされる。このため、コネクタをアンテナとを距離的に離すようにさせた例があ
る。これに対して、本実施例のセンサノードＳＮ１では、コネクタＣＮ１には外部センサ
が接続され、コネクタＣＮ１とプロセッサチップＣＨＩＰ２間でやり取りされる信号ＤＪ
Ｐ１は遷移の非常にゆっくりしたアナログ信号、またはプロセッサチップＣＨＩＰ２のク
ロック信号よりも低速なデジタル信号である。そこで、本実施例ではコネクタＣＮ１をア
ンテナＡＮＴ１〜ＲＦチップＣＨＩＰ１の信号経路に近い位置に配置し、プロセッサチッ
プＣＨＩＰ２をアンテナＡＮＴ１〜ＲＦチップＣＨＩＰ１の信号経路により遠い位置に配
置することとしたものである。表現を変えれば、コネクタＣＮ１とＲＦチップＣＨＩＰ１
との距離が、プロセッサチップＣＨＩＰ２とＲＦチップＣＨＩＰ１との距離よりも長くな
るようにコネクタＣＮ１を配置するようにするものである。このように、図９に示す部品
配置はセンサノード特有の信号の流れをうまく捉えて、サイズ小型化と受信感度の向上の
両方を同時に実現可能な部品配置となっている。

（２）高周波低雑音増幅器ＬＮＡの電源線に電源遮断スイッチ（図１、２、８を参照）
挿入し、待機時の消費電流を抑える。高周波低雑音増幅器ＬＮＡは、一般に消費電力が大
きく、待機時でも１０μＡ程度の電流を消費する。この電流値は、サイズや用途の制約か
ら十分な電源を得られないセンサノードにとっては大きすぎる値である。しかし、増幅器
ＬＮＡ無しに実用的な通信距離が達成不可能な場合もある。

そこで、図８に示したように、増幅器ＬＮＡの電源線に電源遮断スイッチＰＳ２０を挿
入して、このＰＳ２０により待機時の消費電流を削減する。この電源遮断スイッチは、図
１０（ａ）〜（ｅ）に示すように、（ａ）Ｐ―ＭＯＳＦＥＴＭＰ１で構成したもの、（
ｂ）ＰＮＰバイポーラトランジスタＢＰ１で構成したもの、（ｃ）Ｎ−ＭＯＳＦＥＴＭ
Ｎ１で構成したもの、（ｄ）ＮＰＮバイポーラトランジスタＢＮ１で構成したもの、（ｅ
）プログラマブル入出力回路ＰＩＯ出力をそのまま利用する等、様々なタイプが使用可能
である。いずれのタイプも、プロセッサチップＣＨＩＰ２のプログラマブル入出力回路Ｐ
ＩＯの出力端子から駆動される制御端子ＳＣ１〜５を“１”あるいは“０”に設定すれば
、ＬＮＡへの電源供給を遮断できる。実際には、スイッチング素子ＭＰ１〜ＢＮ１のオフ
時にも若干の漏れ電流が流れるものの、カタログ値で０．１μＡ以下のオーダーであり、
このようなオフ時の漏れ電流は電池寿命にはほとんど影響を与えないと考えて良い。

一方、動作時には、これらスイッチング素子ＭＰ１〜ＢＮ１の内部抵抗により若干の電
圧降下が発生する。しかし、例えば、図１０（ａ）のタイプだと、スイッチング素子ＭＰ
１がオンした場合の内部抵抗が５Ω程度のものとできる。既に述べたように、増幅器ＬＮ
Ａの動作時の消費電流は１０ｍＡ程度であり、スイッチング素子ＭＰ１に起因する電圧降
下は５０ｍＶ（＝５Ω×１０ｍＡ）程度となり、無視できる程度の値である。なお、図１
０（ｅ）に示すように、プロセッサチップＣＨＩＰ２のプログラマブル入出力回路ＰＩＯ
の出力ドライブ能力に十分に余裕がある場合、すなわち、動作時に必要な電流値以上の電
流値を十分に供給可能な場合には、図１０（ａ）〜（ｄ）に示すようなスイッチング素子
なしで、増幅器ＬＮＡの電源を駆動することも可能であろう。

このように本実施例では、増幅器ＬＮＡを使わない時（受信時以外）では、電源遮断ス
イッチＰＳ２０を遮断状態に遷移させ、増幅器ＬＮＡを使う時（受信時）では、電源遮断
スイッチＰＳ２０を導通状態に遷移させる。実際には、電源遮断スイッチを遮断状態から
導通状態に遷移させても、増幅器ＬＮＡの内部回路が安定するのを待つ必要があり、典型
的には１ｍｓ程度要する。しかし、一般にはセンサノードＳＮ１は待機時間が動作時間に
比べて非常に長い、場合によっては動作時間は全体の約１％程度と想定されているため、
受信状態への切り替え待ち時間に起因する消費電力の増加分は無視してよい。
（３）センサ（内蔵及び外付け）の電源線に電源遮断スイッチ（図２を参照）挿入し、待
機時の消費電流を抑える。本実施例の第２の特徴と同様の原理をセンサの待機時の消費電
流の削減に応用したものといえる。例えば、図２に示すように内蔵温度センサＴＳ１の電
源線ＶＤＤ２は電源遮断スイッチＰＳ１により温度センサＴＳ１の未使用時には電源を遮
断できる。現在、温度センサには低消費電力のタイプ（消費電流が５μＡ程度）のものが
開発されており、電源遮断スイッチＰＳ１としては図１０（ｅ）のようなタイプでも動作
に必要な電流を十分に供給可能である。図１０（ｅ）のタイプは、追加のディスクリート
素子が不要であり、追加コスト無しに実現できる。

また、外付けセンサの消費電力を削減するため、外付けセンサを接続するコネクタＣＮ
１の電源ラインＶＤＤ３も電源遮断スイッチＰＳ２により遮断する（図２を参照）。一般
に、外付けのセンサの消費電力は、内蔵温度センサよりも待機時および動作時ともに大き
い。例えば、加速度センサには１ｍＡもの消費電流を要するものもあり、また、外付けセ
ンサ自身には待機状態に移行する機能がない場合が多い。そのため、本実施例のように電
源遮断スイッチを使用しなければ、ボタン電池では１週間程度（８．３日＝２００ｍＡｈ
／１ｍＡ／２４ｈ）の動作寿命しか得られないものと予想される。さらに大電流で放電し
た場合の電池容量の劣化現象が生じた場合には、せいぜい数日しか持たないものと予想さ
れる。これに対して、電源遮断スイッチにより使用時のみ電源供給を行い、未使用時には
電源を遮断することにより、電池寿命を飛躍的に向上させる事が可能となる。

この構成は、外付けセンサが何らかの原因で、ショートモードで故障してしまった場合
にも有効である。すなわち、外付けセンサがショートモードで故障してしまうと、外付け
センサの電源の電源遮断を行わない場合には、瞬時のうちに電池から大電流が流れて電池
を使い切ってしまう。しかし、本実施例では外付けセンサ電源は通常はオフ状態にあり、
センサを使用する場合のみ電源が投入されるよう構成されている。さらに、電源は電源遮
断スイッチを構成するスイッチング素子を介して供給されるため、スイッチング素子のオ
ン抵抗により、ショート時の電流も低く抑えられ、かつ、ショートにより大電流が流れる
ことにより、電池の内部抵抗による電圧降下が発生して、スイッチング素子がオン状態を
保持するために必要なバイアス電圧が確保できなくなり、電源遮断スイッチは自動的にオ
フ状態に戻る。

この間にプロセッサチップＣＨＩＰ２は、内蔵のＡＤ変換回路ＡＤＣ経由で外付けセン
サの出力値を読み込みに行くのであるが、ショート状態であるので“０”電位付近に張り
付いたままの異常値しか読み出せない。そこで、プロセッサチップ搭載の制御ソフトウェ
アに、このような場合には異常と判断して異常信号を無線送信する、という機能をもたせ
ておけば、当該センサノードの外付けセンサが動作不良に陥った事を外部から検出可能で
ある。さらに、異常信号を検出したシステムでは、当該センサノードに、外付けセンサの
使用を中断する旨の制御コマンドを発行して、問題の生じた外付けのセンサを使用しない
ようにしてセンサノードの動作を継続させる事も可能である。さらに、後述するようにプ
ロセッサチップＣＨＩＰ２のメモリ回路ＭＥＭ１に格納されたＩＤ番号から、外付けセン
サが故障したセンサノードを割り出すことができれば交換等の対処も可能となる。

次に、動作時の消費電流によるボタン電池の電池容量の劣化現象を回避するための、電
力制御方法について詳細に説明する（図１１参照）。センサノードは、ノードをセットし
て起動（Ｐ１００）後、初期設定ルーチン（Ｐ１１０）を実行すると、ただちに待機ルー
チン（Ｐ１２０）に移行する。初期設定ルーチンＰ１１０では、あらかじめプロセッサチ
ップＣＨＩＰ２のメモリ回路ＭＥＭ内の不揮発メモリ部分に格納された動作のパラメータ
等を格納したＰＤＡＴＡファイルに基づいて、センサノードの動作モードを所望の状態に
設定する。ＰＤＡＴＡファイルには、例えば、どのくらいの時間間隔で待機状態から動作
状態に移行するかのタイマ間隔、無線通信の伝送レート、使用する周波数帯、およびセン
サノード毎に固有の番号を割り振ったＩＤ番号等の情報が格納される。さらに、後述する
動作モード判定ルーチン（Ｐ２００）で使用される、増幅器ＬＮＡ、ＲＦチップＣＨＩＰ
１、プロセッサチップＣＨＩＰ２、外付けセンサ等の消費電流値もＰＤＡＴＡファイルに
格納される。なお、初期設定ルーチンＰ１１０では、プロセッサチップＣＨＩＰ２は低消
費電力モードで動作し、プロセッサチップＣＨＩＰ２のメインクロックＸ２、ＲＦチップ
ＣＨＩＰ１のクロックＸ１もオフする。また、センサや増幅器ＬＮＡへの電源供給も遮断
されている。

待機ルーチンＰ１２０では、プロセッサチップＣＨＩＰ２内のタイミング生成回路ＴＩ
Ｍのみ動作状態となり、動作する部分を必要最小限に抑える。このように設定する事で、
待機時の動作電流を数μＡ、典型的には５μＡ以下までに削減可能である。なお、初期設
定ルーチンＰ１１０で設定したタイマ間隔で発生するタイマ割り込みが発生すると、次の
ＣＰＵ起動ルーチン（Ｐ１３０）に移行する。また、コネクタＣＮ１（図２）にプロセッ
サチップの割り込み線を接続しておけば、外部からの割り込みにより、オンデマンドで、
センサノードを起動させることも可能である。
ＣＰＵ起動ルーチンＰ１３０により、プロセッサチップＣＨＩＰ２のメインクロックＸ
２をオンにして、ＣＨＩＰ２内のプロセッサ回路ＣＰＵを起動する。起動後、動作モード
決定ルーチン（Ｐ２００）に移行する。

動作モード決定ルーチンＰ２００では、パラメータ／コマンド解析サブルーチン（Ｐ２
２０）により、既に説明したＰＤＡＴＡファイルから、デバイス毎の消費電流を読み込む
。この際に、外部無線端末から送られて来て受信されたコマンド、例えばセンサデータの
送信リクエスト等を読み込むこともできる。コマンドは、例えば、「温度センサを起動し
てその結果を送信せよ」といったものになる。次に読み込まれたパラメータおよびコマン
ドを元に、消費電流推定サブルーチン（Ｐ２３０）において、実行に必要な消費電流を推
定する。スケジューラサブルーチン（Ｐ２１０）において、基地局から要求されたリクエ
ストを満たした上で、消費電流のピーク値がもっとも小さくなるように、以下に続く、セ
ンシングルーチン（Ｐ３００）、および、データ送受信ルーチン（Ｐ４００）の起動方式
を決定する。

例えば、センシングルーチンＰ３００にて、動作時の消費電流が数ｍＡ程度で、データ
の送受信に必要な消費電流（１０ｍＡ〜２０ｍＡ）と比較して無視できない外部センサを
起動する場合には、データ送受信ルーチンＰ４００を同時には起動しない。図１２に示す
のが、この場合のセンサノードの典型的な消費電流の波形である。一方、起動するセンサ
が内蔵温度センサ等で数μＡ程度電流しか消費しないセンサの場合には、データ送受信ル
ーチンＰ４００を同時起動する。図１３に示すのが、この場合に対応する、センサノード
の典型的な消費電流波形である。このような電力制御により、消費電流のピーク値を低減
することが可能となる。

センシングルーチンＰ３００の動作は以下の通りである。まず、外部／内蔵センサ判定
サブルーチン（Ｐ３１０）にて、起動するセンサの種別を判定する。次にセンサ電源起動
サブルーチン（Ｐ３２０）により、内蔵センサならばＰＳ１をオンに設定し、外部センサ
ならばＰＳ２をオンに設定する。次に、ポートオープンサブルーチン（Ｐ３３０）におい
て、内蔵あるいは外部センサのセンサ結果を読み出すのに必要なポートがオープンされる
。例えば、図２に示す内蔵温度センサＴＳ１を読み取る場合には、プロセッサチップＣＨ
ＩＰ２のＡＤ変換回路ＡＤＣが起動され、ＡＤＣの入力端子Ｉ２が読み込み可能状態に設
定される。また、起動したいセンサが、図２で示すコネクタＣＮ１に接続された外部セン
サの時には、対応するＡＤ変換回路ＡＤＣの入力端子、あるいは、プログラマブル入出力
回路ＰＩＯの入出力端子が所望の動作モードへと設定される。このようにしてセンサから
のデータを読み取り可能な状態に設定される。そして、次のセンサデータ読み出し／書き
出しサブルーチン（Ｐ３４０）にて、実際にセンサデータがプロセッサチップＣＨＩＰ２
に読み取られ、メモリ回路ＭＥＭ上のファイルＳＤＡＴＡに格納される。以上の手順で所
望のセンサデータをファイルＳＤＡＴＡ内に書き出したら、次のポートクローズ／ＡＤＣ
オフサブルーチン（Ｐ３５０）にて、使用したＡＤ変換回路ＡＤＣやプログラマブル入出
力回路ＰＩＯを待機状態に移行させて、センシングルーチンＰ３００を終了する。

次に、データ送受信ルーチンＰ４００の動作を説明する。まず第１に、クロックＸ１オ
ンサブルーチン（Ｐ４１０）にて、ＲＦチップＣＨＩＰ１のクロックＸ１を立ち上げ、Ｒ
ＦチップＣＨＩＰ１を起動する。この際、プロセッサチップＣＨＩＰ２によるＲＦチップ
ＣＨＩＰ１の起動は、既に説明した制御信号線ＣＳ経由でＲＦチップ規定の形式で行う。
次に送受信動作判定サブルーチン（Ｐ４２０）により、送信か受信かどちらかの動作が必
要かを判断する。このルーチンでは、例えば、最初にセンサノードから基地局へとセンサ
データを送信し、その後センサノードは受信状態に移行する。センサノードは、送信した
センサデータを基地局が誤り無く受信したという確認信号が基地局から送り返されて来る
まで受信状態で待機する。以上のシーケンスの制御は、サブルーチンＰ４２０にて実行さ
れる。以下、送信および受信動作について説明する。

送信動作の場合には、サブルーチンＰ４３０により、高周波スイッチＲＦＳＷを送信状
態に切り替える。また、ＲＦチップＣＨＩＰ１に制御信号線ＣＳ経由で使用する伝送レー
トや周波数帯等の通信パラメータを送る。次に、サブルーチンＰ４４０により、メモリＭ
ＥＭ上のファイルＳＤＡＴＡからセンサデータを読み出して、データ信号線ＤＳ経由でＲ
ＦチップＣＨＩＰ１に送って、センサデータを外部に無線通信により送信する。
受信動作の場合には、サブルーチンＰ４５０により、高周波スイッチＲＦＳＷやＲＦチ
ップＣＨＩＰ１の通信パラメータの設定を行うとともに、ＬＮＡ電源遮断スイッチＰＳ２
０を導通状態に設定し、さらに、ＬＮＡのイネーブル端子を活性化させる。次に、サブル
ーチンＰ４６０にてデータを受信し、必要に応じてＰＤＡＴＡ内に書き込む。

なお、以上の説明では簡略化のため省略したが、実際には、増幅器ＬＮＡの起動や、高
周波スイッチＲＦＳＷの切り替え、さらには、ＲＦチップＣＨＩＰ１のクロックＸ１の起
動には、それぞれ安定するまでに時間（典型的には、数１００μｓ〜数ｍｓ）が必要なた
め、それぞれのルーチンにてその時間分だけ待つ処理が必要である。同様に、増幅器ＬＮ
Ａの電源オフやＲＦチップＣＨＩＰ１のクロックオフにも安定化するまでには時間が必要
であり、待ち時間処理が必要である。

最後に基地局からの受信確認信号が受信されたら、サブルーチンＰ４７０にて、クロッ
クＸ１を停止して、ＲＦチップＣＨＩＰ１をオフ状態に戻す。さらに、サブルーチンＰ１
４０にて、プロセッサチップＣＨＩＰ２のメインクロックＸ２を停止して、待機ルーチン
Ｐ１２０へと移行する。

このように、本実施例においては事前に必要な消費電流を判断して、ボタン電池の電流
容量を劣化させない方式を選択する。すなわち、センサが数ｍＡもの消費電流を消費する
場合に、データ送受信とセンサを同時に起動してしまっては、ボタン電池には電池容量を
深刻に劣化させかねない重い負荷を与えてしまう。図１４に示すのが、この場合の消費電
流の波形例である。図１２に示す、本発明の制御方式を適用した場合よりも、ピーク電流
（Ｉｐ３）はかなり大きな値になってしまう（Ｉｐ３＞Ｉｐ１）。一方、図１２と図１４
を比較すれば明らかなように、図１２の制御方式では、センサを起動した後にデータの送
受信を行うため、一連の処理を終了するのに必要な時間は長くなってしまう（Ｔｔｏｔａ
ｌ１＞Ｔｔｏｔａｌ３）。また、平均消費電流は図１２の場合の方が幾分か大きい。しか
し、センサノードＳＮ１の電源としてＣＲ２０３２等のボタン電池を用いる場合には、電
池容量を劣化させない範囲で使用できる消費電流は、せいぜい０．１ｍＡのオーダーであ
る。一方、センサノードの動作には１０ｍＡのオーダーの電流が必要である。しかし、こ
のような電流値でボタン電池を使用すると極端に電池寿命が劣化してしまうという問題が
ある。この問題を回避するためには、我々が検証した範囲では、消費電流のピーク値を抑
える事がもっとも効果的である。つまり、ボタン電池動作のセンサノードで長寿命動作を
実現するためには、消費電流のピーク値をできるだけ低い値に抑える事が必要不可欠であ
る。このため、平均消費電流が多少大きくなっても、ボタン電池の特性を考慮した本実施
例の制御方式の方が、長期間に渡ってボタン電池にて安定的に動作させることができる。

一方、センサの消費電流が数μＡ程度の場合には、データの送受信と同時にセンサを動
作させても消費電流のピーク値はほとんど変わらない。つまり、センサを起動させておい
て、そのセンサからのデータ読み出しつつ、センサデータを送信した方が、一連の作業に
かかる時間を節約できる。つまり、短時間で待機状態に移行できるため、その方が電池の
消耗を抑えられる。
以上のような電力制御方法によって、ボタン電池の特性を考慮した動作が可能となり、
その結果、ボタン電池動作時に長寿命動作が実現される。

図１５にセンサノードを３枚の基板で構成した例を示している。センサノードは、本体
基板ＢＯ１、電源基板ＢＯ２および制御ソフト書き込み基板ＢＯ３から構成される。通常
使用時には、本体基板ＢＯ１と電源基板ＢＯ２の組み合わせで使用される。また、制御ソ
フトウェアの書き換え時等には、本体基板ＢＯ１と制御ソフト書き込み基板ＢＯ３の組み
合わせにて使用される。このうち、本体基板ＢＯ１の構成は、既に説明したセンサノード
ＳＮ１と同様であるので、詳細な説明は省略する。

電源基板ＢＯ２は、本体基板ＢＯ１との接続コネクタＣＮ２、外付けセンサを接続する
専用センサポートＳＰ１、センサポートＳＰ１の電源遮断を行う電源遮断スイッチＰＳ２
１、パワーオンリセット回路ＰＯＲ１、手動リセットスイッチＳＷ２、外部電源コネクタ
ＰＰ１、電源選択スイッチＳＷ１、ボタン電池ＢＡＴ１、レギュレータＲＥＧ１から構成
される。本基板ＢＯ２は、コネクタＣＮ２経由で内蔵するボタン電池からの電力を本体基
板ＢＯ１に供給する。また、センサポートＳＰ１には、ＣＮ２経由で本体基板ＢＯ１から
センサを読み出すための信号線が配線されており、外付けのセンサを接続可能である。

制御ソフト書き込み基板ＢＯ３は、同様に、本体基板ＢＯ１との接続コネクタＣＮ３、
外付けセンサを接続する専用センサポートＳＰ２、センサポートＳＰ２の電源遮断を行う
電源遮断スイッチＰＳ２１、パワーオンリセット回路ＰＯＲ２、手動リセットスイッチＳ
Ｗ３、外部電源コネクタＰＰ１、レギュレータＲＥＧ２、および、プロセッサチップに搭
載されるプログラム書き換えポートＤＢＰから構成される。基板ＢＯ３は、外部電源コネ
クタＰＰ１に接続された外部電源より電力を得て、本体基板ＢＯ１の動作に必要な電力の
供給を行う。さらに、プログラム書き換え端子ＤＢＰ経由で、本体基板ＢＯ１のプロセッ
サチップに搭載した制御ソフトウェアの書き換えを行う。このプログラム書き換え端子の
信号線は、コネクタＣＮ３、ＣＮ１経由で、プロセッサチップのプログラム書き換え端子
に接続されており、この端子経由で搭載する制御ソフトウェアの書き換えを行う。

以上のように、センサノードを別々の基板に分けて構成することには、以下のメリット
がある。すなわち、通常使用時に不必要なプログラム書き換え端子を、本体基板ＢＯ１に
搭載しなくてもすむ。このため、本体基板のサイズを小さくすることが可能となる。一方
、ソフトウェアの動作確認／デバック時には、小さすぎるセンサノードは逆に扱いづらい
。しかし、図１５のような構成により、デバックに必要な信号線等は、サイズが問題にな
らない制御ソフト書き換え基板上に引き出すことも可能である。つまり、デバック作業に
かかる手間を削減可能であり、開発にかかる期間を大幅に短縮可能である。

図１６に示すのは、本発明のセンサノードを使用してセンサネットシステムを構築した
例である。図１６において、ＳＮ１〜ＳＮ６が本発明のセンサノードであり、例えば、建
物全体の空調を制御する目的で、建物全体にばら撒かれる。これらばら撒かれたセンサノ
ードは無線通信により、基地局ＢＳ１と無線通信を行い、センスした温度データを送信す
る。基地局ＢＳ１は、アンテナＡＮＴ１、無線通信インタフェースＲＦ１、プロセッサＣ
ＰＵ１、メモリＭＥＭ１、二次記憶装置ＳＴＲ１、表示装置ＤＩＳＰ１、ユーザーインタ
フェース装置ＵＩ１、及びネットワークインタフェースＮＩ１から構成される。このうち
、二次記憶装置ＳＴＲ１は、典型的には、ハードディスク等で構成される。また、表示装
置ＤＩＳＰ１はＣＲＴ等で、ユーザーインタフェース装置ＵＩ１は、キーボード／マウス
等で構成される。図１７に、本システムにてセンサノードから基地局に送信されるセンサ
データのデータ構造を示す。基地局ＢＳ１は、無線インタフェース／アンテナ経由で、セ
ンサノードと無線通信を行い、温度等の測定データを読み出す。基地局ＢＳ１では、受信
した測定データを元に、二次記憶装置ＳＴＲ１あるいはメモリＭＥＭ１上に格納されてい
る品質判定プログラムＱＰＲ１に従って、建物全体の温度制御を行う。さらに、ネットワ
ークインタフェースＮＩ１経由で、インターネット等に代表される広域ネットワーク網Ｗ
ＡＮ１を介して、遠隔地にある管理サーバーＳＶ１０と通信可能である。

本発明のセンサノードを使用することにより、まず、受信感度が良いため、遠くに基地
局があっても確実に基地局との通信が可能となる。つまり、基地局の数を削減することが
できるため、センサネットシステムの導入にかかるコストを大幅に削減できる。さらに、
本発明のセンサノードは電池寿命が長寿命であるため、頻繁に電池交換をしなくとも問題
なく動作させ続けることが可能である。つまり、センサネットシステム全体でのメンテナ
ンスコストを大幅に削減し、少ないコストで目的の機能を有するセンサネットシステムを
構築することが可能となる。

本発明により高感度、低消費電力で動作可能なセンサノードが提供され、それにより種
々の分野におけるセンサネットシステムの構築が可能になる。

センサノードの一実施形態（表面）を示す図である。センサノードの一実施形態（裏面）を示す図である。センサノードの一実施形態（断面）を示す図である。基板内部に設けられたグランドプレーン層を示した図である。基板内部に設けられた電源プレーン層を示した図である。インタフェースＩＦ１の詳細を示した図である。ＬＥＤ表示モニタの構成例を示した図である。高周波スイッチおよび増幅器ＬＮＡの制御回路の構成例を示した図である。センサノードＳＮ１における信号の流れを示した図である。図１０（ａ）〜（ｅ）のそれぞれは、センサノードＳＮ１で適用可能な電源遮断スイッチの構成例を示した図である。センサノードを低消費電力で動作可能させるための電力制御方法のフローチャートである。図１１の電力制御方法を適用した場合の、センサノードの消費電流波形の例を示した図である。図１１の電力制御方法を適用した場合の、センサノードの消費電流波形の例を示した図である。図１１の電力制御方法を適用しない場合の、センサノードの消費電流波形の比較例である。本発明のセンサノードと組み合わせて使用する電源基板とプログラム書き込み基板の構成例を示した図である。本発明のセンサノードにより実現されるセンサネットシステムの構成例を示した図である。図１６のセンサネットシステムにおいて本発明のセンサノードから送信されるデータの構成例を示した図である。

符号の説明

ＳＮ１ … センサノード、ＳＩＤＥ１ … 基板の第１の面、ＳＩＤＥ２ … 基板の第２の面、ＣＡ，ＣＢ，ＣＣ，ＣＤ … 基板の４つのコーナー、ＣＨＩＰ１，ＣＨＩＰ２ … 半導体集積回路、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４ … コンデンサ、Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３ … 水晶振動子あるいはセラミック振動子、ＡＮＴ１ … アンテナ、ＬＮＡ … 高周波低雑音増幅器、ＲＦＳＷ … 高周波スイッチ、ＭＡ … 高周波インピーダンスマッチング回路、ＲＦ … 高周波回路（データ変復調、ＰＬＬ、ＶＣＯを含む）、ＯＳＣ … 発振回路、ＣＯＮ … 制御回路、ＤＩＳＰ … ＬＥＤ表示モニタ、ＣＰＵ …プロセッサ回路、ＡＤＣ … Ａ／Ｄ変換回路、ＭＥＭ，ＣＭＥＭ１ … メモリ、ＳＩＯ … シリアル通信回路、ＴＭ１ … タイマ
回路、ＰＩＯ … プログラマブル入出力回路、ＬＳＣ … ＲＦＳＷ／ＬＮＡの制御回路、ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ１１，ＰＳ２１，ＰＳ２２ … 電源遮断スイッチ、ＴＳ … 温度センサ、ＣＮ１，ＣＮ２，ＣＮ３ … コネクタ、ＶＤＤ … 第１の電源ライン、ＶＤＤ２ … 第２の電源ライン、ＶＤＤ３ … 第３の電源ライン、ＧＮＤ … グランド電位、ＩＦ１ … インタフェース、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６，Ｖ７，Ｖ１０，Ｖ１１，Ｖ１３，Ｖ１５，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ２３ … 基板の表面と裏面を接続するためのビア（貫通穴）、ＤＳ …
データ信号線、ＣＳ … 制御信号線、ＤＣ … ＬＥＤ表示モニタの制御信号線、ＲＥＳ … ＣＨＩＰ２のリセット信号線、ＡＰ … Ａ／Ｄ変換信号線、ＤＰ … デジタルＩ／Ｏ信号線、ＡＴ … 温度センサの出力信号線、ＶＰ１ … 基板内部に設けられた第１の電源層、ＧＰ１ … 基板内部に設けられたグランド層、ＶＨ１０，ＶＨ１１，ＶＨ１３，ＶＨＩ１，ＶＨ１５ … ビアを通過させるためにＧＰ１に設
けられた領域、ＶＨ２０，ＶＨ２１，ＶＨ２２，ＶＨ２３，ＶＨＩ１ … ビアを通過させるためにＶＰ１に設けられた領域、ＭＰ１ … Ｐ型ＭＯＳトランジスタ、ＢＰ１ … ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ、ＭＮ１ … Ｎ型ＭＯＳトランジスタ、ＢＮ１ … ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ、ＩＶ１０，ＩＶ２０
，ＩＶ２１ … インバータ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ１０ … 抵抗器、ＳＤＡＴＡ … センサからのデータを読み取った結果を格納したファイル、ＰＤＡＴＡ … 通信条件、タイマ起動間隔、センサノード毎に固有なＩＤ番号、デバイス毎の消費電流値に関する情報を格納したファイル、Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４，Ｉ５，Ｉｐ０，Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３ … 消費電流値、ＳＰ１ … 外部センサコネクタ、ＳＥＮ１，ＳＥＮ２ … 外部センサ、ＰＰ１ … 外部電源コネクタ、ＲＥＧ１ … 低電圧レギュレータ、ＰＯＲ … パワーオンリセット回路、ＢＡＴ … 電池、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３ … スイッチ、ＤＢＰ
… プログラム書き込み端子、ＶＥＸ１ …外部電源ライン、ＢＳ …プログラム書き込み信号線、ＨＤＤ１ … 二次記憶装置、ＤＩＳＰ１ … 表示装置、ＮＩ１，ＮＩ１０ … ネットワークインタフェース、ＤＢ１０ … データベース、ＢＡ１ … ボタン電池。

Claims

メモリと、
上記メモリからプログラムを読み込んで、内部処理と外部装置との送受信処理とを実行
するプロセッサ回路とを有し、
上記プロセッサ回路は、上記内部処理に要する消費電流と上記送受信処理に要する消費電流の和が所定の電流量を越えると判断される場合には上記内部処理と上記送受信処理とを異なるタイミングで実行し、上記内部処理に要する消費電流と上記送受信処理に要する消費電流の和が所定の電流量を越えないと判断される場合には上記内部処理と上記送受信処理とを重複するタイミングで実行する電子装置。
請求項１に記載の電子装置において、
上記内部処理はセンサを用いたセンシング処理である電子装置。
請求項１または２に記載の電子装置において、
電池容量が２００ｍＡｈ以下の電池にて電源が供給される電子装置。
高周波信号を増幅する増幅器と、
上記増幅器により増幅された高周波信号を復調する高周波回路と、
上記増幅器及び上記高周波回路の動作を制御するプロセッサ回路とを有し、
上記プロセッサ回路は、上記高周波信号の受信時以外は、上記増幅器への電源供給を遮断する電子装置。
請求項４に記載の電子装置において、
上記増幅器と上記高周波回路とはそれぞれ別チップに集積された回路であり、
上記増幅器は、動作モードと待機モードとを有する電子装置。