JP2009010527A - Ｗｄｍチャネル間クロストーク補償受信装置 - Google Patents

Ｗｄｍチャネル間クロストーク補償受信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】非線形な光伝送路における信号光の波形劣化を高精度に補償することができる受信装置及び該受信装置を備えた光伝送システムを提供する。
【解決手段】波長多重信号光を受信する受信装置に、互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源（１０）と、受信した波長多重信号光とマルチモード局発光とを合波して分岐する合波器（２０）と、合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する分波フィルタ（３０，３２）と、分波フィルタ（３０，３２）からの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する差動受光器群と、差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段とを備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、波長多重された信号光を受信する受信装置に関し、より詳細には、波長多重チャネル間のクロストークを補償する受信装置に関する。
光通信では、送信端において送信したいデジタルデータを光の強度及び位相に符号化して信号光を生成し、これを光ファイバなどの光伝送路を介して受信端へ送信する。光ファイバ伝送路を介して送信された信号光は、受信端において符号化（復号）して、デジタルデータを取り出す。
例えば、強度変調方式の場合には、送信端は、デジタルデータの「０」、「１」を光強度の「ＯＦＦ」、「ＯＮ」に対応させて送信する。受信端では、この光を直接フォトダイオードなどの光電変換素子によって直接受信し、電気信号に変換して、「０」、「１」を判定する。
また、２値位相変復調方式の場合には、送信端は、デジタルデータの「０」、「１」を光位相の「０」「π」に対応させて送信する。受信端では、この信号光と局発光の位相を比較して、「０」「π」を読み取り、送信デジタルデータを判定する。送信デジタルデータの判定には位相変復調方式の局発光の位相を基準とするため、受信した信号光と局発光の位相を同期する機構が通常では必要になるが、非同期局発光を用いて位相比較し、その位相比較器の出力信号をデジタル信号処理することで「０」「π」を読み取る方法も提案されている。
ＷＤＭ伝送システムにおいては、送信端において個別のデジタルデータを異なる波長の光の強度及び位相に符号化して、デジタルデータがそれぞれに符号化された複数の信号光を波長フィルタなどで合波して光伝送路を介して送信する。受信端で再び波長フィルタなどで波長毎に分波して、それぞれのデジタルデータを符号化（復号）する。線形な伝送路であれば、異なる波長の光の相互作用はないため、各チャネルは独立に伝送できる。
光ファイバ伝送路は、その屈折率が光強度に比例して変化する光カー効果によって、四光波混合（ＦＷＭ）、相互位相変調（ＸＰＭ）、自己位相変調（ＳＰＭ）などの光非線形効果を誘発する。この現象は、各チャネルの信号光の振幅・位相波形が、他チャネルの信号光の振幅・位相波形によって変化する非線形チャネル間干渉という問題を誘発する。これにより、光ファイバ伝送路への入力信号光パワーが制限されるため、伝送距離が制限されることが知られている。また、線形な伝送路であっても、隣接するチャネル周波数間隔を圧縮していくと、隣接するチャネルのスペクトル同士が重なりを持ち、線形チャネル間干渉を引き起こすことが知られている。
他方、光ファイバ伝送路による光振幅・位相波形の変化は、非線形シュレディンガー方程式を用いて記述されることが分かっており、光ファイバ入力端における全てのチャネルの光振幅・位相波形を合成したものを境界条件として与えることで出力光波形が予測可能である。また、出力端における全てのチャネルの光振幅・位相波形を合成したものを境界条件として与えることで入力端の波形を予測可能である。
従って、チャネル間干渉による波形歪みを送信端で予め予測して予等化する方法、若しくは受信端で入力波形を推定して補償する方法が知られている（例えば、非特許文献１、２参照。）。また、線形チャネル間干渉においても同様に、隣接チャネルとの光スペクトル重なりやスペクトル漏洩による波形歪みを送信端で予等化、もしくは受信端で補償することが可能である。
E. Yamazaki, et al, "Nonlinear Inter-channel Crosstalk Compensation in Carrier Phase Locked WDM", OFC2006, JThB6, March, 2006 K. Kikuch, et al, "Electronic post-compensation for nonlinear phase noise in a 1000-km 20-Gbit/s optical QPSK transmission system using the homodyne receiver with digital signal processing", OFCNFOEC2007, OTuA2, March, 2007
しかしながら、直接受信の場合には、各チャネルの光位相情報が全て失われるため、全チャネルの合成波形を得られなかった。また、位相比較による復調の場合においても、従来のシステムでは、分波フィルタなどを用いて受信した波長多重された光をチャネル（波長）毎に分波することで、互いの光位相関係が失われてしまう。このため、光ファイバ伝送路の出力端における全てのチャネルの光振幅・位相合成波形を得ることができなかった。さらに、従来のシステムでは、各チャネルの局発光は個別に用意されているため、各チャネルの位相情報は読み取れても、互いの光位相関係の情報は失われてしまい、全チャネルの光振幅・位相の合成波形は不明であった。
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、非線形な光伝送路における信号光の波形劣化を高精度に補償することができる受信装置及び該受信装置を備えた光伝送システムを提供することにある。
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、波長多重信号光を受信する受信装置であって、互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源と、受信した波長多重信号光と前記マルチモード局発光を合波して分岐する合波器と、前記合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタと、前記第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する差動受光器群と、前記差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段とを備えることを特徴とする。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の受信装置であって、前記合成波形生成手段は、前記差動受光器群からの前記差動信号のそれぞれをデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器から出力されるデジタル信号及び各チャネルの光電界の振幅情報を入力し、前記波長多重信号光の光電界波形を数値計算にて合成する受信波形合成演算部と、前記光電界波形から伝送補償を演算する伝送補償演算部とを備え、前記伝送補償演算部は、前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された光伝送路の出力端の光電界波形から当該光伝送路の入力端の光電界波形を推定する逆伝搬演算部と、前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された光増幅器の出力端の光電界波形から当該光増幅の入力端の光電界波形を推定する減衰演算部と、前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された中継ノードの出力端の光電界波形から、当該中継ノードの構成要素の伝達特性を用いて入力端の光電界波形を推定する中継ノード逆演算部とを備え、前記受信した波長多重信号光の伝搬経路に応じて、前記逆伝搬演算部、前記減衰処理部及び前記中継ノード逆演算部を選択的に用いて、伝送補償を演算することを特徴とする。
請求項３に記載の発明は、波長多重信号光を受信する受信装置であって、互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源と、前記マルチモード局発光を分岐する局発光分波器と、受信した波長多重信号光を分岐する信号光分波器と、前記信号光分波器により分岐された波長多重信号光の一方と前記局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の一方とを合波して分岐する第１の合波器と、前記第１の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタと、前記第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第１の差動受光器群と、前記信号光分波器により分岐された波長多重信号光の他方及び前記局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の他方のいずれかにπ／２の位相シフトを与える位相シフタと、前記位相シフタによりいずれかがπ／２の位相シフトを与えられた前記信号光分波器により分岐された波長多重信号光の他方及び前記局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の他方を合波して分岐する第２の合波器と、前記第２の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタと、前記第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第２の差動受光器群と、前記第１の差動受光器群及び第２の差動受光器群からの前記差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段と備えたことを特徴とする。
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の受信装置であって、前記合成波形生成手段は、前記第１の差動受光器群及び前記第２の差動受光器群からの前記差動信号のそれぞれをデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器から出力されるデジタル信号を入力し、前記波長多重信号光の光電界波形を数値計算にて合成する受信波形合成演算部と、前記光電界波形から伝送補償を演算する伝送補償演算部とを備え、前記伝送補償演算部は、前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された光伝送路の出力端の光電界波形から当該光伝送路の入力端の光電界波形を推定する逆伝搬演算部と、前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された光増幅器の出力端の光電界波形から当該光増幅の入力端の光電界波形を推定する減衰演算部と、前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された中継ノードの出力端の光電界波形から、当該中継ノードの構成要素の伝達特性を用いて入力端の光電界波形を推定する中継ノード逆演算部とを備え、前記受信した波長多重信号光の伝搬経路に応じて、前記逆伝搬演算部、前記減衰処理部及び前記中継ノード逆演算部を選択的に用いて、伝送補償を演算することを特徴とする。
請求項５に記載の発明は、波長多重信号光を受信する受信装置であって、互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源と、前記マルチモード局発光および受信した波長多重信号光から、前記マルチモード局発光の水平偏波と前記波長多重信号光の水平偏波とが合波され分岐された第１及び第２の合成光信号、前記マルチモード局発光の水平偏波と前記波長多重信号光の水平偏波とがいずれかにπ／２の位相シフトを与えられて合波され分岐された第３及び第４の合成光信号、前記マルチモード局発光の垂直偏波と前記波長多重信号光の垂直偏波とが合波され分岐された第５及び第６の合成光信号、および前記マルチモード局発光の垂直偏波と前記波長多重信号光の垂直偏波とがいずれかにπ／２の位相シフトを与えられて合波され分岐された第７及び第８の合成光信号を生成する合成光信号生成手段と、前記第１乃至８の合成光信号の各々を各チャネルの波長ごとに分離する第１乃至第８の分波フィルタと、前記第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第１の差動受光器群と、前記第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第２の差動受光器群と、前記第５の分波フィルタ及び第６の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第３の差動受光器群と、前記第７の分波フィルタ及び第８の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第４の差動受光器群と、前記第１乃至４の差動受光器群からの前記差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段とを備えたことを特徴とする。
請求項６に記載の初美名は、波長多重信号光を受信する受信装置であって、互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源と、前記マルチモード局発光を垂直偏波と水平偏波とに分離する局発光偏波分離器と、受信した波長多重信号光を垂直偏波と水平偏波とに分離する信号光偏波分離器と、前記マルチモード局発光の水平偏波を分岐する第１の局発光分波器と、前記波長多重信号光の水平偏波を分岐する第１の信号光分波器と、前記第１の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の水平偏波の一方と前記第１の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の水平偏波の一方とを合波して分岐する第１の合波器と、前記第１の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタと、前記第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第１の差動受光器群と、前記第１の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の水平偏波の他方及び前記第１の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の水平偏波の他方のいずれかにπ／２の位相シフトを与える第１の位相シフタと、前記第１の位相シフタによりいずれかがπ／２の位相シフトを与えられた前記第１の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の水平偏波の他方及び前記第１の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の水平偏波の他方を合波して分岐する第２の合波器と、前記第２の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタと、前記第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第２の差動受光器群と、前記マルチモード局発光の垂直偏波を分岐する第２の局発光分波器と、前記波長多重信号光の垂直偏波を分岐する第２の信号光分波器と、前記第２の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の垂直偏波の一方と前記第２の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の垂直偏波の一方とを合波して分岐する第３の合波器と、前記第３の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第５の分波フィルタ及び第６の分波フィルタと、前記第５の分波フィルタ及び第６の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第３の差動受光器群と、前記第２の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の垂直偏波の他方及び前記第２の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の垂直偏波の他方のいずれかにπ／２の位相シフトを与える第２の位相シフタと、前記第２の位相シフタによりいずれかがπ／２の位相シフトを与えられた前記第２の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の垂直偏波の他方及び前記第２の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の垂直偏波の他方を合波して分岐する第４の合波器と、前記第４の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第７の分波フィルタ及び第８の分波フィルタと、前記第７の分波フィルタ及び第８の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第４の差動受光器群と、前記第１乃至４の差動受光器群からの前記差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段とを備えたことを特徴とする。
請求項７に記載の発明は、前記合成波形生成手段は、請求項５または６に記載の受信装置であって、前記第１乃至４の差動受光器群からの前記差動信号のそれぞれをデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器から出力されるデジタル信号を入力し、前記波長多重信号光の垂直偏波及び水平偏波の光電界波形をそれぞれ個別に数値計算にて合成する受信波形合成演算部と、前記光電界波形から伝送補償を演算する伝送補償演算部とを備え、前記伝送補償演算部は、光伝送路の出力端の光電界波形から当該光伝送路の入力端の光電界波形を推定する逆伝搬演算部と、光増幅器の出力端の光電界波形から当該光増幅の入力端の光電界波形を推定する減衰演算部と、中継ノードの出力端の光電界波形から、当該中継ノードの構成要素の伝達特性を用いて入力端の光電界波形を推定する中継ノード逆演算部とを備え、前記受信した波長多重信号光の伝搬経路に応じて、前記逆伝搬演算部、前記減衰処理部及び前記中継ノード逆演算部を選択的に用いて、伝送補償を演算することを特徴とする。
請求項８に記載の発明は、請求項２、４及び７のいずれかに記載の受信装置であって、前記伝送補償演算部は、前記光伝送路、前記光増幅器及び中継ノードの前記波長多重信号光の伝搬方向に対する配置順序とは逆の順序で前記逆伝搬演算部、前記減衰処理部及び前記中継ノード逆演算部を順次選択することを特徴とする。
請求項９に記載の発明は、請求項２、４、７及び８のいずれかに記載の受信装置であって、前記逆伝搬演算部は、前記光伝送路の出力端の光電界波形から、光伝送路の中間点における光電界波形を推定する線形逆伝搬演算部と、前記光伝送路の中間点の光電界波形から光伝送路の入力端の光電界波形を推定する非線形逆伝搬演算部と、を備えることを特徴とする。
請求項１０に記載の発明は、予め決められたパターンが符号化されたパイロット光を波長の異なる信号光とともに波長多重して送信する送信装置と、請求項１乃至９のいずれかに記載の受信装置とを備えた伝送システムであって、前記受信装置は、受信した前記パイロット光から伝送路環境を解析する伝送路パラメータ解析部をさらに備えたことを特徴とする。
以上説明したように、本発明によれば、非線形な光伝送路における信号光の波形劣化を高精度に補償することが可能となる。
図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
［第一の実施の形態］
図１及び２は、本発明に係る受信装置の第一の実施形態の構成図である。図１に示すように、本実施形態の受信装置は、マルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源１０と、受信した波長多重信号光と位相同期多波長光源１０からのマルチモード局発光を合波して光パワーを２分岐する合波器２０と、合波器２０からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する分波フィルタ３０及び分波フィルタ３２と、分波フィルタ３０及び分波フィルタ３２からの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、それらの差を出力する差動受光器群とを備える。
差動受光器群は、分波フィルタ３０によって分離された光をそれぞれ受光して電気信号を出力する受光器４２−１〜４と、分波フィルタ３２によって分離された光をそれぞれ受光して電気信号を出力する受光器４４−１〜４と、分波フィルタ３０及び３２によってそれぞれ分離された同一波長の光を受光する受光器（例えば、４２−１と４４−１、４２−２と４４−２、４２−３と４４−３、４２−４と４４−４）からの電気信号をそれぞれ入力し差動信号を出力する比較器（減算器）４６−１〜４とを備える。（差動受光器４０−１は、受光器４２−１と、受光器４４−２と、比較器４６−１とで構成される。）
さらに、図２に示すように、本実施形態の受信装置は、比較器４６−１〜４からの差動信号をそれぞれ入力しデジタル信号を出力するアナログデジタル変換器１００−１〜４と、アナログデジタル変換器からのデジタル信号及び各チャネルの光電界振幅情報を入力し演算により受信波形（光電界波形）を合成する受信波形合成演算部２００と、受信波形合成演算部により合成された受信波形を入力し伝送補償を演算する伝送補償演算部３００とを備える。
本実施形態の受信装置は、位相同期多波長光源１０から出力されるＷＤＭ搬送波と同一周波数にモードを有する複数の光を局発光（本明細書中、マルチモード局発光ともいう。）として用いる。位相同期多波長光源とは、隣接する各モードの光周波数差と位相差が高確度に制御されており、それらが時間的に安定であるものを想定する。従って、隣接モードのビート信号を検出した際、その周波数、位相が時間的に安定である。また、各光周波数モードはＷＤＭ信号光の光周波数に一致しており、一般には均一な周波数間隔である。
位相同期多波長光源としては、単一モード発振するレーザ光源からの光を位相変調若しくは強度変調して複数モードに変換するものや、モード同期レーザダイオードを利用するものなどとすることができる。また、これらを用いて発生した位相同期多波長光を光ファイバのスーパーコンティニュウム効果によってスペクトル拡大させるものを用いることができる。
本実施形態の受信装置は、この位相同期局発光と光ファイバ伝送路から出力される波長多重信号光を合波器２０に入力し、それらが合波された光を合波器２０の２つの出力ポートＡ及びＢから得る。
その後、合波器２０の出力ポートＡ及びＢから得た光をそれぞれ分波フィルタ３０及び３２に入力しチャネル毎に分波する。さらに分波された光はそれぞれ受光器（４２−１〜４、４４−１〜４）で受光され電気信号Ａ及びＢに変換される。マルチモード局発光と波長多重信号光がそれぞれ異なるポートから入力され、それらが混合された光が２つの出力ポートから出力される。これら２つの出力ポートから出力される混合光では、波長多重信号光とマルチモード局発光の相対位相関係が反転している。
さらに、比較器４６−１〜４において、同一波長の光から光電変換して得られた電気信号Ａと電気信号Ｂとの差を検出して差動信号を出力する。電気信号ＡとＢとでは、マルチモード局発光と波長多重信号光の相対位相関係が反転した混合光から得られたものであり、電気信号ＡとＢとでは両光のビート信号の位相関係が反転しており、両信号の差分を得ることでマルチモード局発光と波長多重信号光の位相関係を得られる。
ファイバ出力端の波長多重信号光の波形は一般に次式（１−１）で表すことができる。ｋはチャネル番号を表す。光ファイバ伝送路の非線形効果により送信端では入力していないチャネルにも成分をもつことも考慮して、送信端での波長多重数ＮとするとＭ≧Ｎ（２以上の整数）となる。
Figure 2009010527
ここで、ｋチャネルの時間変動する強度情報Ｅk(t)及び位相情報φk(t)が未知の値である。また、位相同期多波長局発光は次式（１−２）で表される。ここでは、簡単のために、各チャネルの局発光の光パワーを一定とし、各チャネルの局発光の光電界振幅Ｅ0と定義している。
Figure 2009010527
両者を合波して、各チャネル毎に分離した上で、差動受光器に入力した場合、ｋチャネルの電気信号ＡとＢの差ΔＩkは次式（１−３）で表される。ただし、光電変換の効率などは省略している。
Figure 2009010527
式（１−３）より、ｋチャネルにおける両者の信号光の位相差を含んだ情報φk(t)−θk−Δθ(t)＝cos-1(ΔＩk(t)/２Ｅ0Ｅk(t)）が得られる。このままでは、強度と位相を切り分けることができないため、各チャネルの強度情報Ｅk(t)を別の方法で検出したものを用いれば、差動電流ΔＩkからφk(t)＝cos-1(ΔＩk(t)/２Ｅ0Ｅk(t))＋θk＋Δθ(t)が求められる。例えば、Ｅk(t)はｋチャネルの光電強度であるので、各チャネルの信号光をＰＤ等の受光器で直接受信することによって得ることができる。
通常のＷＤＭ信号光のコヒーレント受信においてはＷＤＭ信号光を分波した上でチャネル毎に個別の局発光を用いて受信するため、各チャネルの局発光の位相θkが不明で、かつ時間に伴ってランダムに変動するため、正確なφk(t)を求めることができない。
他方、本願に開示するように位相同期多波長光源１０を局発光として用いた場合、位相φkは既知である。全てのチャネルの位相情報を検出して式（１−１）に代入することで、ファイバ出力端におけるＷＤＭ信号光の振幅・強度の合成波形を得ることができる。
Figure 2009010527
ここで、位相同期光源の位相変動Δθ(t)はランダムに変動するが全チャネルに共通した変動分であるため、ＷＤＭ波形を合成する際には問題にならない。
差動受光器群の出力信号からファイバ出力端における全チャネルの合成波形を生成する原理は示したが、実際にはデジタル信号処理を用いて行うことができる。
以下、デジタル信号処理を用いた合成波形の生成方法を説明する。式（１−３）によって表すことができる差動受光器群（比較器４６−１〜４）からそれぞれ出力される電流をアナログデジタル変換器１００−１〜４によってデジタル信号に変換する。少なくとも各チャネルのビットレート程度、もしくは数倍程度のサンプリングレートでサンプリングする必要がある。
アナログデジタル変換器１００−１〜４でサンプリングして得られた各デジタル信号は、受信波形合成演算部２００に供給され、フォトダイオードの光電変換効率、局発光の電界振幅Ｅ0を用いて規格化され、ｋチャネル光電界波形の局発光と同位相成分強度：Ｅk,c(n)及び直交位相成分強度：Ｅk,s(n)（ｎは整数でありサンプリング番号を表す）が求められる。これらはｔ＝ｎΔT（ΔT：サンプリング時間間隔）でサンプリングして得られた差動電流ΔIk（ｎ）、別途測定して得られた光電界強度Ek（ｎ）を用いて次式で表される。ここで、Δθは時間的にランダムに変動するが、チャネルによらず同一の値であるため、全チャネルの合成波形を求める際には寄与しない。
Figure 2009010527
Figure 2009010527
または、受信波形合成演算部２００において、振幅波形と位相波形を求めてもよく、後述するように後段の伝送補償演算部３００のデジタル処理におけるデータ形式にあわせて波形フォーマットを決めればよい。各チャネルに対するこれらの値、局発光の位相θk、光角周波数ωkから全チャネル分のＷＤＭ波形を合成する。複素表示を用いれば、次式の演算により合成波が生成される。
Figure 2009010527
伝送補償演算部３００では、実際の伝送路システムにおける光ファイバ伝送路、光増幅器及び可変減衰器・フィルタなど中継ノード部品を、それぞれファイバ逆伝搬演算部３１０、減衰処理部３２０、中継ノード逆演算部３３０と対応させて、それぞれ出力波形から入力波形を推定する演算を行う。
具体的な演算ブロック構成例を図２に示す。実際の伝送システムを受信端から送信端に向かって光信号の伝送とは逆に辿ったときに配置される順に、ファイバ逆伝搬演算部３１０、減衰演算部３２０、中継ノード逆演算部３３０を繰り返し配置する。
理想的には、実際の伝送システムで配置される順序とは逆の順序で、ファイバ逆伝搬演算部３１０、減衰処理部３２０、中継ノード逆演算部３３０を繰り返し全て配置して演算することが望ましいが、演算量が膨大になる。
そこで、簡単化のために、図８に示すように、伝送補償演算部３００が、線形逆関数演算部３４０及び非線形逆演算部３５０を備えるように構成し、伝送路システムをいくつかの区間に区切り、線形逆演算と非線形逆演算を繰り返して、劣化した受信端での波形から送信端での波形を推定してもよい。
より詳細には、例えば、光ファイバ非線形によるＳＰＭ，ＸＰＭなどの位相シフト効果は、光ファイバ伝送路、ノード、光増幅器などの波長分散との相互作用によって発生する。従って、非線形位相シフト効果による波形劣化が大きく誘発されないような累積波長分散値となる区間に区切り、そこでの波形劣化が線形な効果と非線形な効果が同時に発生しながら進展する現実モデルではなく、どちらかが発生した後に他方が発生する近似モデルを用いる。その場合、区間内で発生する線形な波形劣化を表す伝達関数の逆伝達関数による演算と、そこでの非線形な波形劣化を記述する非線形演算の逆演算を繰り返し実施することで送信端の光電界波形を推定する。
再び図２を参照すると、ファイバ逆伝搬演算部３１０では、光ファイバ伝送路の出力端の光信号波形から入力端の光信号波形を推定する。一般に、光ファイバ伝送路の伝搬による波形変化は、非線形シュレディンガー方程式で記述されることが分かっており（例えば、G. P. Agrawal, "Nonlinear Fiber Optics 3rd-edition", Academic Press, p.49参照）、非線形シュレディンガー方程式にファイバ出力端での振幅・位相波形、もしくは同位相成分・直交位相成分波形を伝搬軸ｚ＝Ｌ（Ｌ：伝送ファイバ長）での境界条件として与えることで入力端ｚ＝０での波形を求めることができる。その際、伝搬定数として、損失係数；α、分散β2、分散スロープβ3、非線形係数νを与える必要がある。また、これらの伝搬定数は一般には長手方向に変化する可能性があるので、その変化が大きい場合には長手方向への変動も考慮する必要がある。損失係数；α、分散β2、分散スロープβ3などの線形定数の測定方法は研究されており、既に測定器も市販されている。非線形伝搬定数に関しても測定方法が提案されており（例えば、K. O. Hill, "CW three-wave mixing in single-mode optical fibers", Journal of Applied Physics, Vol.49, No.10, 1978, p.5098及びK. Inoue, et al, "Influence of fiber four wave mixing on multichannel FSK direct detection transmission systems", Journal of Lightwave technology, Vol.10, No. 3, 1992, p.350）、これらの原理を用いて測定することが可能である。ただし、測定に際してファイバ入力端から測定用の光を入力し、出力端から出力される光を分析する方法が一般的であるが、実際のシステムでは入力端と出力端が数十ｋｍ以上離れた地点にある場合が多く、これらの原理をそのまま応用することは不可能である。
従って、後述する他の実施形態で説明するように伝搬定数測定のための予め決められたパターンが符号化されたパイロット光を信号光に含ませておくことが必要になる。パイロット光としては、各伝搬定数測定方法にあわせたものを用意する。さらに、伝搬定数測定に必要な情報のやりとりは、トランスポンダの上りと下りの経路、ＯＳＣ（Optical Supervisory Channel)などを用いて転送することが可能である。
理想的にはシュレディンガー方程式を数値的に解いて逆伝搬演算する方法が望ましいが、計算量が膨大になる。そこで、近似的に光ファイバ伝送路の出力端波形から入力端波形を推定する方法が必要になる。波長分散によってチャネル間の群速度差が生じて、隣接チャネルのビットが１ビット程度ずれるウォークオフ現象が発生する。ウォークオフが発生する距離の指標としては、分散長ＬD＝ｃ/(λ2Ｒ2Ｄ）がある。ただし、ｃ：高速、λ：波長、Ｒ：ビットレート、Ｄ：波長分散である。この場合、ウォークオフ現象の発生による影響が十分小さい距離の区間に区切って、線形な波形劣化と非線形な波形劣化が同時ではなく順に発生する近似モデルを用いて、入力端波形を推定することができる。この場合、伝送補償演算部３００は図８に示すように構成することで、近似モデルを演算することができる。
また、伝送路ファイバでは、その損失係数によって伝搬するに従って徐々に信号光パワーが減衰する。光非線形効果は光パワーが大きい場合に大きく発生するため、一般には伝送路ファイバの入力端から数ｋｍまでに発生する非線形効果がドミナントである。従って、それ以降の部分においては、線形伝搬に近似することができる。その距離指標としては、損失係数αとファイバ長Ｌによって決定される実効ファイバ長Ｌeff＝(1−ｅ-αL）／αがある。この方法を用いると、非線形伝搬を記述するシュレディンガー方程式を用いて逆伝搬演算する距離を短くできるため、演算量を削減できる。
さらに、実効ファイバ長程度以降の部分に関しては、その部分の線形伝達関数の逆関数を用いて推定し、その前段部では非線形シュレディンガー方程式をより簡易化したモデルを用いて光ファイバ伝送路の入力端の波形を推定してもよい。
非線形シュレディンガー方程式を簡易化したモデルとしては、例えば、非線形シュレディンガー方程式において、伝送路の波長分散スロープ、波長分散、損失係数のうち１つもしくは複数を無視するモデルがある。また、ＳＰＭ、ＸＰＭ、ＦＷＭのうち主要の劣化要因のみを考慮するモデルを用いることも可能である。
また、減衰処理部３２０では、光増幅器の出力端の信号波形から入力端の信号光波形を推定する。一般に、光増幅器の光パワー利得をＧとすると入力光の光電界は√Ｇ倍されて出力されるので、減衰処理部では１／（√Ｇ）倍して出力する処理をする。また、利得媒質の特性は波長に依存するために利得Ｇには波長依存性があり、減衰処理部では必要に応じて波長依存性を考慮してチャネル毎、あるいは光周波数毎に異なる減衰量を与える。
また、一般に光伝送システムでは光ファイバ増幅器が利用することが多く、内部の希土類添加ファイバの分散、分散スロープなどの波形変化要因も考慮することで、入力光波形の精度は向上する。
中継ノード逆演算部３３０では、光フィルタやレベル等化のための可変減衰器などによるスペクトル形状及びレベル変化を考慮して、出力端波形から入力端波形を推定する。
光フィルタや可変減衰器によるスペクトル形状変化及びレベル変化は、それらの伝達特性Ｈ（ω）を用いて、入力スペクトルＸ（ω）と出力スペクトルＹ（ω）の関係はＹ（ω）＝Ｈ（ω）Ｘ（ω）で表される。中継ノード逆演算部３３０は、出力端波形から入力端波形を推定するために、入力波形をフーリエ変換してＹ（ω）を求め、光フィルタの逆伝達特性Ｈ-1（ω）を掛けてＸ（ω）を求め、さらに逆フーリエ変換して入力波形を得る。伝送補償演算部３１０において入力波形や出力波形データがスペクトルで扱われる場合には、フーリエ変換、逆フーリエ変換は不要である。また、Ｈ（ω）は透過中心から大きく離れた周波数では、透過率がゼロに近づくため、Ｈ-1（ω）は無限大に漸近する。従って、これを考慮してＨ（ω）を妥当な値に変形する必要がある。
中継ノードでは伝送ファイバ入力端において所望のＷＤＭ信号光パワーレベル及びそのチャネル依存性となるように、各チャネルのレベルを調整する場合がある。このとき、このレベル調整のための可変減衰器の各チャネルの減衰量に応じて損失が異なるので、これを考慮して入力信号波形を推定する必要がある。また、ノードの波長分散によってチャネル毎に光位相変化も異なるため、波長分散をも考慮する必要がある。具体的には、伝達特性Ｈ（ω）に減衰量のチャネル依存性、波長分散の効果を含ませることでも、入力波形を推定できる。また、スペクトル形状変化の補正とは別に、出力波形にチャネル毎の損失の逆数で与えられる利得、及び波長分散を与えることでも、入力波形を推定できる。
なお、ファイバ逆伝搬演算部３１０、減衰演算部３２０及び中継ノード逆演算部３３０に用いる伝送路パラメータ、光増幅器利得、合分波器透過波長特性、損失などの各パラメータは、繰り返し演算の際には一定でなく、それぞれの繰り返し演算サイクルに相当する実際の伝送路システムにおける値を利用する。
［第二の実施の形態］
次に図３及び４を参照して、本発明に係る受信装置の第二の実施形態を説明する。本実施形態の受信装置は、位相ダイバシチ構成を用いることで、各チャネルの同相成分と直交成分を同時に検出する。これにより振幅波形と位相波形が求めることができ、第一の実施形態では位相波形φk(t)を求める際に、別途測定しておいた振幅波形Ｅk(t)が必要であったが、この構成では必要ない。
図３及び４に本実施の形態の受信装置の構成例を示す。図３に示すように本実施形態の受信装置は、位相同期多波長光源１０からのマルチモード局発光の光パワーを２分岐する局発光分波器６０と、受信した波長多重信号光の光パワーを２分岐する信号光分波器６２と、局発光分波器６０により分岐されたマルチモード局発光の一方と信号光分波器６２により分岐された波長多重信号光の一方を合波して光パワーを２分岐する合波器２０と、局発光分波器６０により分岐されたマルチモード局発光の他方の位相をπ/２シフトするπ/２位相シフタ７０と、π/２位相シフタ７０により位相をπ/２シフトされたマルチモード局発光と信号光分波器６２により分岐された波長多重信号光の他方を合波して光パワーを２分岐する合波器２２とを備える。
また、本実施形態の受信装置は、合波器２０からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する分波フィルタ３０及び分波フィルタ３２と、分波フィルタ３０及び分波フィルタ３２から出力光をそれぞれ電気信号に変換し、それらの差を出力する差動受光器群１とを備える。
差動受光器群１は、分波フィルタ３０によって分離された光をそれぞれ受光して電気信号を出力する受光器４２−１〜４と、分波フィルタ３２によって分離された光をそれぞれ受光して電気信号を出力する受光器４４−１〜４と、分波フィルタ３０及び３２によってそれぞれ分離された同一波長の光を受光する受光器（例えば、４２−１と４４−１、４２−２と４４−２、４２−３と４４−３、４２−４と４４−４）からの電気信号をそれぞれ入力し差動信号を出力する比較器４６−１〜４とを備える。（差動受光器４０−１は、受光器４２−１と、受光器４４−２と、比較器４６−１とで構成される。）
さらに、本実施形態の受信装置は、合波器２２からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する分波フィルタ３４及び分波フィルタ３６と、分波フィルタ３４及び分波フィルタ３６から出力光をそれぞれ電気信号に変換し、それらの差を出力する差動受光器群とを備える。
差動受光器群２は、差動受光器群１同様に、分波フィルタ３４によって分離された光をそれぞれ受光して電気信号を出力する受光器４２−５〜８と、分波フィルタ３６によって分離された光をそれぞれ受光して電気信号を出力する受光器４４−５〜８と、分波フィルタ３４及び３６によってそれぞれ分離された同一波長の光を受光する受光器（例えば、４２−５と４４−５、４２−６と４４−６、４２−７と４４−７、４２−８と４４−８）からの電気信号をそれぞれ入力し差動信号を出力する比較器４６−５〜８とを備える。
さらにまた、図４に示すように、本実施形態の受信装置は、比較器４６−１〜８からの差動信号をそれぞれ入力しデジタル信号を出力するアナログデジタル変換器１００−１〜８を入力し演算により受信波形を合成する受信波形合成演算部２００と、受信波形合成演算部により合成された受信波形を入力し伝送補償を演算する伝送補償演算部３００とを備える。
π/２位相シフタ７０は、局発光分岐器６０と合波器２２との間に配置する代わりに、信号光分岐器６２と合波器２２との間に配置して、波長多重信号光の位相をシフトするようにしてもよい。
本実施形態の受信装置は、第一の実施形態と同様に、ＷＤＭ搬送波と同一周波数にモードを有する位相同期多波長光源からの光をマルチモード局発光として用いる。
この位相同期局発光と光ファイバを介して受信した波長多重信号光を合波器２０（２２）の２つの入力ポートから入力し、それらが合波された光を合波器２０（２２）の２つの出力ポートＡ及びＢから得る。その後、出力ポートＡ及びＢから得た光をそれぞれ分波フィルタ３０（３４）及び３２（３６）に入力しチャネル毎に分波する。
分波フィルタ３０及び３２により分波された光はそれぞれ受光器（４２−１〜４、４４−１〜４）で受光され電気信号Ａ及びＢに変換され、さらに、比較器４６−１〜４において、同一波長の光から光電変換して得られた電気信号Ａと電気信号Ｂとの差を検出して差動信号を出力する。同様に、分波フィルタ３４及び３６によりにより分波された光はそれぞれ受光器（４２−５〜８、４４−１〜４）で受光され電気信号Ａ及びＢに変換され、さらに、比較器４６−１〜４において、同一波長の光から光電変換して得られた電気信号Ａと電気信号Ｂとの差を検出して差動信号を出力する。
ファイバ出力端の波長多重信号光の波形は一般に次式（２−１）で表すことができる。ｋはチャネル番号を表す。光ファイバ伝送路の非線形効果により送信端では入力していないチャネルにも成分をもつことも考慮して、送信端での波長多重数ＮとするとＭ≧Ｎ（２以上の整数）となる。
Figure 2009010527
ここで、ｋチャネルの時間変動する強度情報Ｅk(t)及び位相情報φk(t)が未知の値である。また、位相同期多波長局発光は次式（２−２）で表される。ここでは、簡単のために、各チャネルの局発光の光パワーを一定とし、各チャネルの局発光の光電界振幅Ｅ0と定義している。
Figure 2009010527
両者を合波して、各チャネル毎に分離した上で、差動受光器に入力する。ｋチャネル目の差動受光器１から出力される電気信号ΔＩ1kは、次式（２−３）で表される。また、ｋチャネル目の差動受光器２から出力される電気信号ΔＩ2kは、次式（２−４）で表される。ただし、光電変換の効率などは省略している。
Figure 2009010527
Figure 2009010527
式（２−３）及び（２−４）より、信号光の位相波形と振幅波形を含んだ情報がそれぞれ、
Figure 2009010527
Figure 2009010527
として、求められる。
通常のＷＤＭ信号光のコヒーレント受信においてはＷＤＭ信号光を分波した上でチャネル毎に個別の局発光を用いて受信するため、各チャネルの局発光の位相θkが不明で、かつ時間に伴ってランダムに変動するため、正確なφk(t)を求めることができない。
他方、本願に開示するように位相同期多波長光源１０を局発光として用いた場合、位相θkは既知である。全てのチャネルの振幅・位相情報を検出して式（２−１）に代入することで、ファイバ出力端におけるＷＤＭ信号光の振幅・強度の合成波形を得ることができる。
Figure 2009010527
ここで、位相同期光源の位相変動Δθ(t)はランダムに変動するが全チャネルに共通した変動分であるため、ＷＤＭ波形を合成する際には問題にならない。
差動受光器群の出力信号からファイバ出力端における全チャネルの合成波形を生成する原理は示したが、実際にはデジタル信号処理を用いて行うことができる。
以下、デジタル信号処理を用いた合成波形の生成方法を説明する。式（２−４）によって表すことができる差動受光部器群（比較器４６−１〜８）からそれぞれ出力される電流をアナログデジタル変換器１００−１〜８によってデジタル信号に変換する。少なくとも各チャネルのビットレートの数倍程度のサンプリングレートでサンプリングする必要がある。
アナログデジタル変換器１００−１〜８でサンプリングして得られた各デジタル信号を、フォトダイオードの光電変換効率、局発光の電界振幅Ｅ0を用いて規格化して、ｋチャネル光電界波形のcos成分強度：Ｅk,c(n)、sin成分強度：Ｅk,s(n)（ｎは整数でありサンプリング番号を表す）を求める。または、振幅波形と位相波形を求めてもよく、後段の伝送補償演算部３００のデジタル処理におけるデータ形式にあわせた出力信号を生成すればよい。各チャネルに対するこれらの値、ｋチャネルの局発光の位相θk、ｋチャネルの光角周波数ωkから全チャネル分の合成波形を合成する。複素表示を用いれば、次式の演算により合成波が生成される。
Figure 2009010527
伝送補償演算部３００では、実際の伝送路システムにおける光ファイバ伝送路、光増幅器、可変減衰器・フィルタなど中継ノード部品を、それぞれファイバ逆伝搬演算部３１０、減衰処理部３２０、中継ノード逆演算部３３０を対応させて、それぞれ出力波形から入力波形を推定する演算を行う。
伝送補償演算部３００の構成及び逆伝搬演算部３１０、減衰処理部３２０、中継ノード逆演算部３３０の各部の演算については、第一の実施形態と同様であるので、繰り返しの説明は省略する。
［第三の実施の形態］
次に図５及び６を参照して、本発明に係る受信装置の第三の実施形態を説明する。本実施形態の受信装置は、垂直偏波、水平偏波のそれぞれについて個別に光ファイバ伝送システムにおける波形変化を補償演算することで、より高精度に入力波形を再生することを可能にする。
図５及び６に本実施の形態の受信装置の構成例を示す。図５に示すように本実施形態の受信装置は、位相同期多波長光源１０からのマルチモード局発光を水平偏波と垂直偏波とに分波する局発光偏波分離器８０と、受信した波長多重信号光を水平偏波と垂直偏波とに分波する信号光偏波分離器８２とを、上記第二の実施形態の受信装置（位相ダイバシチ構成）の構成に追加することで、光ファイバ伝送路出力端における垂直偏波、水平偏波それぞれの波長多重信号光波形を得る。尚、第一の実施形態の受信装置に局発光偏波分離器８０と、信号光偏波分離器８２とを追加し光ファイバ伝送路出力端における垂直偏波、水平偏波それぞれの波長多重信号光波形を得るように構成してもよい。
図５において、局発光偏波分離器８０により分波されたマルチモード局発光の水平偏波と、信号光偏波分離器８２により分波された波長多重信号光の水平偏波から差動信号を得る系の要素にはＨを付し、マルチモード局発光の垂直偏波と、波長多重信号光の垂直偏波から差動信号を得る系の要素にはＶを付している。
また、図５において、局発光偏波分離器８０および信号光偏波分離器８２により、はじめにマルチモード局発光および波長多重信号光を水平偏波と垂直偏波とに分離し、局発光分波器６０Ｈ（Ｖ）および信号光分波器６２Ｈ（Ｖ）により分離した各光の水平偏波および垂直偏波をさらに分岐するように構成しているが、局発光分波器６０および信号光分波器６２によりはじめにマルチモード局発光および波長多重信号光の光パワーを分岐し、２組の局発光偏波分離器８０および信号光偏波分離器８２を用いて局発光分波器６０および信号光分波器６２からの出力を水平偏波と垂直偏波とに分離するように構成してもよい。さらにまた、局発光分波器６０および信号光分波器６２によりはじめにマルチモード局発光および波長多重信号光の光パワーを分岐し合波器２０および２２に入射し、４つの偏波分離器を用いて合波器２０および２２からの各出力を水平偏波および垂直偏波に分離するように構成してもよい。
すなわち、マルチモード局発光の水平偏波と波長多重信号光の水平偏波とが合波され、その光パワーが２分岐された第１及び第２の合成光信号がそれぞれ分波フィルタ３０Ｈ及び３２Ｈに入射され各チャネルの波長ごとに分離されるように構成されれば、局発光偏波分離器８０，信号光偏波分離器８２，局発光分波器６０Ｈ，信号光分波器６２Ｈ及び合波器２０Ｈの接続順序は問題とならない。
同様に、マルチモード局発光の水平偏波と波長多重信号光の水平偏波とがいずれかにπ／２の位相シフトを与えられて合波され、その光パワーが２分岐された第３及び第４の合成光信号がそれぞれ分波フィルタ３４Ｈ及び３６Ｈに入射され各チャネルの波長ごとに分離されるように構成されれば、局発光偏波分離器８０，信号光偏波分離器８２，局発光分波器６０Ｈ，信号光分波器６２Ｈ，合波器２２Ｈ及びπ／２位相シフタ７０Ｈの接続関係は問題とならない。
さらに、マルチモード局発光の垂直偏波と波長多重信号光の垂直偏波とが合波され、その光パワーが２分岐された第５及び第６の合成光信号がそれぞれ分波フィルタ３０Ｖ及び３２Ｖに入射され各チャネルの波長ごとに分離されるように構成されれば、局発光偏波分離器８０，信号光偏波分離器８２，局発光分波器６０Ｖ，信号光分波器６２Ｖ及び合波器２０Ｖの接続順序は問題とならない。
さらに同様に、マルチモード局発光の垂直偏波と波長多重信号光の垂直偏波とがいずれかにπ／２の位相シフトを与えられて合波され、その光パワーが２分岐された第７及び第８の合成光信号がそれぞれ分波フィルタ３４Ｖ及び３６Ｖに入射され各チャネルの波長ごとに分離されるように構成されれば、局発光偏波分離器８０，信号光偏波分離器８２，局発光分波器６０Ｖ，信号光分波器６２Ｖ，合波器２２Ｖ及びπ／２位相シフタ７０Ｖの接続関係は問題とならない。
本実施形態の受信装置は、第一及び第二の実施形態と同様に、ＷＤＭ搬送波と同一周波数にモードを有する位相同期多波長光源からの光をマルチモード局発光として用いる。
この位相同期局発光と光ファイバから受信する波長多重信号光を合波器２０Ｈ（２２Ｈ，２０Ｖ，２２Ｖ）の２つの入力ポートから入力し、それらが合波された光を合波器２０Ｈ（２２Ｈ，２０Ｖ，２２Ｖ）の２つの出力ポートＡ及びＢからを得る。その後、出力ポートＡ及びＢから得た光をそれぞれ分波フィルタ３０Ｈおよび３２Ｈ（３４Ｈ及び３６Ｈ、３０Ｖおよび３２Ｖ、３４Ｖ及び３６Ｖ）で分波して、それぞれ光電変換して得られた電気信号Ａ及びＢの差（差信号）を出力する。
ファイバ出力端の信号光の波形を次式で表される。水平偏波（Ｈ）、垂直偏波（Ｖ）のそれぞれのファイバ出力端の波長多重信号光の波形ＥS-tot,H(t)、ＥS-tot,V(t) は一般に次式で表すことができる。ｋはチャネル番号を表す。光ファイバ伝送路、非線形効果により送信端では入力していないチャネルにも成分をもつことを考慮して、送信端での波長多重数ＮとするとＭ≧Ｎとなる。
Figure 2009010527
ここで、ｋチャネルの時間変動する水平（垂直）偏波の強度情報ＥH(V),k(t)及び位相情報φH(V),k(t)が未知の値である。また、位相同期多波長局発光は次式（３−２）で表される。ここでは、簡単のために、各チャネルの局発光の光パワーを一定とし、各チャネルの局発光の光電界振幅Ｅ0と定義している。
Figure 2009010527
ここでは、簡単のため水平偏波の局発光と垂直偏波の局発光は同一とした。両者を合波して、各チャネル毎に分離した上で、差動受光器に入力する。ｋチャネル目の差動受光器１Ｖ、差動受光器２Ｖ、差動受光器１Ｈ及び差動受光器２Ｈからそれぞれ出力される電気信号ΔＩV1k，ΔＩV2k，ΔＩH1k及びΔＩH2kは次式（３−３），（３−４）で表される。ただし、光電変換の効率などは省略した。
Figure 2009010527
Figure 2009010527
となり信号光の位相と振幅波形を含んだ情報が得られる。差動電流から
Figure 2009010527
Figure 2009010527
として求められる。
通常のＷＤＭ信号光のコヒーレント受信においてはＷＤＭ信号光を分波した上でチャネル毎に個別の局発光を用いて受信するため、各チャネルの局発光の位相θkが不明で、かつ時間に伴ってランダムに変動するため、正確なφk(t)を求めることができない。
他方、本願に開示するように位相同期多波長光源１０を局発光として用いた場合、位相θkは既知である。全てのチャネルの振幅・位相情報を検出して式（３−１）に代入することで、ファイバ出力端におけるＷＤＭ信号光の振幅・強度の合成波形を得ることができる。
Figure 2009010527
ここで、位相同期光源の位相変動Δθ(t)はランダムに変動するが全チャネルに共通した変動分であるため、ＷＤＭ波形を合成する際には問題にならない。
差動受光部の出力信号からファイバ出力端における全チャネルの合成波形を生成する原理は示したが、実際にはデジタル信号処理を用いて行うことができる。
以下、デジタル信号処理を用いた合成波形の生成方法を説明する。式（３−４）によって表すことができる差動受光器群からそれぞれ出力される電流をアナログデジタル変換器１００−１〜１６によってデジタル信号に変換する。少なくとも各チャネルのビットレートの数倍程度のサンプリングレートでサンプリングする必要がある。
アナログデジタル変換器１００−１〜１６でサンプリングして得られた各デジタル信号を、フォトダイオードの光電変換効率、局発光の電界振幅Ｅ0を用いて規格化して、ｋチャネル光電界波形のcos 成分強度：ＥV(H)k,c(n)、sin 成分強度：ＥV(H)k,s(n)(ｎ：は整数でありサンプリング番号を表す）を求める。または、振幅波形と位相波形を求めてもよく、後段の伝送補償演算部のデジタル処理におけるデータ形式にあわせた出力信号を生成すればよい。各チャネルに対応するこれらの値、ｋチャネルの局発光の位相θk、ｋチャネルの光角周波数ωkから全チャネル分の合成波形を合成する。複素表示を用いれば、次式の演算により合成波が生成される。
Figure 2009010527
伝送補償演算部３００では、実際の伝送路システムにおける光ファイバ伝送路、光増幅器、可変減衰器・フィルタなど中継ノード部品を、それぞれファイバ逆伝搬演算部３１０、減衰処理部３２０、中継ノード逆演算部３３０を対応させて、それぞれ出力波形から入力波形を推定する演算を行う。
伝送補償演算部３００の構成及び逆伝搬演算部３１０、減衰処理部３２０、中継ノード逆演算部３３０の各部の演算については、第一の実施形態と同様であるので、繰り返しの説明は省略する。
中継ノード逆演算部３３０では、光フィルタやレベル等化のための可変減衰器などによるスペクトル形状及びレベル変化を考慮して、出力端波形から入力端波形を推定する。
光フィルタや可変減衰器によるスペクトル形状変化及びレベル変化は、それらの垂直偏波Ｖ（水平偏波Ｈ）それぞれの伝達特性ＨV(H)(ω）を用いて、入力スペクトルＸV(H)(ω）と出力スペクトルＹV(H)(ω）の関係はＹV(H)(ω）＝ＨV(H)(ω）ＸV(H)(ω）で表される。出力端波形から入力端波形を推定するためには、入力波形フーリエ変換してＹV(H)(ω）を求め、光フィルタの逆伝達特性ＨV(H) -1(ω）を掛けてＸV(H)(ω）を求め、さらに逆フーリエ変換して入力波形を得る。伝送補償演算部における入力波形、出力波形データがスペクトルで扱われる場合には、フーリエ変換、逆フーリエ変換は不要である。また、ＨV(H)(ω）は透過中心から大きく離れた周波数では、透過率がゼロに近づくため、ＨV(H) -1(ω）は無限大に漸近する。従って、これを考慮してＨV(H)(ω）を妥当な値に変形する必要がある。
中継ノードでは伝送ファイバ入力端において所望のＷＤＭ信号光パワーレベル及びそのチャネル依存性となるように、各チャネルのレベルを調整する場合がある。このとき、このレベル調整のための可変減衰器の各チャネルの減衰量に応じて損失が異なるので、これを考慮して入力信号波形を推定する必要がある。また、ノードの波長分散によってチャネル毎に光位相変化も異なるため、波長分散をも考慮する必要がある。具体的には、伝達特性ＨV(H)(ω）に減衰量のチャネル依存性、波長分散の効果を含ませることでも、入力波形を推定できる。また、スペクトル形状変化の補正とは別に、出力波形にチャネル毎の損失の逆数で与えられる利得、及び波長分散を与えることでも、入力波形を推定できる。
なお、ファイバ逆伝搬演算部、減衰演算部、中継ノード逆演算部に用いる伝送路パラメータ、光増幅器利得、合分波器透過波長特性、損失などの各パラメータは、繰り返し演算の際には一定ではなく、それぞれの繰り返し演算サイクルに相当する実際の伝送路システムにおける値を利用する。
また、光ファイバ、ノード構成部品などは偏波分散、損失偏波依存性を有するが、これらは上で示したように偏波成分を分離し、個々の構成要素の偏波分散、損失偏波依存性を考慮することでチャネル間クロストークを補償できる。しかし、偏波分散、損失偏波依存性は時間とともに変化することが指摘されており、伝送路の変化に応じて補償演算部に対して高速なフィードバック制御、すなわち、既知のパイロット光を受信することによって演算に用いる各パラメータの修正が必要になる。また、高速な偏波変動に対しては、最尤系列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimation：ＭＬＳＥ）、判定帰還型フィルタ（decision feedback filter：ＤＦＦ）などの別の補償方法を組み合わせて用いることで対応することも可能である。
また、隣接チャネル信号とのスペクトル重なりやスペクトル漏洩による線形な効果によるチャネル間クロストークによる波形劣化に関しては、入力と出力の関係が線形であり、伝搬関数を入力にかけることで出力を得ることができるため、逆伝搬関数を出力にかけることで入力を得ることが可能である。従って、各構成要素の出力波形を元に入力波形を推定するような逆伝搬演算を行わなくても、システム全体の伝達関数からクロストークの補償演算が可能である。チャネルｋの送信波形Ｓk（ｗ）、各チャネルｋの受信波形Ｔk（ｗ）、チャネルｍからチャネルｎへの伝達関数Ｈn,m（ｗ）とする。位相同期多波長光源を用いることで、受信端の波形Ｔk（ｗ）を全て求めることができるため、伝送路の伝達特性Ｈn,m（ｗ）を用いて次式のように送信端波形を推定することができる。
Figure 2009010527
偏波ダイパシチを用いて検出した場合では、それぞれ垂直偏波、水平偏波に対する受信信号ＴV,k（ｗ）、ＴH,k（ｗ）が検出される。垂直偏波、水平偏波其々に対するチャネルｍからチャネルｎへの伝送システムの伝達関数ＨV-n,m（ｗ）、ＨH-n,m（ｗ）を用いることで、送信波形を求めることができる。偏波による分散、損失、利得、フイルタリング形状の相違に基づく波形劣化をも補償でき、より高精度な補償演算が可能になる。
伝送補償演算部３１０では、各伝送路ファイバの損失係数：α、分散β2、分散スロープβ3、非線形係数νなどの伝搬定数、光増幅器の利得、中継ノードの伝達特性などが必要になる。また、それらの偏波依存性や、伝送路ファイバの場合には長手方向への変化も必要になる。上記のように、伝送路ファイバの損失係数α、分散β2、分散スロープβ3などの線形定数の測定方法は研究されており、既に精密な測定器が市販されている。非線形伝搬定数に関しても測定方法が提案されており、これらを用いて測定することが可能である。ただし、測定に際してファイバ入力端から測定用の光を入力し、出力端から出力される光を分析する必要があるが、実際のシステムでは入力端と出力端が数十ｋｍ離れた地点にありそのまま応用することは不可能である。
従って、伝搬定数測定のためのパイロット光を信号光に含ませておくことが有効になる。伝搬定数測定のためのパイロット光を信号光に含ませておく場合の構成例を図７に示す。
図７に示すＷＤＭ伝送システムでは、送信器において送信データをチャネル毎に周波数の異なる信号光に符号化し、パイロット光とともに波長多重して送信する。また、受信装置において、各信号チャネルと同様に、パイロット光についての差動信号を得て、伝送路パラメータ解析部４００において、各伝搬定数を測定・解析する。パイロット光から解析された各伝搬定数は、伝送補償演算部３００へ供給される。
パイロット光としては、これまでに提案されている各伝搬定数の測定方法にあわせたものを用意すればよい。さらに、伝搬定数測定に必要な情報のやりとりは、トランスボンダの上りと下りの経路、ＯＳＣ（Optical Supervisory Channel)などを用いて転送することも可能である。
伝送路ファイバの伝搬定数、光増幅器の利得、中継ノードの伝達特性は時間と伴に変動することが想定され、これらを随時パイロット光を送信するパイロットチャネルで測定して、伝送補償演算部３００で用いる各パラメータにフィードバックする。
本発明に係る受信装置の一実施形態の構成を説明するための図。 本発明に係る受信装置の一実施形態の構成を説明するための図 本発明に係る受信装置の別の実施形態の構成を説明するための図。 本発明に係る受信装置の別の実施形態の構成を説明するための図。 本発明に係る受信装置のさらに別の実施形態の構成を説明するための図。 本発明に係る受信装置のさらに別の実施形態の構成を説明するための図。 本発明に係る受信装置における伝送路パラメータの測定例を説明するための図。 本発明に係る受信装置の伝送補償演算部の構成を説明するための図。
符号の説明
１０ 位相同期多波長光源
２０，２２ 合波器
３０，３２，３４，３６ 分波フィルタ
４２，４４ 受光器
４６ 比較器（減算器）
６０ 局発光分波器
６２ 信号光分波器
７０ 位相シフタ
８０ 局発光偏波分離器
８２ 信号光偏波分離器
１００ アナログデジタル変換器
２００ 受信波形合成演算部
３００ 伝送補償演算部
３１０ ファイバ逆伝搬演算部
３２０ 減衰演算部
３３０ 中継ノード逆演算部
３４０ 線形逆関数演算部
３５０ 非線形逆演算部
４００ 伝送路パラメータ解析部

Claims (10)

  1. 波長多重信号光を受信する受信装置であって、
    互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源と、
    受信した波長多重信号光と前記マルチモード局発光を合波して分岐する合波器と、
    前記合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタと、
    前記第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する差動受光器群と、
    前記差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段と
    を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 前記合成波形生成手段は、
    前記差動受光器群からの前記差動信号のそれぞれをデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
    前記アナログデジタル変換器から出力されるデジタル信号及び各チャネルの光電界の振幅情報を入力し、前記波長多重信号光の光電界波形を数値計算にて合成する受信波形合成演算部と、
    前記光電界波形から伝送補償を演算する伝送補償演算部と
    を備え、
    前記伝送補償演算部は、
    前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された光伝送路の出力端の光電界波形から当該光伝送路の入力端の光電界波形を推定する逆伝搬演算部と、
    前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された光増幅器の出力端の光電界波形から当該光増幅の入力端の光電界波形を推定する減衰演算部と、
    前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された中継ノードの出力端の光電界波形から、当該中継ノードの構成要素の伝達特性を用いて入力端の光電界波形を推定する中継ノード逆演算部と
    を備え、前記受信した波長多重信号光の伝搬経路に応じて、前記逆伝搬演算部、前記減衰処理部及び前記中継ノード逆演算部を選択的に用いて、伝送補償を演算することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 波長多重信号光を受信する受信装置であって、
    互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源と、
    前記マルチモード局発光を分岐する局発光分波器と、
    受信した波長多重信号光を分岐する信号光分波器と、
    前記信号光分波器により分岐された波長多重信号光の一方と前記局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の一方とを合波して分岐する第１の合波器と、
    前記第１の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタと、
    前記第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第１の差動受光器群と、
    前記信号光分波器により分岐された波長多重信号光の他方及び前記局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の他方のいずれかにπ／２の位相シフトを与える位相シフタと、
    前記位相シフタ（７０）によりいずれかがπ／２の位相シフトを与えられた前記信号光分波器により分岐された波長多重信号光の他方及び前記局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の他方を合波して分岐する第２の合波器と、
    前記第２の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタと、
    前記第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第２の差動受光器群と、
    前記第１の差動受光器群及び第２の差動受光器群からの前記差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段と
    を備えたことを特徴とする受信装置。
  4. 前記合成波形生成手段は、
    前記第１の差動受光器群及び前記第２の差動受光器群からの前記差動信号のそれぞれをデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
    前記アナログデジタル変換器から出力されるデジタル信号を入力し、前記波長多重信号光の光電界波形を数値計算にて合成する受信波形合成演算部と、
    前記光電界波形から伝送補償を演算する伝送補償演算部と
    を備え、
    前記伝送補償演算部は、
    前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された光伝送路の出力端の光電界波形から当該光伝送路の入力端の光電界波形を推定する逆伝搬演算部と、
    前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された光増幅器の出力端の光電界波形から当該光増幅の入力端の光電界波形を推定する減衰演算部と、
    前記波長多重信号光の伝搬経路に配置された中継ノードの出力端の光電界波形から、当該中継ノードの構成要素の伝達特性を用いて入力端の光電界波形を推定する中継ノード逆演算部と
    を備え、前記受信した波長多重信号光の伝搬経路に応じて、前記逆伝搬演算部、前記減衰処理部及び前記中継ノード逆演算部を選択的に用いて、伝送補償を演算することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
  5. 波長多重信号光を受信する受信装置であって、
    互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源と、
    前記マルチモード局発光および受信した波長多重信号光から、前記マルチモード局発光の水平偏波と前記波長多重信号光の水平偏波とが合波され分岐された第１及び第２の合成光信号、前記マルチモード局発光の水平偏波と前記波長多重信号光の水平偏波とがいずれかにπ／２の位相シフトを与えられて合波され分岐された第３及び第４の合成光信号、前記マルチモード局発光の垂直偏波と前記波長多重信号光の垂直偏波とが合波され分岐された第５及び第６の合成光信号、および前記マルチモード局発光の垂直偏波と前記波長多重信号光の垂直偏波とがいずれかにπ／２の位相シフトを与えられて合波され分岐された第７及び第８の合成光信号を生成する合成光信号生成手段と、
    前記第１乃至８の合成光信号の各々を各チャネルの波長ごとに分離する第１乃至第８の分波フィルタと、
    前記第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第１の差動受光器群と、
    前記第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第２の差動受光器群と、
    前記第５の分波フィルタ及び第６の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第３の差動受光器群と、
    前記第７の分波フィルタ及び第８の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第４の差動受光器群と、
    前記第１乃至４の差動受光器群からの前記差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段と
    を備えたことを特徴とする受信装置。
  6. 波長多重信号光を受信する受信装置であって、
    互いの光周波数が位相同期した複数波長を有するマルチモード局発光を出力する位相同期多波長光源と、
    前記マルチモード局発光を垂直偏波と水平偏波とに分離する局発光偏波分離器と、
    受信した波長多重信号光を垂直偏波と水平偏波とに分離する信号光偏波分離器と、
    前記マルチモード局発光の水平偏波を分岐する第１の局発光分波器と、
    前記波長多重信号光の水平偏波を分岐する第１の信号光分波器と、
    前記第１の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の水平偏波の一方と前記第１の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の水平偏波の一方とを合波して分岐する第１の合波器と、
    前記第１の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタと、
    前記第１の分波フィルタ及び第２の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第１の差動受光器群と、
    前記第１の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の水平偏波の他方及び前記第１の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の水平偏波の他方のいずれかにπ／２の位相シフトを与える第１の位相シフタと、
    前記第１の位相シフタによりいずれかがπ／２の位相シフトを与えられた前記第１の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の水平偏波の他方及び前記第１の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の水平偏波の他方を合波して分岐する第２の合波器と、
    前記第２の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタと、
    前記第３の分波フィルタ及び第４の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第２の差動受光器群と、
    前記マルチモード局発光の垂直偏波を分岐する第２の局発光分波器と、
    前記波長多重信号光の垂直偏波を分岐する第２の信号光分波器と、
    前記第２の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の垂直偏波の一方と前記第２の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の垂直偏波の一方とを合波して分岐する第３の合波器と、
    前記第３の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第５の分波フィルタ及び第６の分波フィルタと、
    前記第５の分波フィルタ及び第６の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第３の差動受光器群と、
    前記第２の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の垂直偏波の他方及び前記第２の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の垂直偏波の他方のいずれかにπ／２の位相シフトを与える第２の位相シフタと、
    前記第２の位相シフタによりいずれかがπ／２の位相シフトを与えられた前記第２の信号光分波器により分岐された波長多重信号光の垂直偏波の他方及び前記第２の局発光分波器により分岐されたマルチモード局発光の垂直偏波の他方を合波して分岐する第４の合波器と、
    前記第４の合波器からの２つの出力光をそれぞれ各チャネルの波長ごとに分離する第７の分波フィルタ及び第８の分波フィルタと、
    前記第７の分波フィルタ及び第８の分波フィルタからの出力光をそれぞれ電気信号に変換し、同一波長の光から変換された電気信号間の差動信号を出力する第４の差動受光器群と、
    前記第１乃至４の差動受光器群からの前記差動信号を用いて受信した波長多重信号光における全チャネルの合成波形を生成する合成波形生成手段と
    を備えたことを特徴とする受信装置。
  7. 前記合成波形生成手段は、
    前記第１乃至４の差動受光器群からの前記差動信号のそれぞれをデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
    前記アナログデジタル変換器から出力されるデジタル信号を入力し、前記波長多重信号光の垂直偏波及び水平偏波の光電界波形をそれぞれ個別に数値計算にて合成する受信波形合成演算部と、
    前記光電界波形から伝送補償を演算する伝送補償演算部と
    を備え、
    前記伝送補償演算部は、
    光伝送路の出力端の光電界波形から当該光伝送路の入力端の光電界波形を推定する逆伝搬演算部と、
    光増幅器の出力端の光電界波形から当該光増幅の入力端の光電界波形を推定する減衰演算部と、
    中継ノードの出力端の光電界波形から、当該中継ノードの構成要素の伝達特性を用いて入力端の光電界波形を推定する中継ノード逆演算部と
    を備え、前記受信した波長多重信号光の伝搬経路に応じて、前記逆伝搬演算部、前記減衰処理部及び前記中継ノード逆演算部を選択的に用いて、伝送補償を演算することを特徴とする請求項５または６に記載の受信装置。
  8. 前記伝送補償演算部は、前記光伝送路、前記光増幅器及び中継ノードの前記波長多重信号光の伝搬方向に対する配置順序とは逆の順序で前記逆伝搬演算部、前記減衰処理部及び前記中継ノード逆演算部を順次選択することを特徴とする請求項２、４及び７のいずれかに記載の受信装置。
  9. 前記逆伝搬演算部は、
    前記光伝送路の出力端の光電界波形から、光伝送路の中間点における光電界波形を推定する線形逆伝搬演算部と、
    前記光伝送路の中間点の光電界波形から光伝送路の入力端の光電界波形を推定する非線形逆伝搬演算部と、
    を備えることを特徴とする請求項２、４、７及び８のいずれかに記載の受信装置。
  10. 予め決められたパターンが符号化されたパイロット光を波長の異なる信号光とともに波長多重して送信する送信装置と、請求項１乃至９のいずれかに記載の受信装置とを備えた伝送システムであって、
    前記受信装置は、受信した前記パイロット光から伝送路環境を解析する伝送路パラメータ解析部をさらに備えたことを特徴とする伝送システム。
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