JP2008516455A

JP2008516455A - 自然故障装置との連動使用に適する電磁整流アンテナ

Info

Publication number: JP2008516455A
Application number: JP2007535887A
Authority: JP
Inventors: シルバー，ガイ; ウー，ジュイネロン
Original assignee: シルバー，ガイ; ウー，ジュイネロン
Priority date: 2004-10-12
Filing date: 2005-10-07
Publication date: 2008-05-15
Also published as: US20080067632A1; WO2006044324A2; CN101432925A; TWI409989B; EP1800365A2; TW200629647A; SG156631A1; KR20070074620A; EP1800365A4; US20090026579A1; US7964932B2; US7649496B1; WO2006044324A3; CN101432925B

Abstract

高周波電磁（ＥＭ）波の電力変換が可能なレクテナを提供する。一実施形態ではレクテナ要素は入射ＥＭ波電力とｎ型半導体又はアンテナ要素の最大電圧点に対応する別電子源に基づく二つのソースから電流を発生する。両ソースの合計電流はアンテナの電力出力を増加させ、その結果低電力信号のアンテナ検出感度を増加させる。レクテナ要素のアンテナ要素のギャップに接続した新規ダイオードを用いて全波整流が得られる。ダイオードは順方向バイアス電圧か逆バイアスで導電性であり、アンテナで受信した所望ＥＭ波により発生されたアンテナ信号を整流する。本発明のレクテナ要素は大レクテナアレーを生成させる基礎要素として使用される。
【選択図】図１０ａ

Description

本発明は整流アンテナ（“レクテナ”）使用のエネルギー変換に関する。特に本発明は高周波小信号を整流する半導体装置を用いた電磁波エネルギーの電気エネルギーへのエネルギー変換装置に関する。

図１に従来のｐｎ接合ダイオードの電流電圧特性を示す。図２は従来の段階ｐｎ接合ダイオード１００の略図である。図２に示すように従来のｐｎ接合ダイオード１００はｐ領域１０１とｎ領域１０２を含む。ｐ領域１０１は、例えばｐ型ドーパント（即ちホウ素のような電子受容体）を用いてドープし、ｎ領域１０２はｎ型ドーパント（即ちリンのような電子供与体）を用いてドープできる。ｐ領域１０１とｎ領域１０２間の段階接合近くで、二領域の電気化学ポテンシャル差による平衡と二領域間の電荷キャリヤー（例えば電子と“正孔”）拡散により、電荷キャリヤーを空乏化して“空乏領域”１０３と１０４をそれぞれｐ領域１０１とｎ領域１０２に形成する。所謂“段階接合近似”では、“空乏領域”１０３幅ｘ_ｐと空乏領域“１０４幅ｘ_ｎは、それぞれｐｎ接合界面の外部負荷電圧Vと以下で与えられ、
x_n =（２ε_ｓN_A（φ_i―V）／ｑN_D（N_A+N_D））^1/2
x_ｐ =(２ε_ｓN_D（φ_i―V）／ｑN_A（N_A+N_D）)^1/2
ここでε_ｓはシリコン電気透過率、ｑは電子電荷、φiはｐｎ接合の“内蔵”電位、N_AとN_Bはそれぞれｐ領域１０１とｎ領域１０２のドーピング濃度である。
図１に示すように横軸はｐｎ接合界面電圧Vを示し、縦軸はｐｎ界面間ダイオード電流I_D示す。図１に示すようにｐｎ接合界面電圧Vがゼロボルトより大きいか電圧V_ｔｈ（“閾電圧”）より大きいと、ｐｎ接合は強く“順方向バイアス”され、ダイオード電流I_Dは電圧Vに関し指数関数的に増大する。ｐｎ接合界面電圧Vがゼロボルトより小さいが電圧V_br（“降伏電圧”）よりは小さくない場合、ｐｎ接合は“逆バイアス”でありダイオード電流I_Dは非常に小さい。逆バイアスでは電圧の大きさが増大すると、発生キャリヤーのエネルギーが増加しトンネル現象や電圧V_ｂｒでの衝撃イオン化のような現象をもたらす。電圧V_ｂｒでダイオード電流I_Dは非常に大きくなりダイオードは“故障”する。故障時でのｐｎ接合界面の平均電場の大きさ（センチメーター当たりのボルト）は以下の経験式で与えられ、
｜E_br｜ = 4.0 x 10⁵ / 1-1/3logN_p/10¹⁶
ここでN_DはN_A とN_Bの内の小さい方である。
（特許文献）
関連出願クロスリファレンス
本出願は２００４年１０月１２日申請の“自然故障装置と連動で使用するに適した電磁波整流アンテナ”と題する代理人整理番号米国Ｍ−１５６１７、通し番号１０／９６３，３５７の同時継続米国特許出願（“同時継続特許出願”）の一部継続出願であり、それに優先する。同時継続特許出願はここに全体を文献として取り入れる。

本発明は自由空間の高周波電磁（EM）波出力を電気エネルギーに変換できる整流アンテナ（レクタナ）を提供する。本発明の一実施形態によると、アンテナはアンテナで入射EM波が生ずる電位差と、ｎ型半導体又はアンテナの最大電圧点付随の他電子源の二ソースから電流を発生する。両ソースの合計電流によりアンテナ出力が増加し、その結果低出力信号アンテナの検出感度を増加する。
本発明の一実施形態によると、全波整流がアンテナ接続の新規ダイオード使用により達成される。この実施形態ではダイオードは逆バイアス電圧で導電であり、順方向バイスで電荷を蓄積し、標的電磁（EM）放射発生のアンテナ信号をアンテナ受信選択周波数帯内で整流する。ダイオードとアンテナがレクテナを形成する。本発明の一実施形態では半波整流がダイオードを用いて達成される。
本発明のレクテナは大レクテナアレーを形成する基礎要素として用いても良い。従って本発明のレクテナはマイクロ波、サブミリ波、テラヘルツ波、赤外線波、可視光波への応用が見出されるい。本発明のレクテナは拡大縮小が可能で、半導体技術、材料科学、デバイス物理及びアンテナデザインの改良で更なる改良が可能である。又このレクテナを用いて受信できる周波数の上限はない。本発明は電磁波―直流発電と供給、熱遮蔽、湿度、食糧生産、皮膚病学（例えば生検無しでの熱傷皮膚構造検査）及びトモグラフィー（及び他の医療用画像感知）に応用できる。本発明により特定の空港安全手順や麻薬検出手順でのパレット検査に使用されているような対象物画像化でのレントゲン線（X線）のテラヘルツ線（T-ray）による置き換えが可能になる。本発明により又炎とガス使用の化学分析（例えば毒性分析、フーリエスペクトル）、品質管理手順（例えば自動車用途で使用されているようなプラスチック部品の穴検出）及びレーダー用途（例えば反射測定）でも応用可能である。
本発明の他の様態によると、“自然故障装置”（“NBD”）はゼロバイアス電圧でも電流を流すことができる。自然故障の発明一実施形態によると、NBDはダイオード型の自然故障装置である。NBDは本発明のレクテナ上の整流器として用いて、小振幅高周波電磁信号を整流できる。

以下の記述では主として正方形アレー配置（即ち二次元アンテナアレーがそれぞれ各次元で同数のアンテナ要素を有する）での長方形ダイポールアンテナ（“レクタナ”）を開示するが、本発明は二次元で異なる数のアンテナ要素を有する二次元配置のような他配置のレクタナにも適応できる。本発明は発電用電磁エネルギーを捕獲回収するように配置したダイポールレクタナ要素アレーを提供する。
本発明の一実施形態を図９に示す。図９は多数のアンテナ（例えばアンテナ９０４、９１４及び９２４）を含むレクタナアレー９００を示す。図１０（a）と１０（ｂ）は整流器構造９０５a接触アンテナ部９０４aと９０４ｂを含むダイポールアンテナ９０４を示す、図９のレクタナアレー９００の平面図と側面図である。整流器構造９０５aはアンテナ９０４aと９０４ｂの受信信号を整流する。本発明のこの実施形態よると、整流器構造９０５aは詳細説明で以下に更に検討し、“自然故障装置（ＮＢＤ）”又は自然故障ｐｎ接合ダイオードと呼ぶ自然故障装置（ＮＢＤ）により提供される。
図１０（a）と図１０（ｂ）に示すように、整流器構造９０５aはｐ領域９０６とｎ領域９０７を含むＮＢＤを含む。この説明で空乏領域幅が同一ドーピング濃度の段階接合でのゼロバイアス印加電圧で空乏化幅より狭い場合、この空乏化を“強制的”と呼ぶ。整流器構造９０５aの強制的空乏化ｐ領域９０６はアンテナに直接接続する。整流器構造９０５aのｎ領域９０７は出力チャネル９０９と直接接続する。整流器構造９０５aは又図２２（a）と図２２（ｂ）示すように、本発明の一実施形態よる二つのＮＢＤを備えても良い。二つのＮＢＤを用いて、それぞれアンテナ部９０４aと９０４ｂの内の異なるものと接続して、ＮＢＤによるアンテナ部の短絡を避けても良い、
本発明に示すダイポールアンテナ９０４と他アンテナの有効な作動が可能な９０５aのような整流器構造の幾つかの整流器特性としては、（１）逆方向バイアスゼロ電圧近くか順方向ゼロバイアス電圧近くで導電であり、（２）逆方向バイアスでの従来ｐｎ接合ダイオード漏洩電流より遙かに大きな電流を有し、（３）所定方向に電流を発生して入力信号を整流し、（４）整流器構造を電圧源に接続すると、入力電圧が上昇することが含まれる。
図１０（ｂ）に示すように各ダイポールアンテナ９０４は長さＬであり、アンテナ中央でギャップ長さＤだけ分離した二つのアンテナ部（例えば９０４a部と９０４ｂ部）からなる。長さＬは理想的にはアンテナ受信予定電磁（ＥＭ）波波長の半分であり、Ｄは通常アンテナ受信予測電磁（ＥＭ）波波長の最短よりかなり小さい。整流器構造９０５a（ＮＢＤ３００）のｐ領域９０６は片側でアンテナ９０４のギャップに隣接の９０４aと９０４ｂ両部と接続し、他の側でｎ領域９０７と接続する。高濃度ドープのｎ^＋−領域９０８はアンテナ９０４の両端と接続する。この結果レクテナ要素がアンテナ９０４、整流器構造９０５a及びｎ^＋−領域９０８により形成される。複数レクテナ要素のｎ^＋−領域９０８を接続して電子用入力チャネル９０２を構成する。

同様に高濃度ドープのｎ^＋−領域９０９は複数整流器構造のｎ領域（例えば整流器構造９０５aのｎ領域９０７）と並列接続して電子用出力チャネル９０３を形成する。各アンテナのアンテナ部は他アンテナのアンテナ部から絶縁し、各アンテナはそのアンテナのＥＭ波入射による任意の電圧レベルを得ることができる。ｎ^＋領域９０８と電子入力チャネル９０２は同じ導電型を有する。他実施形態ではｎ^＋−領域９０８と９０２は高ドープｎ^＋−領域で置き換えても良い。
ダイポールアンテナが波長２ＬのＥＭ波を受信すると、アンテナ部端部間で電圧差が生ずる。ダイポールアンテナ中央の整流器構造陽極部に比して、ダイポールアンテナの反対端電圧は反対極性である。アンテナ９０４に対するｎ^＋−領域９０８間の抵抗及びＮＢＤ間の抵抗は非常に小さい。電圧差により両アンテナ部で図１０のｎ^＋−領域９０８から整流器構造９０５aへ電子流れが生じる。これが整流器構造９０５aでの電子電流の第一源である。整流器構造９０５aでの電子電流の第二源は、ＥＭ波磁場によるアンテナ誘導の電子電流である。この電子電流は入射ＥＭ波電力に依存する大きさを有する。ある時間での電子電流源の方向はＥＭ波位相により決まる。この配置で二つのソースにより電子流がダイポールアンテナに提供される。
両アンテナ部での最大電流はダイポールアンテナ中央で起こる。アンテナ９０４のギャップ長さＤはアンテナ９０４の受信予定ＥＭ波波長の１／４より遙かに短いように設計する。理想的には各アンテナ部９０４aと９０４ｂは受信ＥＭ波波長の１／４より小さい。ｎ^＋−領域９０８電流の大きさはｎ^＋−領域接合とダイポールアンテナの接触アンテナ部間電圧差の大きさと抵抗の大きさにより決まる。

ダイポールアンテナ中央の整流器構造が図３のＮＢＤ３００で検討したと類似のＮＢＤであるこの配置^１では、ダイポールアンテナの電子電流はＮＢＤ３００により出力チャネル（例えば出力チャネル９０３）に対して短絡する。整流器構造は他類似構造で提供しても良い。以下に説明するようにＮＢＤは出力チャネルで上昇電圧を有し、その結果複数アンテナの電子電流は電子出力チャネル９０３で合計される。例えば図９のレクタナアレー９００に示すダイポールアンテナ上で、電子電流が電子入力チャネル９０２からアンテナ部周囲のｎ領域（例えば図１０のｎ^＋領域９０８）へＮＢＤ３００のアンテナ部を通して流れ、そこから電子出力チャネル９０３に電子電流が流れる。その結果レクテナアレー９００は電子入力チャネル９０２と電子出力チャネル９０３間の電圧（即ちＮＢＤ間の電圧）供給の電池と見なしても良い。直流電力が対角線的なｎ型チャネルとギャップ有りレクタナの各中央ＮＢＤに沿って回収される。余分の電子がアンテナ端部で対角線的にｎ型チャネルを接続して供給される。図２２（a）と図２２（ｂ）で示す代替え実施形態も同様に行う。

１．この説明では装置が図３で検討のＮＢＤ３００と類似のダイオードが必要な場合、必
要ダイオードは“ＮＢＤ３００”と呼ぶ。同様に装置が図６のＮＢＤ６００と類似のダイオードが必要な場合、必要ダイオードは“ＮＢＤ６００”と呼ぶ。
図１１はレクテナアレー１１０１電子出力チャネル１１０４をレクテナアレー１１０２電子入力チャネル１１０５に直列接続したレクテナアレー１１０１と１１０２を示す。この接続ではレクテナアレー１１０１と１１０２は電子入力チャネル１１０３と電子出力チャネル１１０６間ＮＢＤ電圧の２倍の電圧を有する電池と見なせる。このようにし複数レクテナを接続しＮＢＤ電圧のＮ倍の電圧を有する装置を提供でき、ここでＮは１以上の任意の正の整数である。代わりにレクテナアレー１１０１と１１０２が同じ出力電圧を有する場合、電子入力チャネル１１０３と１１０５を一緒に接続し、電子出力チャネル１１０４と１１０６を一緒に接続して、１１０２と１１０３を並列接続して、各アンテナアレー電流の２倍の電流を有する装置を作り出しても良い。
以下に説明するようにＮＢＤを用いてメートル波信号を検出整流しても良い。従ってメートル波ＥＭ波を検出整流することで、本発明により可視スペクトルより長い周波数のような今まで電力変換への応用が実用的でないか不可能なＥＭスペクトル周波数を用いて、ＤＣ電力に検出整流する装置が提供される。本発明により赤外（ＩＲ）光及び可視光（例えば太陽光エネルギー）のような広範囲のＥＭ波周波数を用いる電力変換用途への応用が見出される。本発明は光学センシングや光ネットワークの高速応答光センサーとして利用しでも良い。各レクタナ要素（又はレクタナ）のアンテナは任意種の任意サイズと任意形状で良い。レクタナアレーは多くの異なるレクタナ要素から構成できる。又各レクタナアレーは図９と図１１のレクタナアレーと異なっても良い。本発明のレクタナアレーはレクタナ要素の全入力チャネルからレクタナ要素の全出力チャネルへ流れる電子電流を回収する。ＮＢＤの完全空乏化領域をアンテナと直接接続する。

各ダイポールアンテナでのギャップの存在により、本発明のレクタナ（又はレクタナアレー）が作動可能な最高周波数が限定される。図１２（a）と図１２（ｂ）にそれぞれに記述の一実施形態によるギャップ無しダイポールアンテナの平面図と側面図を示す。ＮＢＤ６００をこの詳細記述で以下に更に検討するギャップ無しダイポールアンテナ用入力ＮＢＤとして用いても良い。図１２（a）と図１２（ｂ）に示すように、ダイポールアンテナ１２００のアンテナ５５を二つのＮＢＤ（ｐ領域５３と５４及びｎ領域５７で形成）に接続し片側に電子出力端子を形成し、二つのＮＢＤ（ｐ領域５６及びｎ領域５１と５２で形成）に接続し他の側に電子入力端子を形成する。言い換えるとレクタナ要素１２００は、電子入力端子での二つの入力用ＮＢＤと、電子出力端子での二つの出力用ＮＢＤのアンテナ１２００で形成される。ダイポールレクタナ要素１２００の電子入力端子と電子出力端子間の電圧差は、二つのＮＢＤ間の合計電圧で与えられる。従ってダイポールアンテナ１２００は二つのＮＢＤの分解能を有し、図９と図１０のダイポールアンテナ９０４分解能の２倍となる。ＥＭ波がアンテナに衝突すると、このアンテナ端部間で電圧差を生じる。ダイポールアンテナの反対端での電圧は異極性である。正の電圧を有するアンテナ端部は、ＮＢＤ３００とアンテナ５５間抵抗が非常に小さいため、入力ＮＢＤから出力ＮＢＤへの誘導電子流を有する。入力ＮＢＤが電子入力に提供される。出力ＮＢＤは整流器構造を提供する。入力ＮＢＤは電子を電子入力チャネルからアンテナへ導く。出力ＮＢＤはアンテナ信号用の整流器構造として働く。出力ＮＢＤはアンテナと直接接続する強制的空乏化ｐ領域を有する。ＮＢＤ３００はアンテナ接続のｐ領域が強制的空乏化領域なので、出力ＮＢＤとして使用しても良い。本発明の一実施形態によると出力ＮＢＤは強制的空乏化ｐ領域を有する必要はない。非強制的ＮＢＤ^２も使用できる。強制的空乏化ｐ領域とは異なり、非強制的空乏化領域は順方向バイアスの電子電流を整流しない。入力ＮＢＤのｎ領域は非強制的空乏化領域か強制的空乏化領域のいずれかである。強制的空乏化入力ＮＢＤは順方向

２．以下に検討するように非強制ＮＢＤという用語は、同一ドーパント濃度ｐｎ段階接
合での対応導電型空乏幅と全く同じ一領域幅を有するＮＢＤを意味する。
バイアスで電子を蓄積し、非強制的空乏化入力ＮＢＤより良いレクタナ効率を与える。ＮＢＤ６００のｎ領域は強制的に空乏化され、ギャップ無しレクタナデザイン用入力ＮＢＤとして使用しても良い。入力ＮＢＤか出力ＮＢＤの完全空乏化領域はアンテナと直接接続する。
ＥＭ波位相によりアンテナのどちらの端部が電子電流を有するかが決まる。この配置ではアンテナ（レクタナかレクタナ要素）用電流源はただ一つである。電子電流源は入力ＮＢＤに隣接のアンテナ端部でのｐ^＋−領域である（例えば図１２（a）と図１２（ｂ）のｐ^＋−領域５６）。ｐ^＋−領域からの電流の大きさは、ｐ^＋−領域接合とギャップ無しアンテナの接触アンテナ部間の電圧差と抵抗により決まる。アンテナ要素５５両端での直流電圧は、入力端子、出力端子又はダイポールレクタナ要素１２００に関連して、ＮＢＤ電圧に等しい。ＮＢＤは逆方向バイアスでの信号用出力電圧を上げることができる。アンテナ５５のＥＭ波誘導電圧がこの入力電圧範囲内であれば、アンテナ５５と出力ｎチャネル５７間の電圧差は上昇する。それ故ＥＭ波の小信号が他のレクテナでは達成できなかった適合用途で整流できる。ＤＣ電力を出力ＮＢＤ下でｎ型チャネルと接続して回収する（図１２（a）のｐ領域５３と５４）。余分の電子が入力ＮＢＤ下でｐ型チャネルと接続して供給される。二つのギャップ無しアンテナが分離距離Ｄで端から端に並べると、このアンテナ対は上記のように単一ギャップ有りアンテナのように作動する。これはギャップ無しアンテナ対遠端の入力NBDがギャップ有りアンテナｎ^＋−型入力チャネルのように働き、ギャップ無しアンテナ対中央の二つの出力ＮＢＤがギャップ有りアンテナの中央出力ＮＢＤとして働くためである。

図１３にその各電子入力端子を一緒に接続して電子入力チャネル１３０２を形成し、各電子出力端子を接続して電子出力チャネル１３０１を形成した多数のギャップ無しアンテナ（例えば図１２のアンテナ１２００）を含むレクタナアレー１３００を示す。この多数のレクタナアレーは図１４に示すように直列か並列接続できる。図１４に示すようにレクテナアレー１４０２電子出力チャネル１４０４は、レクテナアレー１４０１電子入力チャネル１４０３と金属トレース（示していない）により直列接続し、各レクタナアレー出力電圧の２倍の電流を提供する。ｐｎ接合が好ましくない電圧降下を起こすので、金属トレースにより電子入力チャネル（ｐ型）と電子出力チャネル（ｎ型）のｐｎ接合形成を防止する。レクテナアレー１４０１とレクテナアレー１４０２は電子入力チャネル１４０３と１４０６を一緒に接続し、電子出力チャネル１４０５と１４０４を一緒に接続して並列接続できる。同一レクタナアレー二つを並列接続することで、各レクテナアレー電流の２倍を供給する。
電子入力を与えるＮＢＤのような入力装置は同様の装置で提供できる。ギャップ無しレクタナ要素１２００により全波整流が提供される。一実施形態ではレクタナ要素は半波整流用アンテナの二端部で入力ＮＢＤと出力ＮＢＤを含んでも良い。
代わりに半波整流は一つの入力ＮＢＤ（例えばＮＢＤ５１）と出力ＮＢＤ（例えばＮＢＤ５３）又は入力ＮＢＤ（例えばＮＢＤ５２）と出力ＮＢＤ（例えばＮＢＤ５７）のいずれかを用いて達成しても良い。言い換えるとレクタナ要素は電子入力端子で電子入力用一ＮＢＤ（例えばＮＢＤ５１）と電子出力端子で電子出力用一ＮＢＤ（例えばＮＢＤ５３）、又は電子入力端子で電子入力用一ＮＢＤ（例えばＮＢＤ５２）と電子出力端子で電子出力用一ＮＢＤ（例えばＮＢＤ５７）のいずれかのアンテナ１２００で形成される。
ギャプ無しレクタナ要素１２００は電子入力チャネルと出力ＮＢＤ間の電流を回収する。他のギャップ無しアンテナ２２００では、本発明の他実施形態によるとギャップ有りアンテナ９０４と類似の二つの電流源を利用する。図２０（a）と図２０（ｂ）にそれぞれダイポールアンテナ２２００の平面図と側面図を示す。図２０（a）と図２０（ｂ）に示すように、ダイポールアンテナ２２００のアンテナ２２０５はｐ領域２２０３とｎ領域２２０４で形成したＮＢＤと接続して片側に電子出力端子を形成し、ｐ領域２２０１とｎ領域２２０２で形成したＮＢＤと接続して他の側に電子入力端子を形成する。ｐ領域２２０３とｎ領域２２０４で形成したＮＢＤは整流器構造であり、ｐ領域２２０３とｎ領域２２０４のいずれかで強制的空乏化領域か非強制的空乏化領域のいずれかでも良い。ｐ領域２２０１とｎ領域２２０２で形成したＮＢＤは電子をアンテナ２２０５に動かし、以下に検討するＮＢＤ６００のようにＮＢＤで実行しても良い。レクタナ要素はアンテナ２２０５、電子入力端子及び電子出力端子を含む。ＤＣパワーは出力ＮＢＤ下でｎ型チャネルと接続して回収する（例えば図２０（a）のｎ領域２２０４）。余分の電子が入力かＮＢＤ下のｐ型チャネルと接続して供給される。レクタナ要素入力端子を一緒に接続し、レクタナ要素出力端子を一緒に接続してレクタナアレーを形成する。

図２１に入力チャネルと出力チャネルが両レクタナアレーで共用するよう一括化した、並列接続のギャップ有りレクタナアレー２３００と２３５０を示す。入力チャネル２３０２と出力チャネル２３０９による入力チャネルと出力チャネル共用を図２１に示す。整流器２３０５aと２３５５aは出力２３０９に電子を出力し、ｎ領域２３０８と２３５８は入力チャネル２３０２から電子を受け入れる。この形のパッケージ化を用いてより高密度デザインが提供され、受信ＥＭ波帯域幅と出力の増加法が提供される。又ギャップ無しレクタナアレーを同様に並列配置できる。このレクテナデザインの強制的ＮＢＤを用いて全波整流が生まれる。しかし非強制型ＮＢＤ使用により半波整流が得られる。二つの半波整流を用いて全波整流を行うには、アンテナ２３０４aとアンテナ２３０４ｂそれぞれを出力チャネル２３０９と接続の分岐２３０５aと接続し、アンテナ２３５４aとアンテナ２３５４ｂそれぞれを出力チャネル２３０９と接続の分岐２３５５aと接続する。
本発明の一実施形態によると、全波整流はギャップ有りダイポールアンテナ用ＮＢＤを用いて得られる一方、半波整流は非強制型ＮＢＤ使用で得られる。本発明の一実施形態によると、全波整流は整流器用の強制型ＮＢＤか非強制型ＮＢＤ（例えばＮＢＤ３００）使用で得られるが、ギャップ無しダイポールアンテナ付きの電子入力用の強制型ＮＢＤか非強制型ＮＢＤ（例えばＮＢＤ６００）使用でも得られる。全波整流は又本発明の一実施形態によると、二つの半波整流を用いても得られる。
本発明のＥＭレクテナの整流器構造は本発明の一実施形態によると、異なる数と形のＮＢＤ含んでも良い。整流器のこれらＮＢＤは直列、並列或いは両者で接続できる。それ故ＥＭレクテナの整流器構造は所望結果や性能の必要性により異なる配置を取り得る。入力電圧がＮＢＤの所定負バイアス電圧範囲内で変化する場合、ＮＢＤの出力電圧は入力電圧よりかなり大きな一定値だけ大きできる。これは整流器が直列接続ＮＢＤを有すると、アンテナ出力電圧がＤＣ電圧だけ上昇できることを意味する。同様に整流器がＮＢＤ接続で並列であると、アンテナ出力電流が制御できる。出力電圧か電流を変えて、異なる必要性を満たし異なる効率を達成するようにＥＭレクテナの変形が与えられる。
本発明のＥＭレクテナ整流器構造は、本発明の一実施形態によるＮＢＤの代わりに他の整流用器具が使用できる。他の整流装置としてはショットキーダイオード、バックダイオード及びトンネルダイオードがある。適切な整流器装置は一バイアス方向に正しい評価の電流を導電する任意の装置であろう。上記の整流器特性を有する任意の装置は本発明の範囲内である。

本発明は電子入力出力チャネル用に伝統的な高導電金属材料の代わりに半導体材料（即ちｎ型とｐ型材料）を用いる。半導体材料を選んで特に上記のような高充填アンテナ構造での電子チャネルとアンテナ間干渉を減少した。
各アンテナはその大きさと形が一致する周波数の電磁波を集めるので、ダイオード（即ち整流器構造）はそのエネルギーを直流に整流する。本発明の実施形態のギャップ有りとギャップ無しレクタナにおけるように、各レクタナ要素は任意の大きさと任意の形状で良く、任意のアンテナ種が提供できる。レクタナアレーは多くの異なるレクタナ要素から作成できる。本発明はダイポールレクタナデザインや上記の全波整流レクタナに限定はされない。本発明の他様態によると小振幅高周波数信号を整流でき、上述のエネルギー変換装置との共用に適するＮＢＤを提供する。このＮＢＤは本発明の一実施形態によると、以下に記載するように“強制的空乏”自然故障装置である。
本発明では全領域がそのそれぞれの多数キャリヤーを空乏化した場合、ｐ型領域かｎ型領域の完全空乏化と呼ぶ。この領域としては任意形状、形態、寸法、伝導度や濃度の異なる材料が挙げられる。
本発明では全領域がそのそれぞれ多数キャリヤーを空乏化した場合、ｐ型領域かｎ型領域の完全空乏化と呼ぶ。この領域としては任意形状、形態、寸法、伝導度や濃度の異なる材料が挙げられる。ドーピングレベルや他のパラメーターは所望結果を得るように独立に変化できる。ここに示すＮＢＤの例と図面は均一ドーパント濃度領域を示すが、この領域は説明目的のためだけに提供するものである。本発明はドーパント濃度が不均一な装置にも等しく応用できる。
本発明の一実施形態によると、ＮＢＤ型ダイオードとしては、外部印加電圧無しで従来の段階ｐｎ接合空乏幅ｘ_ｐに等しいかより狭い幅ｗ_ｐを有する半導体（例えばｐ型領域）が挙げられる。即ち
w_p＜x_p = (２ε_ｓN_Dφ_i／ｑN_A（N_A+N_D）)^1/2
で、ここでε_ｓはシリコンの電気透過率、ｑは電子電荷、φiはｐｎ接合の“内蔵”電位、N_AとN_Bはそれぞれｐ領域１０１とｎ領域１０２のドーピング濃度である。上記のようにｗ_ｐ＝ｘ_ｐ（ｗ_ｎ＝ｘ_ｎ）の場合、領域は非強制的空乏化領域と云われ、ｗ_ｐ＜ｘ_ｐ（ｗ_ｎ＜ｘ_ｎ）の場合、領域は強制的空乏化領域と云われる。
図３は本発明の一実施形態によるＮＢＤ３００の略図である。図３に示すようにＮＢＤ３００はｐ領域３０１とｎ領域３０２を有し、ｐ領域３０１は従来ｐｎ接合のｐ領域側の対応空乏幅の空乏幅ｘ_ｐより狭いか等しい幅ｘ_ｐを有する。（従来ｐｎ接合の対応半導体型での空乏幅の空乏幅より狭い空乏幅を有する半導体領域を、ここでは“強制的空乏”幅と呼ぶ）。対照的にｎ領域３０２幅は類似ドーピング濃度の従来ｐｎ接合ダイオードのｎ領域での従来空乏幅ｘ_ｎより狭いか、広いか、等しくても良い。本発明の一実施形態はｐ領域３０１で強制的空乏化条件であり、ｘ_ｎより広い幅のｎ領域３０２である。ＮＢＤ３００が電子回路と接続できる接点の接触領域３０３と３０４を示す。ｐ領域３０１とｎ領域３０２のドーピング濃度は十分に高く、接点３０３と３０４はオーム接触である。接触領域３０３と３０４が、例えばアルミニウムや銅のような従来の相互連結導体を、従来の化学気相堆積法か技術の熟知者に既知の他法を用いて蒸着形成できる。ｐ領域３０１とｎ領域３０２はイオン注入や技術の熟知者に既知の他法を用いて従来のシリコン基質に形成できる。
ＮＢＤ３００幅ｗ_ｐはドーピング濃度をもとに計算できる。ＮＢＤ３００の所定幅ｗ_ｐは以下の手順を用いて計算できる。

先ず従来ｐｎ接合ダイオードのｐ領域とｎ領域のドーピング濃度を、ゼロバイアス
印加電圧で図３に示すようにｐ領域は点４と点３間に空乏幅ｘ_ｐを有し、ｎ領域は点３と点２間に空乏幅ｘ_ｎを有するように選ぶ。この寸法により従来ｐｎ接合ダイオードに内蔵電圧Ｖ_Ｄボルとを生ずる。ＮＢＤでは内蔵電圧Ｖ_ＦＤはＶ_Ｄより小さい。電圧Ｖ_ｔｈは従来ｐｎ接合ダイオードの閾電圧である。ゼロバイアス印加電圧でのＮＢＤのフェルミ準位は真性半導体のフェルミ準位に移動し、従来ｐｎ接合ダイオードの平衡フェルミ準位から離れる。
ゼロバイアス印加電圧で完全空乏化する領域が完全に空乏化する前に、ＮＢＤ３０
０に印加できる最大順方向バイアス電圧である電圧Ｖ_ｓを選択する。ＮＢＤの用途に依存するが、ゼロバイアス印加電圧と電圧Ｖ_ｓ間でＮＢＤにより多数の所望特性（例えば低順方向バイアス電圧での定トンネル電流、電荷蓄積、トンネル現象の電圧範囲）が得られる。バイアス印加電圧がゼロから電圧Ｖ_Ｓに増加すると、ＮＢＤのフェルミ準位は従来のｐｎ接合ダイオードのフェルミ準位に低下する。しかしバイアス印加電圧がこの範囲に低下すると、フェルミ準位は一定準位を維持し、バイアス印加電圧がＶ_Ｓからにゼロに低下すると、電荷がｎ型領域に蓄積される。
電圧Ｖ_Ｓ値としてはゼロと従来ｐｎ接合ダイオードの内蔵電圧ＶＤの間であり、このｐｎ接合間電圧はＶ_Ｘ＝Ｖ_Ｄ−Ｖ_Ｓで与えられる。本発明の一実施形態では電圧V_S値は内蔵電圧V_D（V_S〜V_P）近くに選ぶ。この条件到達に必要な完全空乏化空乏領域幅は非常に狭い。本発明の他実施形態では、Ｖ_Ｓ値はＶ_Ｄの近くに選ばない。本発明の一実施形態によると、Ｖ_Ｓ値はＮＢＤ作動用の作動電圧範囲に適合するように調整か選択できる。ＮＢＤ３００の空乏幅はバイアス印加電圧がＶ_Ｓより低い限り不変である。上で説明したようにＮＢＤへのバイアス印加電圧がゼロとＶ_Ｓの間の場合、電荷は蓄積される。より小さなＶ_Ｓを持つＮＢＤはより大きなＶ_Ｓを持つＮＢＤより少ない電荷を蓄積する。
電圧Ｖ_Ｓをｐ領域３０１に向かって３０３に印加した場合、全ｐ領域３０１が空乏
されたままであるようにｐ領域３０１の空乏幅ｗ_ｐを計算する。段階接合近似を仮定して、幅ｗ_ｐを以下の式で計算できる。

技術の熟知者には既知の他のｗ_ｐ計算法がある。ＮＢＤ３００の内蔵電圧Ｖ_ＦＤは（Ｖ_Ｄ−Ｖ_Ｓ）ボルトに等しい。ｗ_ｐ＝ｘ_ｐであればＶ_Ｓはゼロボルトである。
段階接合近似を用いて幅ｗ_ｐを上のように計算することが分かる。他の適法を又用いても良い。応用によるが異なる接合近似を用いてｗ_ｐを計算しても良い。上に説明したように条件ｗ_ｐ＜ｘ_ｐは“強制的空乏化条件”と呼び、この条件下で本発明の一実施形態によるとｐ領域３０１は“強制的空乏化領域”と呼ぶ。ｐ領域３０１が強制的空乏化条件にあると、Ｖ_Ｓ値はゼロではない。条件ｗ_ｐ＝ｘ_ｐは“非強制的空乏化条件”と呼ばれ、この条件下ではｐ領域３０１は本発明の別実施形態によると“非強制的空乏化領域”と呼ばれる。
ｐ領域３０１が非強制的空乏化条件にあると、Ｖ_Ｓ値はゼロに等しい。一旦ｗ_ｐが決まると、接触領域３０３とｎ領域３０２間で完全空乏化したｐ領域３０１を有するＮＢＤ３００が、異なるｎ領域３０２幅を持って生じる。ｗ_ｎはＮＢＤ３００のｎ領域３０２の空乏領域幅である。ｎ領域３０２幅はｗ_ｎからｘ_ｎより大きい範囲でも良い。ｎ領域３０２幅の差によりＮＢＤ３００に変化を生む。ｘ_ｎより広いｎ領域３０２幅を有するＮＢＤを生み出すことができる。接点３０３と３０４に印加の外部電圧がゼロ（ゼロバイアス印加電圧かバイアス無し）の場合、ＮＢＤ３００のｐ領域３０１は完全に空乏化する。該発明の一実施形態では、ｗ_ｐを有するｐ領域３０１への強制的空乏化条件が、ｘ_ｐより小さくｎ領域３０２幅がｗ_ｎとｘ_ｎより大きい間の値が提供される。該発明の一実施形態はｗ_ｐがｘ_ｐに等しく、ｎ領域３０２幅がｗ_ｎとｘ_ｎより大きい間の値の非強制的空乏化条件である。

印加バイアス電圧がゼロボルトより低い場合、例え少量でも蓄積電荷は緩和される。従ってＮＢＤは逆方向バイアス条件で導電する。
代わりに従来のｐｎ接合寸法で始めて、ｐ領域とｎ領域のドーパント濃度を領域の一つ（“第一領域”）の幅での領域が従来のｐｎ接合を形成する場合、空乏領域（非強制的空乏化条件）に等しいように調節するか、第一領域幅がその領域が従来のｐｎ接合を形成するかのように計算して期待空乏幅より狭いように他領域濃度を増加して、強制的か非強制的空乏領域寸法を得ることができる。
本発明の他実施形態では図６に示すように、ｎ領域６０２をｐ領域６０１の強制的空乏化又は非強制的空乏化無しに強制的空乏化条件下に置いてＮＢＤ６０変形にできる。ＮＢＤは一つより多い完全空乏化領域を持てる。ｐ領域６０１幅の差によりＮＢＤ６００に変化を生む。該発明の一実施形態により、非強制的空乏ｎ領域６０２（即ちｘ_ｎに等しいｗ_ｎ）とｗ_ｐとｘ_ｐより大なる間のｐ領域３０１が提供される。ｐ領域６０１幅の差によりこの実施形態の変形を生み出す。該発明の別実施形態により、ｗ_ｎを有するｎ領域６０２の強制的空乏化条件がｘ_ｎより小さく、該発明によるｐ領域３０１幅がｗ_ｐからｘ_ｐより大きい範囲で提供される。ｐ領域６０１幅の差によりこの実施形態の変形を生み出す。ＮＢＤのこれらの変形は自然故障ダイオードである。ＮＢＤは一つより多い完全空乏化領域を持てる。これらの各領域は強制的空乏化領域か非強制的空乏化領域のいずれかである。
ＮＢＤはゼロバイアスで完全に空乏化したｐ領域かｎ領域の一つを有する。ＮＢＤ３００は強制的空乏化条件のｐ領域３０１とｘ_ｎより広い幅のｎ領域３０２を有する。ＮＢＤ３００の作動は以下条件での外部バイアス印加電圧に関して説明する。
ａ）ゼロバイアス順方向電圧をＮＢＤに印加すると（即ちゼロバイアス）、入力電圧はＶ_ＩＮで
ある（即ちＶ_ＩＮ＝０）。
ｂ）順方向バイス電圧をゼロ乃至Ｖ_Ｓの間でＮＢＤ３００に印加する場合（即ち０＜Ｖ_ＩＮ＜
＝Ｖ_Ｓ）。
ｃ）ＮＢＤ３００に印加の順方向バイス電圧がＶ_ＳとＶ_ｔｈとの間の場合（即ちＶ_Ｓ＜Ｖ_ＩＮ＜Ｖ_ｔｈ）。
ｄ）ＮＢＤ３００に印加の順方向バイス電圧がＶ_ＳとＶ_ｔｈとより大きい場合（即ちＶ_ＩＮ＞Ｖ_ｔｈ）。
ｅ）逆向バイス電圧Ｖ_ＩＮをＮＢＤ３００に印加した場合
従って（a）Ｖ_ＩＮ＝０の場合、電圧差Ｖ_Ｓの電場（“二次電場”と呼ぶ）がｎ領域３０２の空乏領域端部に沿って生ずる。この装置では電流は流れない。空乏領域電場と内蔵電位との電圧差はＶ_Ｓである。
(ｂ) Ｖ_ＳがＶ_Ｄに近くないように選び、０＜Ｖ_ＩＮ＜＝Ｖ_ＳでＶ_ＩＮをＮＢＤ３００の接点３０３に印加すると、Ｖ_ＩＮがｎ領域３０２の二次電場全域の電位より小さいため、ｐ領域３０１の空乏幅はｐ領域３０１全幅のままである。Ｖ_ＩＮが増加すると、空乏領域間のフェルミ準位とｐ領域３０１とｎ領域３０２間の平衡フェルミ準位は減少する。バイアス印加電圧Ｖ_ＩＮが増加すると、二次電場強度がｎ領域３０２で減少する。一旦Ｖ_ＩＮがＶ_Ｓに達すると、ｎ領域３０２の二次電場がゼロになる。ＮＢＤ３００は従来ｐｎ接合より速く信号変化に応答し、ＮＢＤ３００は高速信号の整流に適する。この高速応答時間特性は全てのＮＢＤ３００に存在する。ＮＢＤ概念利用の装置はＮＢＤ概念を用いない同一装置より速い応答時間を有する。

Ｖ_ＳがＶ_Ｄに近くに選ぶ、Ｖ_Ｓより低いバイアス印加電圧Ｖ_ＩＮに関して（０＜Ｖ_ＩＮ＜＝Ｖ_Ｓ）は、十分に薄い空乏領域を通り抜けて順方向定電流がＮＢＤ３００に流れる。ｐ領域３０１の空乏幅はｐ領域３０１全幅のままである。
（ｃ）バイアス電圧印加Ｖ_ＩＮがＶ_Ｓと閾電圧の間の場合（即ちＶ_Ｓ＜Ｖ_ＩＮ＜Ｖ_ｔｈ）、ｐ領域３０１とｎ領域３０２両者の空乏幅は減少する。空乏領域全域での電圧降下は又減少する。この方式でＶ_ＩＮに比例の小順方向漏洩電流がＮＢＤ３００で流れる。Ｖ_ＩＮがＶ_ｔｈに非常に近くなると、ＮＢＤ３００の空乏幅は非常に小さくなり有意な電流を流すことができる。
（ｄ）印加電圧Ｖ_ＩＮは閾電圧（即ちＶ_ＩＮ＞＝Ｖ_ｔｈ）を越えた場合、ＮＢＤ３００は電流を導電する。
（e）逆方向バイアス電圧Ｖ_ＩＮをＮＢＤ３００に印加すると、空乏幅は同じままである。逆方向バイアス電圧が増加すると、接点３０３とｐ領域３０１間抵抗と接点３０４とｎ領域３０２間抵抗をもとに逆方向電流は線型増加する。
（ｆ）逆方向バイアスをかけると、ＮＢＤ３００は順方向バイスの場合の少数キャリヤー装置とは反対に、多数キャリヤー装置（電子がｎ領域に注入される）として作動する。多数キャリヤー装置のスイッチングタイムは通常少数キャリヤー装置のスイッチングタイムより速い。
図５はＶ_ＳがＶ_Ｄに近くないように選んだ場合のＮＢＤ３００の電流電圧（ＩＶ）特性プロットである。ＮＢＤ３００は入力電圧が負の場合かなりの逆電流を導電し、入力電圧がＶ_ｔｈより大きい場合順方向電流を導電する。バイアス電圧がゼロとＶ_ｔｈ間の場合、ＮＢＤ３００はごくわずかな漏洩電流を導電する。ゼロとＶ_Ｓ間の順方向バイス電圧をＮＢＤに印加すると、装置のフェルミ準位が空乏領域フェルミ電位より大きい限り、空乏領域幅は変化しない。ＮＢＤ３００の空乏領域電圧Ｖ_ＦＤと入力電圧Ｖ_ＩＮ間の関係を示す図４にこの挙動を示し、そこでの空乏幅挙動も又示す。図２４はＶ_ＳがＶ_Ｄに非常に近く選んだ場合のＮＢＤ３００の電流電圧（ＩＶ）特性プロットであり、ゼロボルトとＶ_Ｓ間のバイアス印加電圧に対するトンネル減少による順方向定電流を示す。
一実施形態では定電流生成用ＮＢＤ３００ｐ領域幅は以下のように計算する。
ＮＢＤ装置用の同じ材料とドーピング濃度を用いて従来ダイオードのＩＶ曲線を用い、
曲線上の所望電流に合う順方向バイス電圧を見出す。バイアス電圧はＶ_ｔｈより低い必要がある。このバイアス電圧がＶ_Ｓ値である。
従来ダイオードにステップ１）で決めたＶ_Ｓのバイアスをかけた場合、従来ダイオード
のｐ領域空乏バンド幅を決定する。これは技術の熟知者には既知の計算か装置のシミュレーションで行える。この幅がｗ_ｐである。
ステップ１）で用いた従来ダイオードと同材料とドーピング濃度を用いて、ステップ
２）で決めた幅ｗ_ｐのｐ領域を有するＮＢＤを生成する。
ＮＢＤ装置はバイアス印加電圧のゼロボルトと電圧Ｖ_Ｓ間での増加バイアス印加電圧と、同じ電圧範囲での減少バイアス印加電圧に非対称に挙動する。印加バイアス電圧が増加すると、装置のフェルミ準位は低下し、二次電場が減少する。しかしバイアス印加電圧が同一範囲を越えて減少すると、第三電場がｎ領域３０２中性領域の二次電場端部に現れ、フェルミ準位変化無しに増加し続ける。バイアス電圧が再度増加すると、この第三電場は減少する。一旦バイアス印加電圧が負になると、第三電場の電荷が解放され、その結果逆電流サージを起こす。第三電場全域での最大電圧はＶ_Ｓである。それ故ＮＢＤ３００に正のバイアス電圧を印加した後に負のバイアス電圧を印加すると逆電流を生ずるであろう。
本発明の別実施形態では、ｎ領域３０２が空乏バンド幅で完全に覆われないｘ_ｎより狭い幅のｐ領域３０１とｎ領域３０２上に強制的空乏化条件を有する。この装置の挙動は上述のＮＢＤ３００と同じである。強制的空乏化条件が生ずる状態では、ｎ領域３０２の空乏幅が接点３０４と完全空乏化ｐ領域３０１間の全ｎ領域３０２を覆う（“ＮＢＤ３１０”）。
条件（a）Ｖ_ＩＮ＝０でのＮＢＤ３１０の挙動は上記と同じである。条件（ｂ）０＜Ｖ_ＩＮ＜＝Ｖ_ＳでのＮＢＤ３００の挙動は、ｎ領域３０２が完全に空乏化するまでその状態は上記と同じである。一旦ｎ領域３０２が完全に空乏化すると、ＮＢＤ３００はＶ_ＩＮ＝Ｖ_Ｓ前の条件（ｃ）に達する。条件（ｃ）でのＮＢＤ３００の挙動は上記と同じである。
ＮＢＤ３００を電流源に直列接続すると、ＮＢＤ３００（即ちアンテナかセンサーからの信号）全域に電圧が出現する。ＮＢＤ３００は逆バイアス電圧で電流を導電するので、電流源が逆バイアス電流を印加すると、負の電位が出現する。

従ってＮＢＤ３００はＶ_Ｓより低い正のバイアス電圧Ｖ_ＩＮを接触領域３０３に印加すると（即ち、０＜Ｖ_ＩＮ＜＝Ｖ_Ｓ）、正の小電量を与える。ＮＢＤ３００は又負の入力信号（即ちＶ_ＩＮ＜０）を整流できる。０＜Ｖ_ＩＮ＜＝Ｖ_Ｓ間で電荷の蓄積能を有し、逆バイアスで逆電流を導電するＮＢＤ３００は、Ｖ_Ｓから−Ｖ_Ｓ迄の方式と負の電圧信号内でメートル波信号を整流できる。
本発明の他実施形態では強制的空乏ｐ領域３０１と強制的空乏ｎ領域３０２を提供する（即ちｘ_ｎより狭い幅を有する）。ＮＢＤの挙動は上述のＮＢＤ３００と同じである。
本発明による他実施形態では非強制的空乏幅を有する（即ちｗ_ｐ＝ｘ_ｐ又はｗ_ｎ＝ｘ_ｎ）。この配置では生成ＮＢＤは逆バイアスで導電である。非強制型ＮＢＤはＮＢＤ３００と同じ逆バイアス特性を有する。しかし非強制型ＮＢＤに順方向バイス電圧を印加すると、その電流電圧特性は従来のｐｎ接合ダイオードのそれと同じである。
要約すると本発明のＮＢＤは、逆バイアス電圧が印加されると導電電流を流すことができる。ＮＢＤと電流源を直列接続すると、出力電圧がＮＢＤ全域に出現する。順方向バイアスのＶ_Ｓ値を選ぶことで、ＮＢＤに電荷蓄積や定電流のような所望特性が提供される。印加バイアス電圧が閾電圧を超えると、ＮＢＤは導電電流を与える。ＮＢＤ３００は印加バイアス電圧を０ボルトとＶ_Ｓの間に低下して電荷を蓄積する。印加バイアス電圧が負になると、蓄積電荷が解放される。従ってＮＢＤは正弦波小信号でも全波整流でき、太陽光発電のような応用に適する。このＮＢＤ発明を従来ｐｎ接合ダイオードに応用することで、二つの新規の作動バイアス電圧範囲、即ち逆バイアス電圧とゼロボルトとＶ_Ｓボルト間の順方向バイスが生まれた。これらの二つの新規作動領域により、ＮＢＤ修正ｐｎ接合ダイオードは用途利用が可能な三つの作動領域を有することができる。
ＮＢＤは降伏電圧を持たない。ｐｎ接合領域の一つが完全に空乏化すると、逆バイアス条件下でも漏洩電流は認められない。内蔵電場は電子と正孔がｐｎ接合界面で反対領域に移動する距離に合すことにより、逆バイアスで高導電性を与える。バイアス印加電圧Ｖ_ＩＮが負の場合（即ち０＞Ｖ_ＩＮ）、逆電流が流れる。用途に依存して非ゼロＶ_Ｓ値により順方向バイスでの定電流又は電荷蓄積が提供される。

図２３に本発明の一実施形態による接触抵抗が非常に低い場合のＮＢＤ３００のＩＶ曲線を示す。この実施形態ではＩＶ曲線は理想ダイオードのＩＶ曲線に非常に近い。Ｖ_Ｓ値はゼロに等しくないので、ＮＢＤ３００は順方向バイスがゼロボルトに低下すると蓄積電荷を有する。ＮＢＤ３００に逆バイアスがかかると、この電荷は解放され逆方向電流サージを生ずる。ＮＢＤ３００は逆方向電流サージ能を有する理想ダイオードと考えられる。図２３のＶ_Ｓ＝０の場合には、ＩＶ曲線は本発明の一実施形態による非常に低い接触抵抗を有する非強制型ＮＢＤ３００のＩＶ曲線と同じである。非強制型ＮＢＤ３００は順方向閾電圧での降伏電圧を有する理想ダイオードと考えられる。
本発明の一実施形態によると、上で検討したように図６（a）に従来ｐｎ接合ダイオードの空乏幅ｘ_ｎより狭い幅ｗ_ｎを有するｎ型領域６０２を持つＮＢＤ６００を示す。
w_n < x_n =(２ε_ｓN_Aφ_i／ｑN_D（N_A+N_D）)^1/2
同様の決定によりＮＢＤ６００の幅ｗ_ｎが与えられる。空乏バンド幅がｗ_ｎ＜ｘ_ｎでｐ領域６０１がｘ_ｐより大か等しいｎ領域６０２を有する強制的空乏化条件が作動した場合の挙動は以下の通りである。
ゼロバイアス印加電圧の（a）では、装置には電流は流れない。ｗ_ｎ＜ｘ_ｎであるので、過剰
数の正孔がｐ領域６０１の空乏領域端に沿って蓄積し、その結果二次電場が生ずる。この二次電場全域の電位はＶ_Ｓである。
Ｖ_ＳがＶ_Ｄに近くないように選び、バイアス印加電圧がゼロボルトとV_Sとの間である（即ち０＜Ｖ_ＩＮ＜＝Ｖ_Ｓ）の（ｂ）では、ｎ領域６０２は完全空乏化のままである。印加バイアス電圧が増加すると、二次電場が低下する。一旦Ｖ_ＩＮがＶ_Ｓに等しくなると、ｐ領域６０１の二次電場はゼロになる。従ってＮＢＤ６００は二次電場幅が従来ｐｎ接合空乏幅より狭いため、従来ｐｎ接合より速く信号変化に応答する。従ってＮＢＤ６００は高速信号の整流に適する。
電圧Ｖ_ＳがＶ_Ｄに近く、バイアス印加電圧がゼロボルトとＶ_Ｓとの間（即ち０＜Ｖ_ＩＮ＜＝Ｖ_Ｓ）に選ぶと、十分薄い空乏領域を通り抜けによる順方向定電流が生ずる。ｎ領域６０２はｎ領域６０２全幅で完全に空乏化のままである。
（ｃ）バイアス印加電圧がＶ_Ｓと閾電圧の間であると（即ちＶ_Ｓ＜Ｖ_ＩＮ＜Ｖ_ｔｈ）、ｐ領域６０１とｎ領域６０２両者での空乏幅は減少する。装置の電流はＶ_ＩＮに比例する順方向漏洩小電流である。出力電圧はＶ_ＩＮーＶ_Ｄである。Ｖ_ＩＮがＶ_ｔｈに非常に近い場合、ＮＢＤ６００の空乏幅は導電電流が流れるには非常に小さい。
（ｄ）バイアス印加電圧が閾電圧を越えると（即ちＶ_ＩＮ＞＝Ｖ_ｔｈ）、ＮＢＤ６００は電流を導電する。
（e）逆バイアス電圧Ｖ_ＩＮをＮＢＤ６００に印加すると、空乏幅は同じままである。逆バイアス電圧が増加すると、逆電流が又実質的に線型増加する。
ＮＢＤ６００はＮＢＤ３００と同じ電流電圧特性を有する。ＮＢＤ６００はＮＢＤ３００と同様に順方向バイス電圧ゼロとＶ_Ｓとの間で電荷を蓄積する。又ＮＢＤ３００のようにＮＢＤ６００を電流源に直列接続すると、電圧がＮＢＤ６００を電流がＮＢＤ３００全域に出現する。
本発明による別の実施形態はｗ_ｎ＝ｘ_ｎを提供する（即ち非強制的空乏化条件）。非強制型ＮＢＤ６００は非強制型ＮＢＤ３００と同様の挙動を持つ。
本発明の一実施形態によると、図６（ｂ）に両者共に強制的空乏化条件下にある二つの領域（ｐ領域とｎ領域）を有するＮＢＤを示す。本発明の他実施形態によると、図７（a）、７（ｂ）及び７（ｃ）にＮＢＤ７００、ＮＢＤ７１０及びＮＢＤ７２２で表される異なるＮＢＤ配置を示し、それぞれ強制的空乏化条件下の領域（例えば７０１、７１１、７２１又は７２２）を含む。又領域７０２がｐ型で領域７１２がｎ型では、ＮＢＤ７００とＮＢＤ７１０はそれぞれＮＰＮ型トランジスターとＰＮＰ型トランジスターと見ることができる。図８（a）、８（ｂ）、８（ｃ）、８（ｄ）及び８（e）に異なるＮＢＤ配置８００、８１０、８２０、８３０及び８４０を示し、それぞれ強制的空乏化条件下で二つ以上のドーピング濃度を有する領域（例えば８０１、８１１、８２１、８２２、８３１、８３２、８３３、８４１、８４２又は８４３）を含む。図１５（a）乃至１５（ｄ）、１６（a）と１６（ｂ）には、本発明によるＮＢＤ実施形態の幾つかを示す。

図１７（a）乃至１７（ｆ）にはゼロバイアス印加電圧での幾つかのＮＢＤを示し、各々はショットキー障壁かオーム的に隣接して形成の強制的空乏化ｐ領域（又はｎ領域）を有する。ショットキー障壁かオーム接点は完全空乏ｐ領域か完全空乏化ｎ領域を課する。これらの完全空乏化領域は非強制的か強制的空乏化領域と考えられる。
図１８（a）にゼロバイアス印加電圧のＮＢＤ１８００と、ＮＢＤ１８００の電子回路との接続用接点である導体１８０１と１８０３を示す。ＮＢＤ１８００ではｎ領域１８０２は強制的空乏化条件下で完全に空乏化し、空乏幅１８０４より狭い幅を有する。ｎ領域１８０２のドーピング濃度は十分に高く、導体１８０３とｎ領域１８０２間の接合はオーム接触で、導体１８０１はｎ領域１８０２に対しショットキー障壁を形成する。逆バイアス電圧下のＮＢＤ１８００は実質的に上述のＮＢＤ６００のように機能し、電流源と直列接続すると高速スイッチング、逆バイアスでの導電性、逆電圧のような特性を有する。順方向バイアスでのＮＢＤ１８００は、実質的に順方向バイスを用いた同程度材料の従来ｎ型ショットキーダイオードと同様に機能する。ｐｎ接合配置での上記強制的空乏幅は、完全空乏化ｐ領域１８１２（又はｎ領域１８０２）の強制的空乏幅決定に使用できる。
図１８（ｂ）にゼロバイアス印加電圧のＮＢＤ１８１０と、ＮＢＤ１８１０の電子回路との接続用接点である導体１８１１と１８１３を示す。ｐ領域１８１２は強制的空乏化条件下で完全に空乏化し、ｐ領域１８１２幅は空乏幅１８１４より狭い。ｐ領域１８１２のドーピング濃度は十分に高く、導体１８１３とｐ領域１８１２間の接合はオーム接触で、導体１８１１はｐ領域１８１２に対しショットキー障壁を形成する。逆バイアスをかけると、ＮＢＤ１８１０は実質的に上述のＮＢＤ３００のように機能し、電流源と直列接続すると高速スイッチング、逆バイアスでの導電性、逆電圧のような特性を有する。順方向バイアスでのＮＢＤ１８１０は、実質的に順方向バイスを用いた同程度材料の従来ｐ型ショットキーダイオードと同様に機能する。
ＮＢＤ１８００の強制的空乏幅を決めるため、（１）ゼロバイアスでのｎ領域ドーピング濃度を用いて従来ショットキーダイオードの空乏幅ｘ_ｎ、内蔵電圧Ｖ_Ｄ及び閾電圧Ｖ_ｔｈを決定し、（２）ゼロとＶ_ｔｈ間の順方向バイス仕事電圧Ｖ_Ｓをショットキーダイオード１８００に使用できるように選び、（３）順方向バイス電圧Ｖ_ＳをＮＢＤ１８００に印加した場合、ｎ領域１８０２が−Ｖ_Ｘ（Ｖ_ＸはＶ_Ｘ＝Ｖ_Ｄ−Ｖ_Ｓで与えられる）に等しい内蔵電位で空乏化したままであるようにｎ領域１８０２の空乏幅ｗ_ｎを計算する。領域１８０２と１８１２はそれぞれ異なるドーピング濃度の複数のｐ型とｎ型区域を含む。本発明の他実施形態によると、ＮＢＤは一個以上が完全空乏化した三つの半導体領域を用いて形成しても良い。例えば三つの領域全ては完全に空乏化しても良い。少なくとも一つの完全空乏化半導体領域を持つトランジスターは本発明の範囲内であり、例えば上記のレクテナと組み合わして使用できる。
本発明の別実施形態によると、図１９（ｃ）に外部電圧を印加しないＮＰＮ型バイポーラ装置２０２０示す。装置２０２０は完全空乏化ｎ型領域２０２６、空乏領域２０２７と２０２８間に中性領域を持つに十分な大きいｐ型領域２０２５、と空乏領域２０２８と接点２０２３間に中性領域を持つに十分に大きいｎ型領域２０２５を有する。ｎ型領域２０２５（中性領域）は空乏領域２０２７と２０２８との少数キャリヤー拡散の重複を防ぐに十分に大きい。装置２０２０はｎ型領域２０２６が強制的に空乏化した場合強制型空乏装置と考えられ、ｎ型領域２０２６が非強制的に空乏化した場合、非強制型空乏装置と考えられる。装置２０２０はｎ型領域２０２６が接点２０２１と空乏領域２０２７間に中性領域を持つ場合、従来装置と考えられる。

図２８にそれぞれ従来装置、非強制型空乏装置及び強制型空乏装置のＩＶ曲線２８０１、２８０２及び２８０３を示す。ＩＶ曲線２８０１、２８０２及び２８０３は説明目的のためだけに誇張して示されている。バイアス電圧は完全空乏化ｎ型領域２０２６と関連し、それ故順方向バイス装置２０２０は接点２０２１に比して正電圧の接点２０２３を有するであろう。装置２０２０が従来装置である場合、順方向バイスは空乏領域２０２７幅を減少し、空乏領域２０２８幅は増加する。ＩＶ曲線２０８１から順方向バイスは従来装置２０２０全域で増加すると、空乏領域２０２７が導電し小数キャリヤー拡散が空乏領域２０２７に到達するように空乏領域２０２８幅が十分に増加するまで、電流は小さく一定のままである（即ち漏洩電流）。順方向バイスが装置２０２０（従来の）全域で更に増加すると、電流が指数関数的に増加する空乏領域２０２７に空乏領域２０２８が到達するまで電流は増加する。ＩＶ曲線２０８１は従来型で、それぞれが同じ中性領域幅を持つｎ型領域２０２４とｎ型領域２０２６を有する装置２０２０に基づく。それ故装置２０２０が従来型であると、空乏領域２０２８幅が減少し空乏領域２０２７幅が増加する順方向バイアスと同様の逆バイアス特性を有する。
非強制型空乏装置のＩＶ曲線２８０３を従来装置のＩＶ曲線２８０１と比較すると、順方向バイス時には両装置共に、逆バイアスをかけた場合に非強制型空乏装置は従来装置に比べより小さな電圧振幅で電流を指数関数的に増加する以外は似た挙動をすることが分かる。この挙動は非強制型空乏化領域が、上に説明のように順方向バイスをかけた場合には従来領域と同じように挙動するが逆バイアスをかけると直ちに導電すると云う事実から理解できる。それ故非強制型空乏装置に逆バイアスをかけると、空乏領域２０２８が空乏領域２０２７と２０２８が互いに接触する場合の代わりに、電流の指数関数的増加が始まると直ちに逆電流の指数関数的増加が起こる。
強制型空乏装置のIV圧曲線２８０２を従来装置のＩＶ曲線２８０１と比較すると、順方向バイスと逆バイアス両者の間に差があることが分かる。上で説明したように強制型空乏化領域は、順方向バイスの低下に対して順方向バイアスの増加時に異なる挙動をとる。順方向バイアスがゼロとＶ_Ｓ間で増加する時、空乏領域２０２７幅は、空乏領域２０２８幅が増加し且つｎ型領域２０２６フェルミ準位がその非強制フェルミ準位に移動するまで同じままである。順方向バイアスがゼロとＶ_Ｓ間で減少する時、空乏領域２０２７幅はは同じままであり空乏領域２０２８幅も又同じままである。これはｐ型領域２０２５とｎ型領域２０２４間で同一電位電圧を維持する中性領域とｐ型領域２０２５界面に生じた電位電圧による。順方向バイアスサイクルのゼロとＶ_Ｓ間での増減後、ｎ型領域２０２６又はｐ型領域２０２５接合の閾電圧はＶ_Ｓボルトだけ減少する。又この順方向バイアスサイクル後、空乏領域２０２８はＶ_Ｓだけ増加する（即ち閾電圧の増加）。電圧Ｖ_Ｓが強制的空乏化領域（即ちｎ型領域２０２６）の閾電圧から隣接半導体領域（即ちｐ型領域２０２５）の閾電圧に移動することが分かる。

IV曲線２８０２は順方向バイアスをゼロとV_Sとの間で増減した後の強制型空乏装置２０２０のIV特性を示す。強制的空乏化ｎ型領域２０２６での減少閾電圧が、順方向バイス時に電流が空乏領域２０２７全域で非強制型空乏装置か従来装置のいずれよりも低電圧で流れることを意味する。又順方向バイス時に、空乏領域２０２８の増加幅によりより低電圧で指数関数的電流増加が起こる。逆バイアスでは空乏領域２０２８の増加幅は、指数関数的な電流が生じる前により大きな負のバイアスが必要となる。
本発明のＮＢＤ内の完全空乏化領域は以下の規則に従う。
完全空乏化領域が強制的に空乏化される場合、強制的空乏化領域のフェルミ準位は、
熱平衡で装置に正味ゼロの電流を生ずるに必要な量だけ真性半導体フェルミ準位に調整される。
完全空乏化領域隣接の中性領域の電圧差が、完全空乏化領域のフェルミ準位が真性半
導体フェルミ準位へ調整される前に生ずる。
完全空乏化領域のフェルミ準位が、完全空乏化領域隣接の中性領域に電圧差が生ずる
前に初期準位へと調整される。
上記規則に基づいて、ＮＢＤ内の強制的空乏化領域特性は以下のようになる。
任意のバイアス電圧以前の熱平衡では、
―強制的空乏化領域のフェルミ準位は真性半導体準位に強制される。このエネルギーシフト関連の電圧はＶ_Ｓである。
―完全空乏化領域内の全空乏領域は、完全空乏化領域と同材料の非完全空乏化領域と従来領域に比して縮小幅を有する。
順方向バイスがゼロとＶ_Ｓの間で増加時には、
―強制的空乏化領域のフェルミ準位はその初期フェルミ準位に移動する。
―強制的空乏化領域に関する空乏化領域に同じ幅を維持する。
順方向バイアスがゼロとV_S間で減少するときには、
―強制的空乏化領域隣接の中性領域がない場合、強制的空乏化領域のフェルミ準位は真性準位に移動する。
―強制的空乏化領域に隣接の中性領域内で幅増加が可能な空乏領域がない場合、電荷が隣接中性領域に蓄積する。強制的空乏化領域のフェルミ準位は変化しない。強制的空乏化領域関連の空乏領域は同一幅を維持する。
―強制的空乏化領域に隣接の中性領域内で幅増加が可能な任意の空乏領域は幅を増加する。強制的空乏化領域関連の内蔵電位は減少して、その閾電圧を低下させる。強制的空乏化領域のフェルミ準位は変化しない。強制的空乏化領域関連の空乏領域は同一幅を維持する。
逆バイアス時には、
―装置が空乏領域を一つだけ有する場合、装置はゼロに近いバイアス（閾電圧無し）で導電し、順方向バイス低下によるいずれの電荷蓄積も直ちに解放され、強制的空乏化領域のフェルミ準位は熱平衡準位に到達するまで真性半導体準位に移動する。強制的空乏化領域の空乏領域は装置に負の電位電圧を生ずる。

―装置が空乏領域を一つより多く有する場合、装置は逆閾電圧（即ち降伏電圧）を有する。いずれの蓄積電荷も装置が逆電流を導電する迄残る。装置が逆電流を導電する場合、強制的空乏化領域が負の電位電圧を加える。
上記規則に基づくＮＢＤ内の非強制的空乏化領域特性は以下のようになる。
熱平衡では
―非完全空乏化領域を用いた場合と同じ。
順方向バイスが増加する時、
―非完全空乏化領域を用いた場合と同じ。
順方向バイスが減少する時、
―非完全空乏化領域を用いた場合と同じ。
逆バイアスでは、
―装置が空乏領域を一つだけ有する場合、この装置はゼロに近いバイアス（閾電圧無し）で導電する。非強制的空乏化領域の空乏領域は装置に負電圧を生ずる。
―装置が空乏領域を一つより多く有する場合、装置は逆閾電圧（即ち降伏電圧）を有する。装置が逆電流を導電する場合、非強制的空乏化領域が負電圧を加える。
図２７．１乃至図２７．４にその予測特性を有するＮＢＤ構造の表を示す。表の左側の第一列は、ＮＢＤ構造が線型に配列したかのような構造である。構造を示すのに用いた用語は以下の通りである。
“Sch”―接点―半導体ショットキー障壁
“Ohm”―接点―半導体オーム障壁
“N non−F”―非強制的空乏化ｎ型領域
“P non−F”―非強制的空乏化ｐ型領域
“N Forced”―強制的空乏化ｎ型領域
“P Forced”―強制的空乏化ｐ型領域
“N”―中性領域付きｎ型領域
“P”―中性領域付きｐ型領域
表の第二列は完全空乏化領域が真性半導体準位へ調整されたフェルミ準位を有するか否かを示す。強制的空乏化領域は調整フェルミ準位を有する（即ち“はい”）一方、非強制的空乏化領域は持たない（即ち“いいえ”）。第３列と第４列は順方向バイアスを増減時に構造が持つ特性をそれぞれ規定する。これらの列で用いた用語は以下の通りである。
“―＞Efn”―完全空乏化領域のフェルミ準位が、完全に空乏化する前に初期フェルミ準位に移動することを示す。
“―＞Efn”―完全空乏化領域のフェルミ準位が、真性半導体準位に移動することを示す。
第５列はNBD構造が全構造で逆電位を有するゼロ近くの逆バイアスで逆電流を導電するか否かを示す。第６列は構造にバイアスをかけた後、構造が電流を導電するのに同じバイアス電圧（即ち閾電圧）を維持するか否かを示す。“いいえ”とは順方向バイスの増加後、順方向サイクル前に一つ以上の接合で異なる電位障壁を持つ順方向バイスが低下する（順方向バイスサイクル）ことを意味する。
本発明の別実施形態によると、図１９（a）と図１９（ｂ）に外部印加電圧無しでのNPN型バイポーラトランジスター２０００と２０１０を示す。図１９（a）に示すようにNPN型バイポーラトランジスター２０００は、NPN型バイポーラトランジスター２０００用のエミッタ及びコレクタとして機能する完全空乏化ｎ型領域を有する。図１９（ｂ）にエミッタとしてかコレクタとしてそれぞれ完全空乏化ｎ型領域２０１４と２０１６を有するNPN２０１０を示す。強制的か非強制的空乏化条件下の一つ以上の異なる半導体を用いて異なるトランジスター特性が得られる。例えばNPN型トランジスター２０００と２０１０の空乏化領域２００６，２０１４及び２０１６を、強制的か非強制的空乏化条件下に置いても良い。ベースｐ型領域２００５と２０１５は完全空乏化で作成しても良い。ＰＮＰ型バイポーラートランジスター構造は、又ＮＰＮ型トランジスター２０００と２０１０に記載の原理により形成しても良い。

一つの以上の半導体領域が完全に空乏化した場合、ＮＰＮ型とＰＮＰ型トランジスターの挙動が変化する。一例としてエミッタ共通配置に配置のＮＰＮ型トランジスター２０００（即ち接地したエミッタ端子２００３を有する）を用いた場合、エミッタ領域２００６が完全に空乏化すると、エミッタ領域２００６を基板領域２００５に比して逆バイアスかゼロバイアスをかけた場合電流がエミッタ領域２００６からベース領域２００５に流れ（即ちベース領域２００５からエミッタ領域２００６に電子が流れる）。この電流がＮＰＮ型トランジスター２０００の切断モードでの作動に影響する。ＮＰＮ型トランジスター２０００のエミッタ領域２００６が強制的空乏化条件にあるか否かにより、エミッタ領域２００６の完全空乏化を維持する範囲のベースエミッタ間電圧Ｖ_ＢＥが決まる。図２６にエミッタの空乏化が強制された場合のＮＰＮ型トランジスター２０００のIV特性例を示す。破線は従来ＮＰＮ型トランジスターのIV特性を示す。
本発明の別実施形態によると異なる組み合わせの完全空乏化か非空乏化（即ち従来の）半導体領域で４つ以上の領域を用いてＮＢＤを形成しても良い。更に中央半導体領域が二つの完全空乏化隣接半導体領域間で完全空乏化するか否かで異なるＮＢＤが生ずる。それ故半導体材料種、完全空乏化領域数（強制的空乏化条件か否かでの）、非空乏化領域数、半導体領域配列や配向、異なるドーピング濃度に関するＮＢＤの変形全ては本発明の範囲内である。本発明の強制的か非強制的空乏化条件は、完全空乏化していない一つ以上の半導体領域を有する任意の装置に用いこの装置の挙動を修正できる。これにより又新規装置が生ずる。
技術的に真のｐ型オーム接触を生ずる接点材料は存在しないことが知られている。代わりｐ型オーム接触は十分に薄い空乏領域とのｐ型ショットキー接点を用いて模倣しても良い。薄い空乏領域が高濃度ドープのｐ型材料を用いることで、トンネル現象が可能となる。高濃度ドープのｐ型材料の使用は好ましくないか十分に低い抵抗が得られない。本発明の別実施形態により、接点、接点隣接の強制的空乏化ｎ型領域と接点に反対のｎ型領域に隣接のｐ型領域を含むＮＢＤ構造を用いてｐ型オーム接触を生成する。上で説明のように強制的空乏化ｎ型領域、接点及びｐ型領域間の内蔵電位は、ｐ型領域がその中性領域内に別の空乏領域を持つ場合、順方向バイアスサイクルの増減後減少する。強制的空乏化ｎ型領域は十分に薄く、接点とｐ型領域間での通り抜けが可能である。このｐ型オームＮＢＤ構造によりある環境ではｐ型領域と接点間の抵抗が減少できる。本発明の別実施形態では、接点隣接の強制的空乏化ｐ型領域と接点と反対のｎ型領域隣接のｎ型領域がｎ型オームＮＢＤ構造を形成する。
真性半導体材料に隣接のｐ型かｎ型材料を用いて完全空乏化領域を生むこともできる。本発明の別実施形態では、ＮＢＤは少なくとも一つの真性半導体領域に隣接のｐ型又はｎ型半導体領域が生じる強制的空乏化領域を用いる。本発明の別実施形態では、ＮＢＤは少なくとも一つの真性半導体領域に隣接のｐ型又はｎ型半導体領域が生ずる非強制的空乏化領域を用いる。
ＮＢＤでｐ型領域がゼロバイアス印加電圧で完全に空乏化すると、ドリフト電流はその中で流れない。それ故従来ｐｎ接合ダイオードと通常漏洩電流に関連する非完全空乏化領域種を有する熱発生電流は、完全空乏化領域には生じない。これは電場によりこのいずれの電子も強制的に完全空乏化ｐ型領域から非完全空乏化領域に移動し、このいずれの正孔も非完全空乏化領域から完全空乏化ｐ型領域に移動し、ＮＢＤはゼロバイアスで導電性になるためである。ショットキーダイオードのような幾つかのＮＢＤでは装置との接点はｐ型かｎ型領域として働く。

図８（ｆ）に本発明出願による電流源から電圧を発生し、負荷に電力を供給するための直列接続の複数ＮＢＤ６００を示す。それ故所望出力電圧を発生する直列接続の複数ＮＢＤの出力電圧は単一ＮＢＤ出力電圧の複数倍である。ＮＢＤを並列接続して、直列接続ＮＢＤのいずれかの飽和電流より大きな入力電流を防いでも良い。ＮＢＤ数と接続形式を変えて所望出力電圧か電流の変化で得ても良い。
本発明実施形態の一つによると、ＮＢＤ３００は以下の特性を有する。（１）低い逆電流閾電圧、（２）小信号の整流、（３）高周波数信号の整流、（４）かなりの電流量を持つ逆バイアスでの導電性、（５）電流源と直列接続した場合の逆出力電圧。更に逆バイアスモードで、ＮＢＤの導電電流は故障前の従来ダイオードの漏洩電流より極めて大きい。更に内蔵電圧が出力電圧レベルを上げるので、ＮＢＤ３００は間接的に出力を上昇する。従ってＮＢＤを用いた新型のネットワークスイッチング、ディジタル計算、信号伝達及び波形整形（クリッピングとクランピング）用回路が可能になる。ステップリカバリダイオード（ＳＲＤ）、ピンダイオード（ＰＩＮ）
及びゼナーダイオードを含むｐ型とｎ型材料を用いた特殊ダイオードを、例えば上記のステップで決められる空乏幅を修正して生み出しても良い。異なるドーピング濃度の複数ｐ型とｎ型領域を持たすことにより、飽和電流、漏洩電流及び入力／出力抵抗のような他のダイオード特性を適宜生み出せる。
本発明の一実施形態によると、縮退半導体材料を用いて異なる特性のＮＢＤが得られる。縮退半導体材料を用いた装置は、通常Ｖ_ｔｈより低い電圧範囲内のトンネル現象と負抵抗特性を示す。異なる値のＶ_Ｓを持つＮＢＤはトンネル現象と負抵抗の電圧範囲をシフトできる。図２５（a）にＶ_ｔｈに近くない一電圧値Ｖ_Ｓの縮退半導体材料を用いて加工したＮＢＤ３００の電流電圧（ＩＶ）特性を示す。この配置でのＮＢＤ３００は、同じ半導体縮退材料を用いた従来ｐｎ接合ダイオードに比し、トンネル現象が起こるより広い電圧範囲と、負抵抗の電圧が生じるより狭い電圧範囲を示す。図２５（ｂ）に閾電圧Ｖ_ｔｈにより近く選んだ他の電圧値Ｖ_Ｓの縮退半導体材料を用いＮＢＤ３００の電流電圧（ＩＶ）特性を示す。この配置でのＮＢＤは同じ縮退半導体材料を用いた従来ｐｎ接合ダイオードに比し、より大きな最小順方向電流と減少負抵抗値を有する。
上例は本発明によるＮＢＤでトンネル現象装置が提供できることを示す。このトンネル現象装置は電圧範囲、電流範囲及び抵抗で所望特性を有する。本発明の一実施形態では、異なるピーク電圧、ピーク電流、谷電圧や谷電流を有するトンネルダイオードが又可能である。ＮＢＤ型トンネルダイオードを用いた高周波への応用が可能である。ＮＢＤ装置で非縮退半導体材料と縮退半導体材料の組み合わせを用いるような異種材料を変え混合することで、新規装置や新規特性の既存装置が得られる。
更に本発明による装置は実質的に低電圧装置であるか又は高信号対雑音比で作動する装置で、光通信システムの検出器としての使用に良く適する。本発明のＥＭレクテナの図面と図式は説明のために提供し、接続部品の尺度、大きさや位置の関係を表しはしない。例えばアンテナデザインを示すＮＢＤや露出電子入力／出力チャネルの平面図で、実測は他の考慮が含まれる。本発明のレクテナ実施形態の記述に用いた図は半導体領域が不釣り合いに大きく示され、アンテナとの関係で説明目的のためだけに配置されている。レクテナシステムでの調整が高充填密度や効率を得るのに必要である。本発明によると高ドープｎ型材料はある状態では接点として働ける。又高ドープｐ型材料はある状態では接点として働ける。

装置の完全空乏化領域によりゼロバイアス印加電圧で得られるのは、（１）領域がゼロバイアス印加電圧で完全に空乏化すると、接点／半導体接合の電子は空乏領域が生じた電場の結果、完全空乏化ｐ領域からｎ領域に移動する（接点／半導体接合の陽粒子（正孔）は完全空乏化ｎ領域からｐ領域に移動する）。この場合完全空乏化ｐ領域と接点／半導体接合の外部電子との距離（完全空乏化ｎ領域と接点／半導体接合の外部陽粒子（正孔）との距離）はゼロである。その結果逆バイアス導電電流が得られる。（２）完全空乏化ｐ領域が接点／半導体接合で外部電子を持つ（完全空乏化ｎ領域が接点／半導体接合で外部陽粒子（正孔）を持つ）場合、逆バイアス導電性が閾電圧無しで生ずる。（３）接点半導体接合の電子が空乏領域で生まれた電場方向と逆方向に移動する（接点半導体接合の外部陽粒子（正孔）が電場と同じ方向に移動する）。例えばＮＢＤは従来ダイオードの場合のように、降伏電圧を持たずに逆バイアスで導電する。（４）ＮＢＤは従来ｐｎ接合空乏領域を二つの電場に分割する。
本発明は又ダイポールレクテナ要素以外のレクタナ要素に利用できる。又本発明のＮＢＤは実際にいずれのアンテナ形式と大きさを用いてＥＭ波のＤＣ電力の変換が得られる。最大電圧点か電流点を決められるアンテナ形式や、作動ＥＭ波周波数の応答に影響せずにギャップの位置決めするために、関連ＮＢＤが持つギャップを一つ以上のこの最大電流点に配置できる。さもなければこのアンテナ形式では、最大電圧点を見つけて非ギャップ又はギャップ無しレクタナ要素を用いても良く、アンテナの各最大電圧点で一対のＮＢＤを配置して図２０（a）と図２０（ｂ）に示すように入力端子と出力端子を形成しても良い。
ダイポールレクタナ要素をレクタナアレーに接続するのに上で検討した並列接続と直列接続を用いて、装置を設計し任意のアンテナ形式で任意電圧を出力できる。更に各装置のレクタナ要素を違えて単一装置が大周波数帯のＥＭ内の種々の周波数波を捕獲するようにできる。又単一装置の異なる部位は異なるアンテナ形式のレクタナ要素を含み、これらの異なる部位を用いて異なる機能を実行しても良い。本発明はダイポールレクタナデザインに限定されず、上述の全波整流レクタナにも限定されない。該発明の実施形態により、各レクタナ要素は任意の大きさ、形状又は種類であり得る。更にレクテナアレーは一つより多い形式のレクタナ要素を含むことができる。例えば無線ＩＣタグ（ＲＦＩＤ）への応用で、レクタナアレーの一部は一周波数に感度があり、ＲＦＩＤ回路に電力を供給するＥＭ波の捕獲に用いる一方、レクタナアレーの別部は無線周波数（ＲＦ）伝送受信に用いても良い。この配置により必要部品数が減り、よりコンパクトな設計を生む。単一平面構成は接触ダイポールに限らず、又別ダイポールのより普通の場合にも利用できる。上記配置は平面アレーのみを記載したが、本発明は又非平面アレーにも利用できる。該発明は又個別部品を用いても実行できる。本発明のＮＢＤはメートル波信号を整流できるため、本発明のＥＭレクタナを用いてメートルＥＭ波を効率よく検出整流できる。従って以前には実用的でないか実行不可能なＥＭ周波帯域の新規周波数の検出と電力変換が得られる。これには赤外（ＩＲ）や可視光周波帯域（例えば太陽光エネルギー）のＤＣ電力発生、光センシングと光ネットワーク用の高速応答光センサーも含まれる。本発明による赤外線周波数の高効率吸収能は熱遮蔽や冷却遮蔽のような用途に用いることもできる。
太陽光エネルギー変換システムの増設を妨げる主障害の一つは効率である。効率での主課題は大部分は整流器と整流器のアンテナとの接続法に関する。本発明のＥＭレクテナで示した実施形態により、電磁（ＥＭ）波のＤＣ電力への変換効率が先行技術を越えて改良され以下の改良が得られる。（１）より広い入力信号周波数範囲での全波整流（例えば上記赤外線かそれ以上で）、（２）整流器の電圧降下問題の解決^３、（３）小信号応答の電圧を出力する特殊整流器を用いた高効率の出力電圧レベルの提供、（４）より少数の整流器による全波整流、（５）入力電流源として、受信ＥＭ波源と電子入力チャネル源の二つのソースの提供。
本発明のレクテナを説明するためにダイポールアンテナのみを用いたが、上で検討の方法を用いて他のアンテナ形式と大きさを本発明のレクテナに取り入れても良い。
上記の詳細記述は上記の特定実施形態を説明するために用い、制限を意図したものではない。本発明の範囲内で多数の修正と変形が可能である。本発明で以下の特許請求項を示す。
先行技術の整流器（通常ダイオード）は電流を導電する前にバイアス電圧降下が必要である。電圧降下は特に低パワー信号での出力損を生ずる。電圧降下問題は電圧降下が負荷に供給する電圧を減少するのでソーラーエンジンで重要である。

図１は従来ｐｎ接合ダイオードの電流（I）―電圧（V）特性を示す。図２は従来ｐｎ接合ダイオード１００の略図である。図３は本発明の一実施形態による自然故障装置（NBD）３００の略図である。図４は作動時のNBD３００の内蔵電圧V_FDとバイアス電圧V_IN間の関係を示す。図５は電圧値VsがNBD300の閾電圧V_thに近くない場合のNBDの電流―電圧（IV）特性を示す。図６（a）は本発明の一実施形態によるゼロバイアス電圧で完全に空乏化したN型領域を有する自然故障装置（NBD）６００の略図である。図６（ｂ）本発明の一実施形態によるゼロバイアス電圧で完全に消耗したｐ型領域とｎ型領域両者を有するNBD６００を示す。図７（a）乃至７（ｃ）は、それぞれがゼロバイアス電圧で消耗領域（例えば空乏領域７０１，７１１、７２１又は７２２）を含むNBD７００、NBD７１０及びNBD７２０を示す。図８（a）乃至８（ｆ）は、それぞれがゼロバイアス印加電圧で二つ以上のドーピング濃度を有する強制的空乏化領域（例えば空乏領域８０１，８１１，８２１及び８２２）を含むNBD８００、NBD８１０及びNBD８２０を示す。特に図８（ｆ）はゼロバイアスで直列接続の複数NBD６００を示す。図９は本発明の一実施形態により構築した多数のアンテナ（例えばアンテナ９０４、９１４及び９２４）を含むレクテナアレー９００を示す。図１０（a）と１０（ｂ）は、本発明の一実施形態による図９のレクタナアレー９００でのギャップ有りダイポールアンテナ９０４を示す該発明の一実施形態の平面図と側面図を示す。図１１はレクテナアレー１１０１電子出力チャネル１１０４のレクテナアレー１１０２電子入力チャネル１１０５との接続を示す、直列接続の直流集電用ギャップ有りレクテナアレー１１０１と１１０２を示す。図１２（a）と１２（ｂ）はそれぞれ本発明の一実施形態によるギャップ無しダイポールアンテナ１２００の平面図と側面図を示す。図１３は多数のギャップ無しアンテナを含むレクテナアレー１３００を示す。図１４はレクテナアレー１４０２電子出力チャネル１４０４のレクテナアレー１４０１電子入力チャネル１４０３との接続を示す、直列接続の直流集電用レクテナアレー１４０１と１４０２を示す。図１５（a）乃至１５（ｄ）は本発明の一実施形態によるゼロバイアス印加電圧での多数のNBDの略図を示す。図１６（a）と１６（ｂ）は本発明の一実施形態によるゼロバイアス印加電圧でのNBDの多数の配置略図を示す。図１７（a）乃至１７（ｆ）は本発明の一実施形態によるゼロ印加電圧での多数のNBDの略図を示す。図１８（a）は本発明の一実施形態によるゼロバイアス印加電圧でのNBD１８００の略図を示す。NBD１８１０は強制的空乏化条件下の自然故障ショットキーダイオードを表す。図１８（ｂ）は本発明の一実施形態によるゼロバイアス印加電圧でのNBD１８１０の略図を示す。NBD１８１０は強制的空乏化条件下の自然故障ショットキーダイオードを表す。図１９（a）は本発明の一実施形態によるゼロバイアス印加電圧でのNBD２０００の略図を示す。NBD２０００は強制的空乏化条件下の一領域を有するNPN型バイポーラトランジスターを表す。図１９（ｂ）は本発明の一実施形態によるゼロバイアス印加電圧でのNBD２０１０の略図を示す。NBD２０１０は強制的空乏化条件下の二領域を有する自然故障NPN型バイポーラトランジスターを表す。図１９（ｃ）は本発明の一実施形態によるゼロバイアス印加電圧でのNBD２０２０の略図を示す。NBD２０２０は一つの完全空乏化領域を有する自然故障NPN型装置を表す。図２０（a）と２０（ｂ）はそれぞれ本発明の一実施形態によるギャップ無しダイポールレクテナ要素２２００の正面図と側面図を示す。図２１は本発明の一実施形態による並列接続のギャップ有りレクタナアレー２３００と２３５０を示す。図２２（a）と２２（ｂ）は本発明の一実施形態による信号整流を与える整流器構造９０５aを示す。図２３は接触抵抗が非常に低い場合でのNBD３００の電流―電圧（IV）特性を示す。図２４は接触抵抗が閾電圧V_thに近い場合でのNBD３００の電流―電圧（IV）特性を示す。図２５（a）はVs値が閾電圧V_thに近くない場合での縮退半導体材料を用いたNBD３００の電流―電圧（IV）特性を示す。図２５（ｂ）はVs値が閾電圧V_thに近い場合での縮退半導体材料を用いたNBD３００の電流―電圧（IV）特性を示す。図２６はNBD２０００の電流―電圧（IV）特性を示す。図２７．１と２７．２は対応特性を有する種々NBD構造の表である。図２８はNBD２０２０の電流―電圧（IV）特性を示す。

Claims

半導体装置全域にわたってゼロバイアス電圧で完全に空乏化する半導体領域からなる半導体装置。
更に第一半導体領域隣接の接点からなる請求項１におけるような半導体装置。
更に第一半導体領域とｐｎ接合を形成する第二半導体領域からなる請求項１におけるような半導体装置。
半導体装置が、逆バイアス電圧をｐｎ接合界面で印加したとき実質的に線型に電流を導電する請求項３におけるような半導体装置。
第一半導体領域が強制的空乏領域である請求項１におけるような半導体装置。
第一半導体領域が非強制的空乏領域である請求項１におけるような半導体装置。
半導体領域フェルミ準位がゼロバイアス電圧で半導体装置のフェルミ準位より半導体領域真性フェルミ準位に近い請求項５におけるような半導体装置。
更に半導体領域フェルミ準位と半導体装置フェルミ準位間のエネルギー差に関わる電圧差に等しい電圧差からなる請求項５におけるような半導体装置。
第一半導体領域がその空乏幅より広い幅を有する第一半導体領域と所定材料領域により形成した接合を有する半導体装置を提供し、
第一半導体幅が第一半導体領域の予期空乏幅に等しいか狭いように所定材料領域のパラメーターを調節する
自然故障装置生成法。
所定材料が第二半導体領域を含み、調整パラメーターがドーパント濃度を含む請求項９におけるような方法。
所定材料が接点を形成する導体材料からなり、調整パラメーターが導体材料の仕事関数を含む請求項９におけるような方法。
調整パラメーターが半導体領域寸法幅に比し、所定材料領域の寸法である請求項９におけるような方法。
導電部分が電磁波で照射されると、第一点と第二点が最大電圧点を構成するように所定距離で分離した第一点と第二点を含む導電部分と
導電部分と接触するｐ領域とｐ領域と接触するｎ領域からなる該第一点隣接の半導体ダイオードからなるレクテナ。
更に導電部分と接触するｐ領域とｐ領域と接触するｎ領域からなる第二点隣接の第二半導体ダイオードからなる請求項１３におけるようなレクテナ。
レクテナが入力チャネルを形成するようレクテナの第二半導体ダイオードｐ領域と接続し、
出力チャネルを形成するようレクテナの第一半導体ダイオードｎ域と接続して、レクテナアレーを形成した複数アンテナの一つである請求項１３におけるようなレクテナ。
レクテナアレーのレクテナが二つ以上の機能を実行する請求項１５におけるようなレクテナ。
ｐ領域とｎ領域がそれぞれ第一ドーピング濃度と第二ドーピング濃度を有し、ｐ領域がｐ領域とｎ領域界面でゼロ印加電圧で完全に空乏化される請求項１３におけるようなレクテナ。
第一導電部分、
第一導電部分と第二導電部分の合計長さよりずっと小さいギャップで第一導電部分と分離した第二導電部分と、
ギャップの第一導電部分と接触するｐ領域と、ｎ領域を有する半導体装置からなる
レクテナ。
半導体装置のｐ領域がギャップの第二導電部分と接触する請求項１８におけるようなレクテナ。
更にｐ領域が第一半導体装置と第二半導体装置が互いに絶縁された、ギャップで第二部分と接触するｐ領域とｎ領域を持つ第二半導体装置、からなる請求項１８におけるようなレクテナ。
更にギャップから遠い第一導電部分の端部と接触するｎ領域からなる請求項１８におけるようなレクテナ。
半導体装置のｐ領域とｎ領域がそれぞれ第一ドーピング濃度と第二ドーピング濃度を有し、ｐ領域がｐ領域とｎ領域との界面でゼロバイアス電圧で完全に空乏化される請求項１８におけるようなレクテナ。
更にギャップから遠い第二導電部分の一端部と接触するｎ領域からなる請求項１８におけるようなレクテナ。
レクタナがレクタナアレーの複数レクタナの一つである請求項１８におけるようなレクテナ。
レクテナアレーが出力チャネルを形成するようレクテナの半導体装置ｎ領域と接続し、入力チャネルを形成するようギャップから遠い第一半導電部分と第二導電部分端部ｎ領域と接続して形成された請求項２４におけるようなレクテナ。
レクテナアレーのレクテナが二つ以上の機能を実行する請求項２５におけるようなレクテナ。
半導体領域内のフェルミエネルギー準位を修正する方法で、
第一半導体領域が半導体装置全域にわたってゼロバイアスで強制的空乏化されるように、第一導電性型の第一半導体領域を備え第一フェルミ準位の半導体装置を提供し、
第二フェルミ準位が第一フェルミ準位より第一半導体領域の真性半導体フェルミ準位により近いように第一半導体領域を熱平衡で第二フェルミ準位に調整し、
半導体装置全域で準閾バイアス電圧を提供する
修正法。
第一半導体領域隣接の中性領域での電圧差が第一半導体領域のフェルミ準位が第二フェルミ準位に移動する前に生ずる請求項２７におけるような方法。
第一半導体領域のフェルミ準位を電圧差が第一半導体領域隣接の中性領域に生ずる前に第一フェルミ準位に調整する請求項２７におけるような方法。
自然故障ダイオードが
第一ドーピング濃度を持つ第一導電性型の第一半導体領域と、
第二ドーピング濃度を持つ第一導電性型と反対の第二半導体型の第二半導体領域と
第一半導体領域隣接のオーム接点からなり、
第一半導体領域が第一半導体領域と第二半導体領域界面でゼロバイアス電圧で完全に空乏化する自然故障ダイオード。
更に第一半導体領域とオーム接点間に第一半導体型の第三半導体領域からなり、第一半導体領域と第三半導体領域が第一半導体領域、第二半導体領域及び第三半導体領域界面でゼロバイアス電圧で完全に空乏化する請求項３０におけるような自然故障ダイオード。
負バイアス電圧が第一半導体領域と第二半導体領域界面に印加したとき、自然故障ダイオードが導電性である請求項３１におけるような自然故障ダイオード。
ゼロボルトと所定電圧Ｖ_Ｓ間のバイアス電圧を第一半導体領域と第二半導体領域全域にわたって印加したとき、自然故障ダイオードが実質的に一定出力を与える請求項３０におけるような自然故障ダイオード。
更に第二半導体領域と第一半導体領域間の第二半導体型第三半導体領域を含む請求項３０におけるような自然故障ダイオード。
ｎ領域がｐ領域とｎ領域界面でゼロバイアス電圧で完全に空乏化する請求項３０におけるような自然故障ダイオード。
従来のｐｎ接合ダイオードのｐ領域とｎ領域のドーピング濃度を決め、
従来のｐｎ接合ダイオード閾電圧Ｖ_ｔｈより小さく、ダイオードの所定最大バイアス電圧より小さい順方向バイアス電圧Ｖ_Ｓを選び、
バイアス電圧Ｖ_Ｓを従来のｐｎ接合ダイオードのｐ領域とｎ領域界面に印加した場合の従来ｐｎ接合ダイオードの空乏幅ｗ_ｐを計算し、
ｗ_ｐを自然故障ダイオードのｐ領域幅として与える
自然故障ダイオードを提供する方法。
更に自然故障ダイオードのｐｎ接合界面の電場を計算し、自然故障ダイオードがゼロバイアス電圧で導電であるように自然故障ダイオードのｐ領域とｎ領域のドーピング濃度を調整することからなる請求項３６におけるような方法。
導電部分を電磁波で照射したとき第一点と第二点が最大電圧点を構成するように所定距離で分離した第一点と第二点を含む導電部分を提供し、
導電部分と接触のｐ領域とｐ領域と接触のｎ領域からなる該第一点隣接の半導体ダイオードを提供する
レクテナ構築法。
更に導電部分と接触の第一ｎ領域とｎ領域と接触のｐ領域からなる該第一点隣接の第二半導体ダイオードを提供することからなる請求項３８におけるような方法。
更に導電部分と接触のｐ領域とｐ領域と接触のｎ領域からなる第二点隣接の第二半導体ダイオードを提供することからなる請求項３８におけるような方法。
更にレクタナアレーに配列の複数レクタナを提供し、
入力チャネルを形成するようにレクタナの第二半導体ダイオードと接続し、
出力チャネルを形成するようにレクタナの第一半導体ダイオードｎ領域と接続することからなる、請求項３８におけるような方法。
更にレクタナアレーのレクタナが二つ以上の機能の実行を提供することからなる請求項４１におけるような方法。
更にそれぞれ第一ドーピング濃度と第二ドーピング濃度を有するｐ領域とｎ領域を提供し、ｐ領域がｐ領域とｎ領域界面でゼロバイアス電圧で完全な空乏化を提供することからなる請求項４２におけるような方法。
更にレクタナアレーの入力チャネルを一緒に接続し、レクタナアレーの出力チャネルを一緒に接続して複数のレクタナアレーを提供することからなる請求項４１におけるような方法。
更に自然故障ダイオード全域にわたって増加ゼロバイアス電圧を提供し、
電荷がｎ領域の中性領域で蓄積するように自然故障ダイオード全域にわたって減少ゼロバイアス電圧を印加することからなる
請求項３６におけるような方法。
第一半導体領域に関連する空乏領域が減少バイアス電圧中同じ幅を有する請求項２７におけるような方法。
第一導電部分を提供し、
第一導電部分と第二導電部分の合計長より実質的にずっと小さいギャップで第一導電部分と分離した第二導電部分提供し
ｐ領域がギャップの第一導電部分と第二導電部分と接触するｐ領域とｎ領域を有する半導体装置を提供することからなる
レクテナを提供する方法。
半導体装置のｐ領域がギャップの第二導電部分と接触する請求項４７におけるような方法。
更にギャップの第二部分と接触するｐ領域と、ｎ領域を有する第二半導体装置からなる請求項４７におけるような方法。
第一半導体装置と第二半導体装置が互いに絶縁されている請求項４９におけるような方法。
更にギャップから遠い第一導電部分端子部と接触するｎ領域を提供することからなる請求項５０におけるような方法。
更にそれぞれ第一ドーピング濃度と第二ドーピング濃度を有する半導体装置のｐ領域とｎ領域を提供し、ｐ領域がｐ領域とｎ領域界面でゼロバイアス電圧で完全な空乏化を提供することからなる請求項５１におけるような方法。
更にギャップから遠い第一導電部分の一端部と接触するｎ領域からなる請求項４７におけるような方法。
更にレクタナアレーの複数レクタナの一つであるレクタナを提供することからなる請求項４７におけるような方法。
レクタナアレーで複数レクタナの一つのレクタナを提供することが
複数のレクタナを提供し、
レクタナの半導体装置のｎ領域と接続して出力チャネルを形成し、
ギャップから遠い第一導電部分と第二導電部分端部のｎ領域と接続して入力チャネルを形成ことからなる、請求項５１におけるような方法。
レクタナが複数レクタナアレーに配列の複数レクタナの一レクタナであり、その方法が
複数のレクタナアレーを提供し、
レクタナアレーの入力チャネルを一緒に接続し、
レクタナアレーの出力チャネルを一緒に接続することからなる
請求項５５におけるような方法。
レクタナアレーが複数レクタナアレーの一つのレクタナであり、その方法が更に
複数のレクタナアレーを提供し、
レクタナの第二半導体ダイオードのｐ領域と接続して入力チャネルを形成し、
レクタナの第一半導体ダイオードのｎ領域と接続して出力チャネルを形成ことからなる
請求項５６におけるような方法。
レクタナアレーのレクタナが二つ以上の機能を実行する請求項５７におけるような方法。
第一導電部分と第二導電部分が実質的に電磁波波長の奇数倍の半分である所定合計長を備える請求項５７におけるような方法。
第一ドーピング濃度を有する第一導電型の第一半導体領域を提供し、第二ドーピング濃度を有する第一導電に反対の第二導電型第二半導体領域を提供し、
第一ドーピング濃度と第二ドーピング濃度の第一半導体領域を有する従来ダイオードの第一半導体領域空乏幅より狭いか等しい第一半導体領域空乏幅を提供し、
第一半導体領域隣接のオーム接点を提供ことからなる
自然故障ダイオードを提供する方法。
更に第一半導体領域と第三ドーピング濃度を持つオーム接点間の第一導電型と同じ導電型第三半導体領域を提供することからなり、第一半導体領域と第三半導体領域が第一半導体領域、第二半導体領域及び第三半導体領域界面でゼロバイアス電圧で完全に空乏化する請求項６０におけるような方法。
更に第一半導体領域と第二半導体領域界面でゼロバイアス電圧を印加すると、故障モードで作動するダイオードを提供することからなる請求項６０におけるような方法。
更にゼロボルトと所定弾圧Ｖ_Ｓをｐ領域とｎ領域界面にバイアス電圧を印加すると、ダイオードに定電圧出力を提供することからなる請求項６０におけるような方法。
更に第一半導体領域と第二半導体領域の間に第二導電型と同じ導電型の第三半導体領域を提供することからなる請求項６０におけるような方法。
更に第一半導体領域と第二半導体領域間界面でゼロバイアス電圧で完全に空乏化する第二半導体領域を提供する請求項６０におけるような方法。
入力チャネルと出力チャネルを持つアレーを形成した複数アンテナ要素を提供し、各アンテナ要素が
導電部分が電磁波で照射されると第一点と第二点が最大電圧点を構成するように所定距離で分離した第一点と第二点を含む導電部分と、
導電部分と接触のｐ領域とｐ領域と接触のｎ領域からなる該第一点隣接の半導体ダイオードからなり、
電力貯蔵装置が入力チャネルと出力チャネル間で接続するアンテナアレーから電流を受信する電力貯蔵装置を提供する、ことからなる電磁放射線電力回収法。
アンテナ要素が更に導電部分と接触の第一ｎ領域とｎ領域と接触のｐ領域からなる第一点隣接の第二半導体ダイオードからなる請求項６６におけるような方法。
アンテナアレーの第二半導体ダイオードｐ領域が入力チャネルを形成し、アンテナアレーの第一半導体ダイオードｎ領域が出力チャネルを形成するように接続した請求項６６におけるような方法。
アンテナ要素が更に導電部分と接触のｐ領域と、ｐ領域と接触のｎ領域からなる第二点隣接の第二半導体ダイオードからなる請求項６６におけるような方法。
入力端子、
出力端子、
それぞれ第一端と第二端を持つ各導体でギャップ分離した第一導体と第二導体で、各導体の第二端がギャップにあり、各導体の第一端が入力端子と接続し、第一導体、第二導体とギャップの全長がアンテナ要素が受信する電磁放射波長が関わる所定値に等しい導体と
第一導体の第二端と出力端子間で接続する第一整流器からなる
アンテナ要素。
第二整流器が第二導体の第二端と出力端子間で接続する請求項７０におけるようなアンテナ要素。
電磁放射がアンテナ要素に入射すると、各導体での電圧差により第一電流がアンテナ要素に誘導され、電磁放射の磁場により第二電流がアンテナ要素に誘導される請求項７０におけるようなアンテナ要素。
整流器がゼロバイアス電圧で導電する請求項７０におけるようなアンテナ要素。
半導体装置で相互接続の複数アンテナ要素からなるアンテナアレー。
第一端と第二端を持つ導体と、
導体の第一端と接続し、ゼロバイアス電圧で完全に空乏化する半導体領域を含む半導体装置からなる
整流器。
更にゼロバイアス電圧で完全に空乏化する半導体領域を含む導体と接続した第二半導体装置からなる請求項７５におけるような整流器。
更にギャップで第一導体と分離した第二導体を含む請求項７５におけるような整流器。
第一導体型の第一強制的完全空乏化半導体領域を提供し、
第二半導体領域が第一半導体領域に隣接し、第一内蔵電位を持ち、第一導体型とは異なる第二導体型の第二半導体領域を提供し、
第一内蔵電位と反対の第二半導体領域隣接の第二内蔵電位を提供し、
第一半導体領域に比し増加した順方向バイアスを提供し、
第一内蔵電位が減少し第二内蔵電位が増加するように、第一半導体領域に比し減少した順方向バイアスの提供からなる
半導体装置で第一内蔵電位から第二内蔵電位への電位移動法。
半導体装置の閾電圧が従来ｐｎ接合の閾電圧より小さい請求項７８におけるような方法。
所定内蔵電位のｐｎ接合を半導体基質に生成し、
半導体装置がゼロバイアス電圧の場合、完全に空乏化する半導体領域をｐｎ接合から所定距離で半導体基質に提供する
半導体装置の内蔵電位修正法。
完全空乏化半導体領域が適切にドープした半導体領域とオーム接触することで提供される請求項８０におけるような方法。
完全空乏化半導体領域が適切にドープした半導体領域とショットキー接触することで提供される請求項８０におけるような方法。
ゼロバイアス電圧で完全に空乏化した半導体領域を含む半導体装置を提供し、
半導体領域全域にわたって準閾バイアス電圧を印加することからなる
半導体の信号電力貯蔵法。
第一導体型の第一半導体領域と、
第一導体型と反対の第二導体型の第二半導体領域と、
第一半導体領域が第二半導体領域と接点間でオーム接触を生成するのに十分薄く、第一半導体領域が接点と反対の第一半導体領域に隣接し、第二半導体領域に隣接する接点とからなる半導体装置内のオーム接点。
第一導体型の第一半導体領域を提供し、
第一半導体領域隣接の第一導体型と反対の第二導体型の第二半導体領域を提供し、
第一半導体領域が第二半導体領域と接点間でオーム接続を生み出すに十分薄く、第二半導体領域と反対の第一半導体領域隣接の接点を提供する、ことからなる半導体装置内のオーム接点を提供する方法。
第一導体型の第一半導体領域を提供し、
第一半導体領域隣接の第一導体型と反対の第二導体型の第二半導体領域を提供し、
第二半導体領域と反対の第一半導体領域隣接のオーム接点を提供し、
第一半導体領域が接点、第一半導体領域及び第二半導体領域界面でゼロバイアス電圧で強制的な空乏化を提供し、
入力信号を提供する、ことからなる単一半導体装置による入力信号の全波整流法。