JP2008506305A - 無線送信機、及び、無線送信機の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、無線送信信号の品質を向上させることができる無線送信機、及び、無線送信機の制御方法を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係る無線送信機は、可変パラメータを有する少なくとも１つのディジタル・フィルタを含む。送信部出力信号を示すフィードバック信号を受信し、制御信号によって、送信部に入力する。無線送信機は、フィードバック信号を解析し、解析結果を生成するように構成されたプログラマブル・ディジタル回路を含んでいる。プログラマブル・ディジタル回路は更に、解析結果に従って、ディジタル・フィルタの可変パラメータを変更するように構成されている。
【選択図】図３

Description

本発明は、無線通信分野に関し、特に、無線送信機に関する。

近年、移動無線通信は広く知られており、多くの移動無線通信ネットワークにおいて、データ通信によるサービスが音声サービスと同様に提供されている。そのような音声通信サービス、データ通信によるサービスにおいては、無線送信の品質が極めて重要である。無線送信信号の品質が低下すると、受信装置によって、音声やデータを受信し、その信号の内容を識別することが困難となってしまう。さらに、そのような無線送信信号の品質の低下はデータの再送の原因となり、その結果、時間と帯域の浪費を引き起こしてしまう。

そこで、上記の点に鑑み、本発明は、無線送信機によって送信された無線信号の品質を向上することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明に係る無線送信機は、ディジタル信号を受信する送信装置入力部と、送信部出力信号を出力するアンテナに接続された送信装置出力部と、少なくとも１つの可変パラメータを有する少なくとも１つのディジタル・フィルタと、送信装置出力部から出力された信号を示すフィードバック信号を受信する制御信号入力部と、フィードバック信号を解析し、解析結果を出力するように構成され、さらに、解析結果に従って、パラメータを変更するように構成されたプログラマブル・ディジタル回路とを具備する。

さらに、本発明に係る無線送信機の制御方法は、無線送信機によって送信されるディジタル信号を受信するステップと、少なくとも１つの可変パラメータを有する少なくとも１つのディジタル・フィルタにおいてディジタル信号を処理するステップと、処理されたディジタル信号をアナログ信号に変換するステップと、アナログ無線回路においてアナログ信号を処理し、送信部出力信号を生成するステップと、送信部出力信号を示す信号をフィードバック信号として、送信装置の制御部にフィードバックするステップと、フィードバック信号を解析し所望の信号からの補正可能な偏差を識別するステップと、識別された補正可能な偏差を最小化するように、ディジタル・フィルタの少なくとも１つのパラメータを変更するステップとを具備する。

本発明に係る無線送信機及び無線送信機の制御方法によれば、送信部出力信号を示すフィードバック信号の解析結果に従って、無線送信機におけるディジタル・フィルタのパラメータを変更することによって、無線送信機のアナログ・ディジタル回路の非線形性を、自動的に補償することができる。従って、送信部出力信号の特性が制御され、無線送信信号の品質が向上される。また、無線インタフェース上でのデータの再送の必要性と、無線信号品質の低下による無線送信の中断の必要性が低減される。

本発明の１つの観点における無線送信機は、パルス・シェーピング・フィルタを、更に具備する。フィードバック信号を解析する際に、基準信号としてパルス・シェーピング・フィルタからの出力信号を示す信号を用いるように、プログラマブル・ディジタル回路が構成される。本観点において、無線送信機の制御方法は、パルス・シェーピング・フィルタにおいてディジタル信号を処理するステップを、更に具備する。また、解析ステップが、フィードバック信号と、パルス・シェーピング・フィルタからの出力信号であることを示す信号である基準信号とを比較するステップを含んでいる。

その結果、フィードバック信号と所望の形状を有する基準信号との比較によって、フィードバック信号が解析される。

本発明の一実施形態において、無線送信機は、可変パラメータを有する前段歪みフィルタを、更に具備する。プログラマブル・ディジタル回路は、前段歪みフィルタの可変パラメータを変更するように構成されている。本実施形態において、無線送信機の制御方法における、少なくとも１つのパラメータを変更するステップは、前段歪みフィルタのパラメータを更新するステップを含んでいる。

従って、例えば、出力増幅部における出力応答の非線形性のような、アナログ無線回路部品の非線形性が補償される。無線送信機の制御方法は、無線送信機の作動の際に自動的に行われる。その結果、周波数領域における不要な信号の拡幅が低減される。

本実施形態の１つの観点において、前段歪みフィルタは、更新可能な内容を有するルックアップテーブルを含んでいる。解析結果に従って内容を更新するように、プログラマブル・ディジタル回路が構成されている。ルックアップテーブルに新たな内容を書き込むことによって、可変パラメータを調整するステップが容易に実行される。
本観点において、ルックアップテーブルは、活性化部及び不活性化部を含み、不活性化されている内容が更新され、更新が完了した際に、不活性化部と活性化部とが交換される。

本発明の一実施形態において、少なくとも１つのディジタル・フィルタは、少なくとも１つの係数を有する周波数補償フィルタを具備する。少なくとも１つの係数が変更されるように、プログラマブル・ディジタル回路が構成されている。また、無線キャリア帯域において、一定の周波数応答が得られる。例えば、アナログ・フィルタのようなアナログ無線回路部品は、温度や経年変化によって、特性が変化する。従って、可変パラメータを有する周波数補償フィルタを構成することによって、アナログ無線回路に起因するスペクトラムの偏りの補正が、無線送信機を作動させた際に行われる。

本発明の一実施形態において、アナログ無線回路は、アナログ利得制御回路を含み、少なくとも１つのディジタル・フィルタは、ディジタル利得制御回路を含んでいる。さらに、利得解析結果を生成するフィードバック信号の利得を解析するように、プログラマブル・ディジタル回路が構成されている。プログラマブル・ディジタル回路は、更に、利得解析結果に従って、ディジタル利得制御回路の利得とアナログ利得制御回路の利得とを調整するように構成されている。本発明に係る無線送信機の制御方法は、フィードバック信号の解析ステップと、利得解析結果に従って、ディジタル利得制御回路の利得とアナログ利得制御回路の利得とを調整するステップとを含んでいる。

従って、少なくともディジタル・アナログ変換部に起因する量子化雑音と、中間フィルタに起因する熱雑音の２つの主な雑音源の前段において、信号が増幅される。その結果、送信部出力信号の帯域外仕様を満たすことが容易に可能となる。

本実施形態の１つの観点において、アナログ無線回路は、全帯域用出力フィルタである出力フィルタを含んでいる。従って、同一の出力フィルタによって、全てのキャリア周波数を有する出力信号に適用できるので、無線送信機を単純化することができる。

本発明の一実施形態に係る無線送信機は、送信装置出力部に接続された測定用入力部を有する測定用受信部と、アナログ・ディジタル変換部と、制御信号入力部に接続されたフィードバック信号出力部とを、更に含んでいる。このような構成により、フィードバック信号を容易に取得することができる。

本観点において、アナログ・ディジタル変換部は、アナログ・ディジタル変換部に入力される入力信号のキャリア周波数の４倍において、入力信号をサンプリングするように構成される。測定用受信部は、サンプリングされた信号を、アナログ・ディジタル変換部に入力される信号の実数部を表す信号と虚数部を表す信号とに分離するデマルチプレクサを含んでいる。また、本観点における無線送信機の制御方法において、フィードバックするステップが、送信部出力信号、又は、送信部出力信号を示す第２の信号を、サンプリングされた信号のキャリア周波数の４倍のサンプリングレートにおいてサンプリングするステップと、送信部出力信号を、実数部と虚数部とに分離するステップとを含んでいる。従って、サンプリングされた信号が実数部と虚数部とに分離されると同時に、データレートが半分に周波数変換される。従って、測定用受信部の複雑さ、コスト、又は、回路規模が低減される。

本発明に関する課題は、フィードバック信号を受信し、基準信号を受信し、フィードバック信号の基準信号からの補正可能な偏差を識別するためにフィードバック信号と前記基準信号とを比較解析し、前記比較解析に応じて、制御信号を生成することができるプログラムコードを有するプログラムがプログラマブル・ディジタル回路上で実行され、解決される。

本発明に係る無線送信機は、送信される無線信号品質が重要とされる移動無線装置等を含む全ての無線装置について適用される。従って、無線送信機は、移動無線ネットワークにおける基地局、又は、移動局の一部とされても良い。

図１は、移動無線通信ネットワーク１００の構成を示す図である。図１に示すように、移動無線通信ネットワーク１００は、無線基地局１１０を介し、無線インタフェース１０５上の移動局のユーザに対して無線通信を実現する。図１に、移動無線通信ネットワーク１００において通信可能な移動局１１５が示されている。無線基地局１１０は、無線ネットワーク制御装置１２０に接続され、無線ネットワーク制御装置１２０は、コアネットワーク１２５に接続されている。一般的に、移動無線通信ネットワーク１００は、複数の無線ネットワーク制御装置１２０を含んでいて、複数の無線基地局１１０が、それぞれの無線ネットワーク制御装置１２０に接続されている。移動無線通信ネットワーク１００における通信は、例えば、ＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access：ワイドバンド符号分割多元接続）、ＧＳＭ（the Global System for Mobile Communications）、Ｄ−ＡＭＰＳ（Digital Advanced Mobile Phone System、EIA/TIA-IS-54とIS-136に詳述）等の移動無線における音声通信規格に準拠して実現される。

多くの移動無線通信ネットワーク１００の構成において、移動局１１５のユーザに対して、データ通信サービスと同様に音声通信サービスが提供される。図１に示すユーザデータ１３０は、音声サービス若しくはデータサービスのいずれかに関連し、移動局１１５のユーザと移動局１１５の間を伝送される。無線インタフェース１０５の限られた帯域を有効に活用し、データの再送の必要性を最小化するために、無線インタフェース１０５上で移動局１１５と無線基地局１１０との間で伝送される信号品質が、極めて重要となる。特に、移動無線通信ネットワーク１００においてリアルタイムサービスが提供される場合には、そのようなデータの最小化が重要となる。

図２は、本発明の実施形態に係る無線基地局１１０の構成の一例を示す図である。
図２に示す無線基地局は、無線ネットワーク制御装置１２０からのデータ信号２０５を受信するインタフェース２００を含んでいる。データ信号２０５は、移動局１１５に伝送されるユーザデータ１３０を含んでいる。インタフェース２００は、送信部２１５の入力部２１０に接続されていて、さらに、出力部２１７は、無線インタフェース１０５上で無線信号２２５を送信するアンテナ２２０に接続されている。無線基地局１１０のインタフェース２００は、さらに、無線インタフェース１０５上で移動局１１５からの信号を受信する受信部２３０に接続されている。送信部２１５は、無線インタフェース１０５上で送信に適した信号を送信するように、データ信号を処理する機能を有している。

本実施形態において、無線基地局１１０は、さらに、送信された無線信号２２５を示す信号を受信し、入力部２４０及び出力部２４５を有する測定用受信部２３５を含んでいる。測定用受信部２３５が用いられることによって、送信信号特性の情報が送信部２１５に供給され、送信信号の監視を容易に行うことができる。例えば、送信部２１５の利得の周波数応答が監視される場合に、送信信号特性の情報が送信部２１５によって用いられ、発生する前段歪みを適応的に補償することができる。

測定用受信部２３５の入力部２４０は、送信部２１５からアンテナ２２０に出力される信号の一部を受信できるように、好ましくは、送信部２１５の出力部２１７に接続されている。以下、送信部２１５からアンテナ２２０に出力される信号を送信部出力信号２４７とする。測定用受信部２３５の出力部２４５は、好ましくは、送信部２１５の制御信号用入力部２５０に接続されていて、送信部出力信号２４７に関するフィードバック信号２５５を送信部２１５に出力することができる。また、言うまでもなく、入力部２４０と送信部２１５の制御信号用入力部２５０は、並置されていても良い。

フィードバック信号２５５は、送信部２１５の送信パラメータを最適化するために用いることができる。送信部２１５に用いられるアナログ部品の特性は、周囲温度や経年変化によって変化する場合がある。フィードバック信号２５５を解析することによって、送信部２１５の可変パラメータが変更され、送信部２１５において用いられるアナログ部品の特性の変化が補償される。従って、送信部２１５のアナログ部品の特性変化に関わらず、送信部２１５から出力される送信部出力信号２４７が、所望の送信部出力信号に一致することが保証される。（或いは、「所望の送信部出力信号２４７の出力を送信部２１５から得られることが保証される。」）製品コストを低減するためには、送信部２１５を精度の低い部品が用いて構成することが望ましい。しかしながら、その結果、相異なる送信部２１５におけるアナログ部品は、相異なる特性を有してしまう。そこで、フィードバック信号２５５を解析することによって、送信部２１５の可変パラメータを変更し、送信部２１５を調整することができる。その結果、送信部２１５が、所定の仕様を満たすことが保証される。

図３は、本発明の実施形態に係る送信部２１５の構成を示す図である。図３に示す送信部２１５は、プログラマブル・ディジタル回路３００と、ディジタル・アナログ変換部（ＤＡＣ）３０５と、アナログ無線回路３１０とを含んでおり、それらは、直列に接続されている。プログラマブル・ディジタル回路３００は、無線ネットワーク制御装置１２０から受信したデータ信号２０５をディジタル信号処理する。ＤＡＣ３０５は、プログラマブル・ディジタル回路３００からのディジタル信号をアナログ信号に変換する。また、アナログ無線回路３１０は、送信部出力信号２４７を生成してアンテナ２２０に出力する。プログラマブル・ディジタル回路３００は、測定用受信部２３５から出力されたフィードバック信号２５５を解析するソフトウエアと、送信信号をフィルタリングする少なくとも１つのディジタル・フィルタとを含んでいる。本発明によれば、プログラマブル・ディジタル回路３００において、少なくとも１つのディジタル・フィルタは、可変パラメータを有している。

図４は、プログラマブル・ディジタル回路３００の構成の一例を示す図である。図４に示すプログラマブル・ディジタル回路３００は、ディジタル信号処理部（ＤＳＰ）４００と、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）４０５とを含んでいる。また、プログラマブル・ディジタル回路３００は、プログラム可能なディジタル信号処理を行うハードウエアのあらゆる組合せを含むことができる。例えば、ＦＰＧＡ４０５が、ＡＳＩＣに置き換えられても良いし、プログラマブル・ディジタル回路は、ＤＳＰとして構成されても良いし、又は、ＦＰＧＡとして構成されても良い。さらに、ＤＳＰ４００又はＦＰＧＡ４０５のようなディジタル・プログラマブル回路３００において用いられるハードウエア部品は、無線基地局１１０において、他の機能のために用いることができる。例えば、ＤＳＰ４００は、受信部２３０を制御するために更に用いられる。ＦＰＧＡ４０５は、受信部２３０と、測定用受信部２３５とを実現するために更に用いられ、また、無線基地局１１０の通信用内部データバスとしても用いられている。

図４に示すＦＰＧＡ４０５は、ＲＲＣ（Root Raised Cosine）フィルタ等のパルス・シェーピング・フィルタ４１０と、第１のアップサンプリング・フィルタ４１５と、前段歪みフィルタ４２０と、第２のアップサンプリング・フィルタ４２５と、周波数補償フィルタ（ＦＣＦ）４３０とを含んでいる。プログラマブル・ディジタル回路３００は、信号の実数部用のディジタル・フィルタと、信号の虚数部用のディジタル・フィルタの２組のディジタル・フィルタを含んでいる。図４においては、１組のディジタル・フィルタのみが示されている。

送信部２１５の入力部２１０において受信されたデータ信号２０５は、最初にパルス・シェーピング・フィルタ４１０に供給され、関連するアプリケーションの仕様に従ってパルス・シェーピングされる。ＷＣＤＭＡ規格に準拠して基地局が動作する場合に、例えば、パルス・シェーピング・フィルタ４１０として、ＲＲＣフィルタが用いられる。パルス・シェーピング・フィルタ４１０から出力された信号４３５は、第１のアップサンプリング・フィルタ４１５に入力され、信号４３５のデータレートが増加する。そのようなデータレートの増加は、主に、信号の前段歪みの処理を容易に行うために実行される。ここで、第１のアップサンプリング・フィルタ４１５の全体若しくは一部分が、パルス・シェーピング・フィルタ４１０の入力側に接続されていても良い。その結果、パルス・シェーピング・フィルタ４１０においてパルス・シェーピングが行われる前に、データレートの増加を部分的に行うことができる。アップサンプリング・フィルタ４１５から出力された信号４４０は、前段歪みフィルタ４２０に供給される。

前段歪みフィルタ４２０は、主に、アナログ無線回路３１０の部品の非線形性を補償する。そのような非線形性としては、例えば、出力増幅部の出力応答の非線形性が挙げられる。アナログ無線回路３１０の出力応答の非線形性により、信号スペクトラムが不要に拡幅されてしまうことになる（例えば、ＷＣＤＭＡ規格に準拠したアプリケーションの場合に、５ＭＨｚ幅にパルス・シェーピングされた信号４３５は、１５ＭＨｚ幅に歪んでしまう。）。データレートが増加されたアップサンプリングされた信号４４０により、前段歪みフィルタ４２０は、アナログ無線回路３１０のために歪んだ信号と類似の幅を有する補償信号を容易に生成することができる。補償信号が、アップサンプリングされた信号４４０に付加され、信号４４５として出力される。前段歪みフィルタから出力された信号４４５は、第２のアップサンプリング・フィルタ４２５に供給され、データレートが更に増加される。本実施形態において、データレートは、第１のアップサンプリング・フィルタ４１５によって８倍に増加され、第２のアップサンプリング・フィルタ４２５によって２倍に増加される。しかしながら、それぞれのアップサンプリング・フィルタにおいて、所望のデータレートに増加させても良い。言うまでもなく、第１及び第２のアップサンプリング・フィルタ４１５及び４２５におけるアップサンプリング量は、送信部２１５のアプリケーションの仕様に従って選択される。アプリケーションによっては、３以上又は１つのアップサンプリング・フィルタが要求されてもよい。

第２のアップサンプリング・フィルタ４２５から出力された信号４５０は、周波数補償フィルタ４３０に供給される。周波数補償フィルタ４３０は、主に、無線キャリア帯域における送信部２１５のフラットな周波数応答を維持するためのものである。アナログ・フィルタ等のアナログ無線回路３１０において用いられるアナログ部品は、周囲温度や経年変化によって特性が変化してしまう。従って、周波数補償フィルタ４３０において、アナログ無線回路３１０におけるアナログ部品に起因するスペクトラムの傾きを補正することができる。さらに、周波数補償フィルタ４３０を、アナログ無線回路３１０におけるアナログ利得制御と組み合わせることで、信号の利得を制御することができる。

周波数補償された信号４５５は、ＤＡＣ３０５に供給され、さらに、アナログ無線回路３１０を介してアンテナ２２０に供給される。

図４に示すプログラマブル・ディジタル回路３００において、ＤＳＰ４００は、ソフトウエア４０７を含んでいる。ソフトウエア４０７は、フィードバック信号２５５を解析し、プログラマブル・ディジタル回路３００におけるディジタル・フィルタのパラメータの変更が要求されたことを示す制御信号４０８を生成する。本実施形態において、好ましくは、ソフトウエア４０７において実行される測定用受信部２３５から受信したフィードバック信号２５５の解析の際に、基準信号４０９を参照することによって、アナログ無線回路３１０において生じた歪みの検出が容易となる。基準信号４０９は、好ましくは、送信部出力信号２４７の所望の波形を有していなくてはならない。基準信号４０９として、信号４３５、４４０、４４５、４５０、４５５が用いられるが、本実施形態においては、特に、信号４３５、又は、信号４４０が用いられている。図４に示すように、信号４４０が、基準信号４０９として用いられている。本実施形態において、好ましくは、遅延回路４６０が用いられることによって、フィードバック信号２５５と同じデータを表す基準信号４０９に関して、フォードバック信号２５５が解析される。一般的に、プログラマブル・ディジタル回路３００と、ＤＡＣ３０５と、アナログ無線回路３１０の部品において遅延が生じることは広く知られているので、遅延回路４６０における所望の遅延時間の設定は容易である。また、遅延回路４６０は、シフトレジスタや、その他の回路によって、構成することができる。

図５は、前段歪みフィルタ４２０の構成を示す図である。前段歪みフィルタ４２０は、ルックアップテーブル５００と、絶対値ゲージ５０５と、乗算器５１０とを含んでいる。本実施形態において、ルックアップテーブル５００は、複数のエントリを有していて、それぞれのエントリは、複素スケーリング・ファクタを含み、前段歪みフィルタ４２０に入力される信号４４０の絶対値の２乗に基づいて、インデックス化されている。ルックアップテーブル５００の各エントリは、好ましくは、複素スケーリング・ファクタの実数部に対応する値と、虚数部に対応する値の２つの値を有している。前段歪みフィルタ４２０に入力される信号４４０の絶対値ｘは、絶対値ゲージ５０５によって測定される。また、本実施形態においては、絶対値ｘの２乗によって、ルックアップテーブル５００のどのエントリが、乗算器５１０によって、前段歪みフィルタ４２０に入力される信号４４０に乗算されるべきかが識別される。識別された複素スケーリング・ファクタが選択されると、乗算器５１０に供給される。乗算器５１０は、前段歪みフィルタ４２０に入力される信号４４０と、選択された複素スケーリング・ファクタとを乗算する。乗算器５１０から出力される信号４４５は、前段歪みフィルタ４２０からの出力信号として出力される。ここで、信号４４０の絶対値を表すのであれば、他の数量が、ルックアップテーブル５００におけるインデックス値として用いられても良い。さらに、ルックアップテーブル５００を含む同様なフィルタ４２０が用いられて、送信部２１５の出力応答の非線形性が補償されても良い。

本実施形態において、好ましくは、ルックアップテーブル５００の内容を更新することができる。例えば、測定用受信部２３５からプログラマブル・ディジタル回路３００に供給されるフィードバック信号２５５の解析によって、ルックアップテーブル５００の内容が、所望の送信部出力信号２４７を出力していないと示された場合に、ルックアップテーブル５００の内容が更新される。また、好ましくは、そのような解析の際に、フィードバック信号２５５の絶対値と、基準信号４０９の絶対値とが比較される。相異なるアナログ無線回路３１０の特性は、必ずしも同一ではないので、例えば、システムが初期化された際に、ルックアップテーブル５００の更新が行われ、特定のアナログ無線回路３１０に対して適切なルックアップテーブル５００が設定される。さらに、アナログ無線回路３１０の部品の温度又は経年依存性のためにルックアップテーブル５００の内容が適切でない内容である場合がある。本実施形態においては、送信部２１５の動作中に、ルックアップテーブル５００の更新が行われることによって、そのような問題を解決することができる。

本発明に係る実施形態においては、送信部２１５が動作中に、ルックアップテーブル５００の更新を効果的に行うため、ルックアップテーブル５００は、活性化部と不活性化部とを有している。ルックアップテーブル５００の活性化部が使用されている間に、ルックアップテーブル５００の不活性化部が、更新、又は、更新待機の状態とされている。本実施形態において、ルックアップテーブル５００の活性化部及び不活性化部は、２つの別々のルックアップテーブル５００として構成されている。ルックアップテーブル５００の活性化部を示すポインタが、活性化部と不活性化部とを区別するために用いられる。

図４に示すように、送信部２１５はＤＳＰ４００とＦＰＧＡ４０５とを含んでいて、フィードバック信号２５５の解析が、好ましくは、ＤＳＰ４００によって実行される。ＤＳＰ４００に含まれるソフトウエア４０７は、送信部出力信号２４７の不要な拡幅を検出するために、フィードバック信号２５５と基準信号４０９とを比較するプログラムコードを含んでいる。また、ソフトウエア４０７は、制御信号４０８によりルックアップテーブル５００を更新するプログラムコードを含んでいる。本実施形態において、ソフトウエア４０７は、更に、制御信号４０８によって、前段歪みフィルタ４２０のルックアップテーブル５００のどの箇所が、送信部２１５の現在の動作において用いられるべきかを制御するプログラムコードを含んでいる。更に、本実施形態において、ソフトウエア４０７は、ルックアップテーブル５００のどの箇所が活性化部されるべきかをＦＰＧＡ４０５のレジスタに書き込むことができる。

前段歪みフィルタ４２０が、他の構成とされても良い。例えば、前段歪みフィルタ４２０が、ルックアップテーブル５００を含む構成の他に、前段歪みフィルタ４２０が、多項式による信号の絶対値の関数として、要求された前段歪みを算出する論理回路を含んでも良い。その場合に、フィードバック信号２５５の解析結果によって、多項式の係数が変更されるようにしても良い。

本発明に係る実施形態において、図４に示す周波数補償フィルタ４３０の特性は、フィードバック信号２５５の内容に基づいて変更される。周波数補償フィルタ４３０として、例えば、タップ数３である複素ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが用いられ、センタータップを中心として可変係数は非対称とされている。センタータップを中心として係数を非対称とすることによって、全周波数帯域における位相応答の線形性と群遅延の変動ゼロとが保証される。周波数補償フィルタ４３０は、図４に示す以外の構成とされても良い。図６ａは、周波数補償フィルタ４３０における複素信号の信号経路を示す図である。本実施形態において、係数ａ及びｂは、フィードバック信号２５５の内容に基づいて変更される。周波数補償フィルタ４３０に入力された信号４５０は、第１の乗算器６０５と遅延素子６１０とに並列に供給されている。乗算器６０５は、信号を「ｊ＊ａ」と乗算し、加算器６１５に供給する。遅延素子６１０によって遅延された信号の一部が、加算器６１５に供給され、一部が、第２の遅延素子６２０に供給される。また、第２の遅延素子６２０によって再度遅延された信号が、第２の乗算器６２５に供給され、更に、第２の乗算器６２５において、「−ｊ＊ａ」と乗算され、加算器６１５に供給される。信号６３５は、加算器６１５から第３の乗算器６３０に供給され、第３の乗算器６３０において、係数ｂと乗算される。更に、第３の乗算器６３０からの出力は、信号４５５として、周波数補償フィルタ４３０から出力される。周波数補償フィルタ４３０は、例えば、図６ｂに示されるように、４つの遅延素子と、２つの乗算器と、２つの符号反転器と、２つの加算器とを用いて構成され、信号の実数部と虚数部とについて認識することができる。

図６に示すフィルタ構成において、フィルタの周波数特性が、係数ａによって設定され、一方、係数ｂによって信号の振幅全体を制御することができる。係数ａ及びｂは、プログラマブル・ディジタル回路３００におけるＲＡＭ（Random Access Memory）に格納されるようにしても良い。本実施形態において、係数ａ及びｂは、図４に示すＦＰＧＡ４０５に格納されている。ＤＳＰ４００のソフトウエア４０７は、好ましくは、係数ａ及びｂの値を変更する必要性を検出するために、基準信号４０９を参照し、フィードバック信号２５５を解析するプログラムコードを含んでいる。また、本実施形態において、そのような解析の際に、フィードバック信号２５５の周波数特性と、基準信号４０９の周波数特性との比較が行われる。ソフトウエア４０７は、好ましくは、更に、係数ａ及びｂの最適に変更された値を算出するプログラムコードと、制御信号４０８によってＦＰＧＡ４０５に係数ａ及びｂの新たな値を送信するプログラムコードとを含んでいる。従って、ＤＳＰ４００が、フィードバック信号２５５の周波数特性と、基準信号４０９の周波数特性とが一致していないと検出した場合に、ＤＳＰ４００は、係数ａ及びｂの新たな値をＦＰＧＡ４０５に送信し、係数ａ及びｂをＲＡＭに格納する。また、係数ａ及びｂが用いられて、信号４５０の周波数補償が実行される。

ディジタル利得制御で、アナログ無線回路３１０のアナログ利得制御の補完を行うことは、多くの場合において効果的である。例えば、送信部２１５が、相異なるキャリア周波数を有する信号２４７を送信するために用いられる場合にも同様に効果的である。
ＷＣＤＭＡ規格において、例えば、最大キャリア周波数の帯域外送信についての要件によると、最大キャリア周波数が用いられる場合に、送信部２１５の最小キャリア周波数に用いられる周波数範囲において、信号の許容振幅は極めて小さくなる。同様に、最小のキャリア周波数が用いられる場合に、最大キャリア周波数に用いられる周波数範囲において、信号の許容振幅は極めて小さくなるとされている。

従って、送信部２１５の出力部２１７において、全てのキャリア周波数に適応可能な単一の全帯域出力フィルタを構成するのみで、帯域外送信の仕様を満たすことは難しい。そのような問題を解決するために、各キャリア周波数に１つの出力フィルタ７２０が構成される場合がある。しかしながら、本実施形態においては、アナログ無線回路３１０のアナログ利得制御をディジタル利得制御で補完することによって、帯域外送信の仕様を満たしている。本実施形態において、そのようなディジタル利得制御は、周波数補償フィルタ４３０の乗算器６３０の係数ｂを変化させることによって実現されている。プログラマブル・ディジタル回路３００のアナログ利得制御がディジタル利得制御と組み合わされる場合に、出力フィルタ７２０は、キャリア周波数に関わらず、信号７４５によって作動する単一のフィルタとして構成することができる。

図７は、送信部２１５のアナログ無線回路３１０の構成を示す図である。図７に示すアナログ無線回路３１０は、ＤＡＣ３０５の出力に接続された中間周波数フィルタ７００と、中間周波数フィルタ７００の出力に接続されたミキサ７０５と、ミキサ７０５の出力に接続されたアナログ利得制御部７１０と、アナログ利得制御部７１０の出力に接続された出力増幅部７１５と、出力増幅部７１５の出力に接続された出力フィルタ７２０とを含んでいる。本実施形態において周波数補償された信号４５５である信号７２３は、図７に示すＤＡＣ３０５に供給される。ＤＡＣ３０５により変換された信号７２５は、中間フィルタ７００に入力され、フィルタリングされた信号７３０は、ミキサ７０５に入力され、ミキサ７０５から出力された信号７３５は、アナログ利得制御部７１０に入力される。アナログ利得制御部７１０から出力された信号７４０は、出力増幅部７１５に入力され、増幅された信号７４５は、出力フィルタ７２０に入力され、送信部出力信号２４７が、出力フィルタ７２０から出力される。

図２において、測定用受信部２３５に入力される信号は、送信部２１５の出力信号２４７として示されている。フィードバック信号２５５に基づいてプログラマブル・ディジタル回路３００においてどのような補償が実行されるかによって、他の信号が、測定用受信部２３５に入力されても良い。例えば、送信部２１５が出力フィルタ７２０を含む場合で、出力フィルタ７２０の特性変化の補償が要求されていない場合には、増幅された信号７４５が、測定用受信部２３５に入力されても良い。

ここで、再び、図７を参照する。送信部出力信号２４７の主な雑音源として、ＤＡＣ３０５のディジタル・アナログ変換に起因する雑音と、中間フィルタ７００に起因する熱雑音とが挙げられる。帯域外周波数帯域において送信部出力信号２４７の振幅を低減するためには、それら２つの雑音が最小限に抑える必要がある。そのため、本実施形態においては、送信信号の増幅の主要な部分を、ディジタル・アナログ変換部の前段において行うことを提案する。即ち、ＤＡＣ３０５からの量子化雑音と中間周波数フィルタ７００からの熱雑音の影響を受ける前段において、そのような信号の増幅を行い、増幅の主要な部分における雑音の増幅を防止する。本実施形態においては、図６ａに示す信号６３５に、適切な係数ｂを乗じることによって、信号をディジタル・アナログ変換の前段において増幅することができる。

プログラマブル・ディジタル回路３００に含まれるソフトウエアは、好ましくは、フィードバック信号２５５の利得を解析し、必要に応じて、利得調整を行う。また、ソフトウエアは、好ましくは、送信部２１５の利得を取得するために、フィードバック信号２５５の利得を解析する際に、フィードバック信号２５５の振幅と、基準信号４０９の振幅とを比較するプログラムコードを含んでいる。また、ソフトウエアは、好ましくは、送信部２１５の利得を所望の利得と比較するプログラムコードを含んでいる。
ソフトウエアは、好ましくは、更に、乗算器６３０の係数ｂに適切な値を設定し、係数ｂの値を示す制御信号４０８を生成するプログラムコードを含んでいる。また、ソフトウエアは、好ましくは、更に、アナログ利得制御部７１０を制御するプログラムコードを含んでいる。

図４に示すように、フィードバック信号２５５の利得を解析し、利得調整を行うソフトウエアは、ＤＳＰ４００のソフトウエア４０７の一部として実現される。

以上のように、増幅の主要部分をディジタル・アナログ変換の前段において行うことにより、帯域外周波数帯域における雑音レベルが低く抑えられるので、全てのキャリア周波数に用いられている単一の全帯域フィルタを、出力フィルタ７２０として用いることができる。

乗算器６３０のＳＮ（signal to noise：信号対雑音）比を最小化するために、乗算器６３０をダイナミックレンジの上限において動作させることが望ましい。従って、送信部２１５の設計において、ダイナミックレンジの上限において、所望の増幅度を提供するような乗算器６３０が選択される。また、例えば、温度変化や経年変化によるアナログ無線回路の利得の揺れは、乗算器６３０の係数ｂを変化させることによって補償される。アナログ無線回路３１０の利得揺れを補償するために、アナログ無線回路３１０の利得調整は、好ましくは、利得の揺れが乗算器６３０のダイナミックレンジを越えた場合に行われる。

図７に示すアナログ利得制御部７１０として、例えば、ステップアッテネータ、又は、連続アッテネータが用いられる。アナログ利得制御部７１０として、ステップアッテネータが用いられた場合に、送信部出力信号２４７は、アナログ利得制御部７１０の利得調整の際に所望する出力から大きく逸脱してしまう。また、ディジタル・プログラマブル回路３００によってディジタル利得調整されるまで、その状態が維持される。そのような逸脱を低減するために、オフセットがフィードバック信号２５５に設定される。オフセットは、アナログ利得制御部７１０におけるステップアッテネータの変化から予測される利得変化の半分として、フィードバック信号２５５の利得を解析する際にプログラマブル・ディジタル回路３００によって設定される。ここで、測定用受信部２３５において、オフセットがフィードバック信号２５５に設定されるようにしても良い。ステップアッテネータは正確でない場合が多いので、相異なるアッテネータ間においても、同一のアッテネータにおける相異なるステップ間においても、減衰度の増減により、利得変化が生じてしまう。
従って、アナログ利得制御部７１０のステップアッテネータにおけるそれぞれのステップ変化に相当する利得変化が測定され、プログラマブル・ディジタル回路３００に格納される。更に、その測定結果が用いられて、フィードバック信号２５５に設定される適切なオフセットが選択される。このようにして、フィードバック信号２５５に設定されるオフセットの精度を向上することができる。

図７に示す、変換された信号７２５（及び、フィルタリングされた信号７３０）は、送信部出力信号２４７を送信する際に用いられるキャリア周波数に関わらず、同一の周波数を有している。中間周波数フィルタ７００から出力された信号７３０は、ミキサ７０５で所望のキャリア周波数に変換される。上述のように、中間周波数フィルタ７００の周波数特性についての仕様は、用いられるキャリア周波数に関わらず、一定となる。

図６に示す周波数補償フィルタ４３０は一例であるので、より高次の周波数補償フィルタ等によって構成された周波数補償フィルタ４３０が用いられても良い。さらに、係数ａによって与えられる周波数特性の補償と、係数ｂによって与えられる利得の補償は、例えば、周波数補償フィルタが乗算器６３０を含まずに構成されて実現されても良いし、また、乗算器６３０が別のディジタル・フィルタとして構成され、又は、他のディジタル・フィルタの一部として構成されて実現されても良い。

測定用受信部２３５が送信部２１５と組み合わされて用いられる場合には、送信部出力信号２４７がバースト状であり、送信出力においてゼロの期間が長い場合であっても、送信部出力信号２４７のＲＭＳ（Root Mean Square：二乗平均平方根）値を容易に取得することができる。３ＧＰＰ規格２５．１４１Ｖ４．５．０によると、送信部出力信号２４７においてゼロの期間が長い場合には、従来の狭域アナログ・ローパス・フィルタによって上述を実現することは難しい。しかしながら、本実施形態においては、プログラマブル・ディジタル回路３００においてフィードバック信号２５５のＲＭＳ値を算出することにより（図４に示す本実施形態においては、その計算は、好ましくは、ＤＳＰ４００によって実行される）、又は、フィードバック信号２５５を積分するディジタル・ローパス・フィルタを構成することによって、ＲＭＳ値を容易に取得することができる。ＲＭＳ値は、送信部２１５の利得を取得するために、算出された基準信号４０９の利得との比較において用いられる。ＲＭＳ値がディジタル値として取得されると、基準信号４０９とフィードバック信号２５５とを時間的に比較することが容易になる。その結果、基準信号４０９及びフィードバック信号２５５の時間的同一点において、利得が算出される。しかしながら、ＲＭＳ値がアナログ信号として算出されると、基準信号と、ＲＭＳ値の算出に用いられる信号との同期が、多くの場合に問題とされる。

図８は、測定用受信部２３５の構成を示す図である。図８に示すように、測定用受信部２３５は、送信部２１５の出力部２１７に接続されたＡＤＣ（Analogue to digital converter：アナログ・ディジタル変換）部８００と、ＡＤＣ部８００に接続されたＩＱ分離部８０５と、ＩＱ分離部に接続されたダウンコンバータ８１０とを含んでいる。ここで、ＩＱ分離部の「Ｉ」は、信号の虚数部を表し、「Ｑ」は、信号の実数部を表している。ＩＱ分離部８０５とダウンコンバータ８１０は、送信部２１５のプログラマブル・ディジタル回路３００と同様のプログラマブル・ディジタル回路が用いられて構成されても良い。

測定用受信部２３５は、好ましくは、キャリア周波数ｆ０を有する実数値信号を、ディジタル複素ベースバンド信号に変換する。その結果、送信部出力信号２４７に関する振幅及び位相情報を容易に取得することができる。また、ディジタル化されたフィードバック信号２５５は、基準信号４０９と同一のデータレートを有することができる。測定用受信部２３５における周波数変換（ダウンコンバージョン）の条件は、送信部２１５における周波数変換（アップコンバージョン）に基づいて決定される。

測定用受信部２３５は、他の方法によっても実現されても良い。図９は、対称的なＩＱ分離部８０５の一例を示す図である。図９に示すように、入力信号の実数部と虚数部とが分離され、また、入力信号の半分のデータレートまでダウンコンバートされる。図９に示すＩＱ分離部８０５は、デマルチプレクサ９００と、符号反転器９０５と、加算器９１０と、乗算器９１５と、入力部９２０と、出力虚数部９２５と、出力実数部９３０とを含んでいる。本実施形態において、このＩＱ分離部８０５は、ＡＤＣ部８００のサンプリングレートが、キャリア周波数の正確に４倍である場合に用いられる。

送信部出力信号２４７は、正弦波と余弦波との合成波とみなされるので、送信部出力信号２４７は、実数部と虚数部とにおいて振幅が変調されているといえる。キャリア周波数の４倍のレートにおいて信号がサンプリングされる場合には、余弦波がゼロ点を通過した際に１サンプルおきにサンプリングされる。その結果、正弦波のみが、サンプリング値に寄与する。逆もまた、同様である。従って、キャリア周波数ｆ０の４倍のレートにおいて信号がサンプリングされる場合に、４サンプルおきに正の虚数部のサンプルが与えられ、４サンプルおきに正の実数部のサンプルが与えられる。また、４サンプルおきに負の虚数部のサンプルが与えられ、４サンプルおきに負の実数部のサンプルが与えられる。本実施形態におけるＩＱ分離部８０５は、デマルチプレクサ９００が用いられて構成され、デマルチプレクサ９００は、出力虚数部９２５と出力実数部９３０との出力を交互に切り換えている。符号反転器９０５によって、デマルチプレクサ９００から供給される１サンプルおきの符号を変化させることで、入力信号のデータレートの半分のサンプルレートを得ることができる。

ここで、ＡＤＣ８００によって受信した信号スペクトラムは不明であるので、１サンプルおきの符号を変化させることによって得られる信号は、反転されても良いし、反転されなくても良い。サンプリングされた信号の反転又は非反転を制御するために、例えば、ＤＳＰ４００によって生成される外部バイナリ信号９３５が用いられる。以上のように与えられた実数部のサンプルと、虚数部のサンプルとは、同時にサンプリングされないので、ＩＱ分離部８０５から出力される実数部出力信号と虚数部出力信号のいずれかの信号が、好ましくは、１／２サンプルだけ遅延しなければならない。このようなことは、例えば、ＦＩＲ補間器によって実現される。

本実施形態において、ＷＣＤＭＡ規格に準拠する移動無線通信ネットワーク１００における無線基地局１１０の送信部２１５において、送信部２１５に入力されるデータ信号２０５は、３．８４ＭＨｚ（チップレートと呼ぶ）である。データ信号２０５は、第１のアップサンプリング・フィルタ４１５によって８倍のチップレートに周波数変換され、第２のアップサンプリング・フィルタ４２５によって２倍のチップレートに周波数変換される。
従って、本実施形態においては、信号４３５のデータレートは、３．８４ＭＨｚとなり、信号４４０及び４４５のデータレートは、３０．７２ＭＨｚとなる。また、信号４５０及び４５５のデータレートは、６１．４４ＭＨｚとなる。これらは、無線インタフェース１０５上の無線信号２２５のデータレートとなる。

アップサンプリングされた信号４４０が、フィードバック信号２５５を解析する際の基準信号４０９として用いられた場合に、フィードバック信号２５５の所望のデータレートは、３０．７２ＭＨｚとなる。従って、図９に示すＩＱ分離部８０５を活用するために、ＡＤＣ８００のサンプリングレートは、６１．４４ＭＨｚである必要があり、また、ＡＤＣ８００に入力される信号のキャリア周波数は、１５．３６ＭＨｚである必要がある。
そのために、測定用受信部２３５は、送信部出力信号２４７の中央周波数を所望の周波数に変換するアナログ部８１５を含んでいる。しかしながら、他のＩＱ分離部８０５とダウンコンバータ８１０との構成が用いられた場合には、測定用受信部２３５のアナログ部８１５が省略されても良い。

他の周波数変換（ダウンコンバージョン）とＩＱ分離の方法によって、図９に示すＩＱ分離部８０５以外の構成が実現されても良い。別のＩＱ分離部８０５と、ダウンコンバータ８１０とが用いられても良い。即ち、図９に示すようなＩＱ分離部８０５が、必要に応じて、他の複数のダウンコンバータ８１０と組み合わされて構成されても良い。
別のＩＱ分離部８０５が用いられた場合には、ＡＤＣ８００は、他のサンプリングレートにおいても、信号をサンプリングすることができる。

図１０は、本発明の実施形態に係る方法を示すフローチャートである。ステップ１０００において、送信部出力信号２４７が、アンテナ２２０に供給されると共に、送信部出力信号２４７の一部が、測定用受信部２３５の入力部２４０に供給される。ステップ１００５において、送信部出力信号２４７が測定用受信部２３５において実行され、フィードバック信号２５５が生成される。そのような処理は、図８及び図９におけるアナログ・ディジタル変換、ＩＱ分離、周波数のダウンコンバージョンの説明に関連している。ステップ１０１０において、フィードバック信号２５５が、送信部２１５の制御信号用入力部２５０に供給される。ステップ１０１５において、フィードバック信号２５５が、送信部２１５において解析される。また、フィードバック信号２５５は、基準信号のプロパティと、フィードバック信号の相当するプロパティとを比較することによって解析される。ステップ１０２０において、ステップ１０１５における解析結果により、フィードバック信号が所望のプロパティを有しているか否かが判断される。ここで、フィードバック信号が所望のプロパティを有していると判断された場合には、ステップ１０２５に進み、プロセスを終了する。しかしながら、フィードバック信号２５５が所望のプロパティを有していないと判断された場合には、ステップ１０３０に進み、送信部２１５のパラメータが変更され、フィードバック信号２５５のプロパティを補償する。

本実施形態において、ステップ１０１５〜１０３０は、好ましくは、ＤＳＰ４００において実行される。また、ステップ１０３０において変更されたパラメータは、好ましくは、ＦＰＧＡ４０５に構成されたディジタル・フィルタにおける可変パラメータである。
例えば、図５及び図６において説明したように、ステップ１０３０において、前段歪みフィルタ４２０及び周波数補償フィルタ４３０の少なくともいずれかの可変パラメータが用いられる。ステップ１０２０において、ＤＳＰ４００が、ＦＰＧＡ４０５におけるディジタル・フィルタのパラメータを変更する必要があると認識した場合には、ステップ１０３０において、更新されたパラメータを、制御信号４０８によってＦＰＧＡ４０５に送信する。

図１０に関して説明したプロセスは、オンゴーイングプロセスとすることもできる。即ち、ステップ１０２５がステップ１０００に置き換えられても良いし、及び／又は、図１０における複数のプロセスが並列に実行されても良い。また、図１０に示すプロセスは、所定の間隔によって実行されても良いし、所望の間隔によって実行されても良い。

図１１は、図１０に示すステップ１０３０を詳細に説明する図である。既に説明したように、ステップ１０３０は、図５及び図６に示すような構成において実行される。図１１ａにおけるステップ１１００〜１１１０と、図１１ｂにおけるステップ１１１５〜１１２０が、それぞれ、図１０におけるステップ１０３０に相当している。本実施形態においては、図１１ａ及び図１１ｂにおけるフローチャートが組み合わされて、送信部２１５の制御方法に適用される。

図１１ａは、前段歪みフィルタ４２０が、更新可能な内容を含むルックアップテーブル５００を有するように構成された場合のフローチャートである。図１１ａのステップ１０１５において、測定用受信部２３５から受信したフィードバック信号２５５は、基準信号４０９を参照して解析される。その結果、前段歪みフィルタ４２０によってまだ補償されていない、アナログ回路３１０の出力応答の非線形性が、検出される。ステップ１０２０において、非線形性が補償されていない出力応答が、ステップ１０１５において検出されたか否かが、判断される。検出されなかった場合には、ステップ１０２５に進み、プロセスを終了する。しかしながら、出力応答に非線形性が検出された場合には、ステップ１１００に進み、ステップ１０１５における解析結果に基づいて決定された複素スケーリング・ファクタ等のパラメータが決定される。次に、ステップ１１０５に進み、ステップ１１００において決定されたパラメータによって、ルックアップテーブル５００の不活性化された内容が更新される。ステップ１１１０において、ルックアップテーブル５００の従前に更新され不活性化された内容が、活性化される。一方、従前に活性化されていた内容が、不活性化される。その後、ステップ１０２５に進み、プロセスを終了する。

図１１ｂは、測定用受信部２３５から受信したフィードバック信号２５５の振幅が、基準信号４０９の振幅を参照して解析された場合のフローチャートであり、送信部２１５の利得が決定される。ステップ１０２０において、利得の許容性について判断される。例えば、アナログ無線回路３１０における利得の周波数依存性が許容されるか否か、又は、送信部２１５の出力利得、即ち、アナログ無線回路３１０の出力利得、及び、乗算器６３０によってディジタル利得制御された出力利得が許容されるか否かが判断される。ここで、許容される場合には、ステップ１０２５に進み、プロセスを終了する。許容されない場合には、ステップ１１１５に進む。ステップ１１１５において、係数ａ及び係数ｂの値が新たに決定され、ステップ１１２０に進む。ステップ１１２０において、好ましくは、係数ａ及び係数ｂの少なくともいずれかの新たな値を示す制御信号４０９を制御部２１５に送信することによって、係数ａ及び係数ｂの少なくともいずれかが更新される。係数ａ及び係数ｂは、好ましくは、送信部２１５におけるＦＰＧＡ４０５に格納される。係数ａと係数ｂの両方が更新された場合には、係数ａ及び係数ｂは、相異なる２つの制御信号４０９によって送信される。ステップ１１２０の後、ステップ１０２５に進み、プロセスを終了する。

以上の説明において、送信部２１５と測定用受信部２３５は、論理的に別々として図示されているが、物理的に同一として構成しても良いし、別々として構成しても良い。

本実施形態において、無線基地局を説明したが、本発明は、無線基地局のみならず、移動局における無線通信装置等、無線信号を送信する装置に広く適用することができる。

また、本発明の範囲において、図示された構成や説明に限定されることなく、他の異なる方法によっても実現されても良い。

以下に、本発明を実施するために最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。
移動無線通信ネットワークの構成の一例を示す図である。 無線基地局の構成の一例を示す図である。 送信部の構成の一例を示す図である。 プログラマブル・ディジタル回路の構成を示す図である。 前段歪みフィルタの構成を示す図である。 周波数補償フィルタの論理構成を示す図である。 周波数補償フィルタの構成の一例を示す図である。 アナログ無線回路の構成を示す図である。 測定用受信部の構成を示す図である。 ＩＱ分離部とダウンコンバータの構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る方法を示すフローチャートである。 図１０に示すステップ１０３０の具体例を示すフローチャートである。 図１０に示すステップ１０３０の他の具体例を示すフローチャートである。

Claims (21)

1. 無線信号（２２５）を送信する無線送信機（２１５）であって、
   ディジタル信号（２０５）を受信する送信機入力部（２１０）と、
   アナログ無線回路（３１０）と、
   送信機出力信号（２４７）を出力するアンテナ（２２０）に接続された送信機出力部（２１７）と、
   少なくとも１つの可変パラメータを有する少なくとも１つのディジタル・フィルタ（４２０、４３０）と、
   前記出力信号を示すフィードバック信号（２５５）を受信する制御信号入力部（２５０）と、
   前記フィードバック信号を解析して解析結果を生成し、前記解析結果に従って、前記パラメータを調整するように適合されたプログラマブル・ディジタル回路（３００、４００）と、
   を具備する無線送信機。
2. 前記無線送信機が、パルス・シェーピング・フィルタ（４１０）を更に含み、
   前記プログラマブル・ディジタル回路が、前記フィードバック信号を解析する際に、前記パルス・シェーピング・フィルタからの出力信号（４３５）を示す信号（４３５、４４０）を基準信号（４０９）として用いるように適合された請求項１記載の無線送信機。
3. 前記無線送信機が、可変パラメータを有する前段歪みフィルタ（４２０）を更に含み、
   前記プログラマブル・ディジタル回路が、前記前段歪みフィルタの前記可変パラメータを調整するように適合された請求項１又は２記載の無線送信機。
4. 前記前段歪みフィルタが、更新可能な内容を含むルックアップテーブルを有し、
   前記プログラマブル・ディジタル回路が、前記解析結果に従って前記内容を更新するように適合された請求項３記載の無線送信機。
5. 前記ルックアップテーブルが、活性化部と不活性化部とを含み、
   前記プログラマブル・ディジタル回路が、前記解析結果に従って前記不活性化部の内容を更新し、前記不活性化部における内容の更新が終了した際に、従前の前記活性化部を不活性化し、従前の前記不活性化部を活性化するように適合された請求項４記載の無線送信機。
6. 前記少なくとも１つのディジタル・フィルタが、少なくとも１つの係数（ａ、ｂ）を有する周波数補償フィルタ（４３０）を含み、前記プログラマブル・ディジタル回路が、前記少なくとも１つの係数を調整するように適合された請求項１乃至５のいずれか１項記載の無線送信機。
7. 前記アナログ無線回路が、１つのアナログ利得制御部（７１０）を含み、
   前記少なくとも１つのディジタル・フィルタが、１つのディジタル利得制御部（６３０）を含み、
   前記プログラマブル・ディジタル回路が、前記フィードバック信号の利得を解析し、利得解析結果を出力するように適合され、
   前記プログラマブル・ディジタル回路が、前記利得解析結果に従って、前記ディジタル利得制御部の前記利得と、前記アナログ利得制御部の前記利得とを調整するように適合された、
   請求項１乃至６のいずれか１項記載の無線送信機。
8. 前記アナログ無線回路が、全帯域出力フィルタである出力フィルタ（７２０）を含む、請求項７記載の無線送信機。
9. 前記無線送信機が、測定用受信部を更に含み、前記測定用受信部が、
   前記送信出力部に接続された測定用入力部と、
   アナログ・ディジタル変換器と、
   前記制御信号入力部に接続されたフィードバック信号出力部と、
   を含む、請求項１乃至８のいずれか１項記載の無線送信機。
10. 前記測定用受信部が、
    入力信号を複素ベースバンド信号にミックスするミキサと、
    入力信号の実数部と虚数部とを分離するように構成されたＩＱ分離部（８０５）と、
    前記アナログ・ディジタル変換器から出力された信号のデータレートより低いデータレートに信号をダウンサンプリングするように構成されたダウンサンプルフィルタ（８１０）と、
    を含む、請求項９記載の無線送信機。
11. 前記アナログ・ディジタル変換器が、前記アナログ・ディジタル変換器への入力信号のキャリア周波数の４倍において、前記アナログ・ディジタル変換器への入力信号をサンプリングするように構成され、
    デマルチプレクサが、サンプリングされた信号を、前記アナログ・ディジタル変換器の虚数部を表す信号と、実数部を表す信号とに分離する請求項９記載の無線送信機。
12. 請求項１乃至１１のいずれか１項記載の無線送信機を含む無線基地局。
13. 無線送信機（２１５）の制御方法であって、
    無線送信機によって送信されるディジタル信号（２０５）を受信するステップと、
    少なくとも１つの可変パラメータを有する少なくとも１つのディジタル・フィルタ（４２０、４３０）において、前記ディジタル信号を処理するステップと、
    処理された前記ディジタル信号をアナログ信号に変換するステップと、
    無線送信機におけるアナログ無線回路（３１０）において前記アナログ信号を処理し、送信機出力信号（２４７）を生成するステップと、
    前記送信機出力信号を示す信号（２５５）を、前記無線送信機の制御部（３００、４００）にフィードバック信号（２５５）として供給するステップと、
    所望の信号からの補正可能な偏差を識別するために、前記フィードバック信号を解析するステップと、
    識別された補正可能な偏差を最小化するために、前記ディジタル・フィルタの少なくとも１つの可変パラメータを調整するステップと、
    を具備する無線送信機の制御方法。
14. 前記無線送信機の制御方法が、パルス・シェーピング・フィルタ（４１０）において、前記ディジタル信号を処理するステップを更に含み、解析するステップが、前記フィードバック信号と、前記パルス・シェーピング・フィルタの出力を示す信号である前記基準信号（４０９）とを比較するステップを含む、請求項１３記載の無線送信機の制御方法。
15. 前記少なくとも１つのディジタル・フィルタが、前段歪みフィルタ（４２０）を含み、前記少なくとも１つのパラメータを変更するステップが、前記前段歪みフィルタのパラメータを更新するステップを含む、請求項１３又は１４記載の無線送信機の制御方法。
16. 前記前段歪みフィルタが、ルックアップテーブル（５００）を含み、前記少なくとも１つのパラメータを調整するステップが、前記ルックアップテーブルの内容を更新するステップを含む、請求項１５記載の無線送信機の制御方法。
17. 前記ルックアップテーブルが、少なくとも活性化部と不活性化部とを有するルックアップテーブルとして構成され、
    前記ルックアップテーブルの内容を更新するステップが、不活性化部を更新し、従前の不活性化部を活性化し、従前の活性化部を不活性化するステップを含む、
    請求項１６記載の無線送信機の制御方法。
18. 前記少なくとも１つのディジタル・フィルタが、少なくとも１つの係数（ａ、ｂ）を有する周波数補償フィルタ（４３０）を含み、
    前記少なくとも１つのパラメータを調整するステップが、前記少なくとも１つの係数を調整するステップを含む、請求項１３乃至１７のいずれか１項記載の無線送信機の制御方法。
19. 前記アナログ無線回路が、アナログ利得制御部（７１０）を含み、
    前記少なくとも１つのディジタル・フィルタが、ディジタル利得制御部（６３０）を含み、
    前記無線送信機の制御方法が、
    前記フィードバック信号の利得を解析するステップと、
    前記利得解析結果に従って、前記ディジタル利得制御部の利得と、前記アナログ利得制御部の利得とを調整するステップと、
    を含む、請求項１３乃至１８のいずれか１項記載の無線送信機の制御方法。
20. 前記送信機出力信号を示す信号を供給する前記ステップが、更に、
    サンプリングされた信号のキャリア周波数の４倍のレートにおいて、送信機出力信号、又は、送信機出力信号を示す第２の信号をサンプリングするステップと、
    前記サンプリングにより得られたサンプリング信号を分離することによって、前記送信機出力信号を、虚数部と実数部とに分離するステップとを含む、
    請求項１３乃至１９のいずれか１項記載の無線送信機の制御方法。
21. プログラマブル・ディジタル回路上で
    フィードバック信号（２１１）を受信する工程と、
    基準信号（４０９）を受信する工程と、
    前記フィードバック信号の前記基準信号からの補正可能な偏差を識別するために前記フィードバック信号と前記基準信号とを比較解析する工程と、
    前記比較解析に応じて、制御信号を生成する工程と、
    を実行させるためのコンピュータプログラム。

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