JP2008306597A - Level shift circuit and method, and control circuit for charge pump circuit using same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力信号の振幅レベルをシフトするレベルシフト回路に関する。 The present invention relates to a level shift circuit that shifts the amplitude level of an input signal.
電子回路において、電源電圧レベルの異なる複数の回路ブロックが設けられる場合がある。複数の回路ブロックでハイレベルとローレベルが切り替わるデジタル信号を送受信するために、電源電圧レベルの相違を吸収するためのレベルシフト回路が設けられる。 In an electronic circuit, a plurality of circuit blocks having different power supply voltage levels may be provided. In order to transmit and receive digital signals that switch between a high level and a low level in a plurality of circuit blocks, a level shift circuit for absorbing a difference in power supply voltage level is provided.
たとえば特許文献1には、接地電圧をローレベル、正の第1電圧(3V)をハイレベルとしてスイングする入力信号を、接地電圧をローレベル、正の第2電圧(5V)をハイレベルとしてスイングする信号に変換するレベルシフト回路が記載される。
For example, in
いま、接地電圧(GND)をローレベル、正の第1電圧(Vdd)をハイレベルとしてスイングする第1信号を、負の第2電圧(Vss)をローレベル、第2電圧より高い第3電圧(VH)をハイレベルとしてスイングする第2信号にレベルシフトする回路について考察する。正電圧を負電圧にシフトするレベルシフト回路では、電圧として与えられる入力信号を電流に変換し、変換した電流を利用して任意のノードの電位を変化させるのが一般的である。図5は、正電圧を負電圧にシフトするレベルシフタの構成例を示す回路図である。 Now, the first signal swinging with the ground voltage (GND) as the low level and the positive first voltage (Vdd) as the high level is the third voltage higher than the second voltage and the negative second voltage (Vss) as the low level. Consider a circuit that shifts the level to a second signal that swings with (VH) at a high level. In a level shift circuit that shifts a positive voltage to a negative voltage, an input signal given as a voltage is generally converted into a current, and the potential of an arbitrary node is changed using the converted current. FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a level shifter that shifts a positive voltage to a negative voltage.
図5のレベルシフト回路64は、第1電圧Vddと第2電圧Vssの間に直列に設けられたPチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)のトランジスタM10および電流源60と、第3電圧VHと第2電圧Vssの間に直列に設けられた電流源62およびNチャンネルMOSFETのトランジスタM12を含む。
The
入力信号Sinがハイレベルのとき、トランジスタM10はオフであるから、トランジスタM2のゲート容量が電流IL1により放電され、トランジスタM2がオフとなる。その結果、出力信号Soutは第3電圧VH、すなわちハイレベルとなる。 When the input signal Sin is at a high level, the transistor M10 is off, so that the gate capacitance of the transistor M2 is discharged by the current IL1, and the transistor M2 is turned off. As a result, the output signal Sout becomes the third voltage VH, that is, the high level.
入力信号Sinがローレベルのとき、トランジスタM10はオンし、トランジスタM2のゲート容量が、トランジスタM10に流れる電流Im1と電流IL1の差電流(Im1−IL1)によって充電され、トランジスタM2がオンとなる。その結果、出力信号Soutは第2電圧Vss、すなわちローレベルとなる。 When the input signal Sin is at a low level, the transistor M10 is turned on, the gate capacitance of the transistor M2 is charged by the difference current (Im1-IL1) between the current Im1 and the current IL1 flowing through the transistor M10, and the transistor M2 is turned on. As a result, the output signal Sout becomes the second voltage Vss, that is, the low level.
このレベルシフト回路64の入力信号Sinに対する応答速度は、トランジスタM12のゲート電圧の変化速度によって決定される。すなわち入力信号がローレベルからハイレベルに遷移するポジティブエッジに対する応答速度は、電流IL1によって定まり、ネガティブエッジに対する応答速度は、差電流(Im1−IL1)によって定まる。したがって、ポジティブエッジとネガティブエッジの応答速度は、トレードオフの関係にある。
The response speed of the
ポジティブエッジとネガティブエッジに対する応答速度をいずれも大きくするためには、IL1を大きくした上で、Im1をさらに大きくする必要がある。したがって、図5のレベルシフト回路64では、ネガティブエッジに対する応答速度を改善するためには、トランジスタM10のサイズを大きく設定する必要がある。一般にPチャンネルMOSFETの電流容量(ドライブ能力)は、NチャンネルMOSFETのそれに劣るため、この場合、回路面積が非常に大きくなるという問題がある。
In order to increase both the response speed to the positive edge and the negative edge, it is necessary to increase Im1 after increasing IL1. Therefore, in the
また、正電圧を負電圧にシフトする場合、トランジスタM10のゲート電圧は入力信号Sinのローレベル(接地電圧)までしか低下しないため、トランジスタM10のゲートソース間電圧が制限されてフルオンさせることができないため、さらにトランジスタサイズを大きくする必要がある。 In addition, when the positive voltage is shifted to the negative voltage, the gate voltage of the transistor M10 is reduced only to the low level (ground voltage) of the input signal Sin. Therefore, the gate-source voltage of the transistor M10 is limited and cannot be fully turned on. Therefore, it is necessary to further increase the transistor size.
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路面積の増大を抑制しつつ、高速な応答性を有するレベルシフト回路の提供にある。 The present invention has been made in view of these problems, and an object thereof is to provide a level shift circuit having high-speed response while suppressing an increase in circuit area.
本発明のある態様は、入力信号をレベルシフトして出力信号を生成するレベルシフト回路に関する。このレベルシフト回路は、入力信号をレベルシフトする第1レベルシフタであって、入力信号のポジティブエッジに対する応答がネガティブエッジに対する応答よりも高速な第1レベルシフタと、入力信号をレベルシフトする第2レベルシフタであって、入力信号のネガティブエッジに対する応答がポジティブエッジに対する応答よりも高速な第2レベルシフタと、第1、第2レベルシフタの出力信号を受け、第1レベルシフタの出力信号の高速に遷移するエッジと、第2レベルシフタの出力信号の高速に遷移するエッジにもとづいて、出力信号を生成する出力部と、を備える。 One embodiment of the present invention relates to a level shift circuit that generates an output signal by level-shifting an input signal. This level shift circuit is a first level shifter for level shifting an input signal, a first level shifter whose response to the positive edge of the input signal is faster than a response to the negative edge, and a second level shifter for level shifting the input signal. A second level shifter whose response to the negative edge of the input signal is faster than a response to the positive edge, an edge that receives the output signals of the first and second level shifters, and transitions at a high speed of the output signal of the first level shifter; An output unit that generates an output signal based on an edge of the output signal of the second level shifter that changes at high speed.
この態様によると、第1レベルシフタにより入力信号のポジティブエッジを検出し、第2レベルシフタにより入力信号のネガティブエッジを検出し、検出した両エッジを合成することにより出力信号を生成することができる。この回路によれば、第1、第2レベルシフタは、ポジティブエッジとネガティブエッジのいずれか一方の応答性のみを速く設計すればよいため、回路面積を小さくすることができる。 According to this aspect, the positive edge of the input signal can be detected by the first level shifter, the negative edge of the input signal can be detected by the second level shifter, and the detected edges can be combined to generate an output signal. According to this circuit, the first and second level shifters need only be designed so that only one of the positive edge and the negative edge is responsive, so that the circuit area can be reduced.
第1、第2レベルシフタの一方は、入力信号のポジティブエッジまたはネガティブエッジの一方に対する応答性が、他方に対する応答性より高く設定される第1レベルシフトユニットを含んでもよい。第1、第2レベルシフタの他方は、入力信号を反転するインバータと、第1レベルシフトユニットと同等の構成を有し、インバータの出力信号をレベルシフトする第2レベルシフトユニットと、を含んでもよい。
同等の構成を有するレベルシフトユニットを利用することにより、ポジティブエッジとネガティブエッジの応答性を揃えることができる。
One of the first and second level shifters may include a first level shift unit in which the response to one of the positive edge and the negative edge of the input signal is set higher than the response to the other. The other of the first and second level shifters may include an inverter that inverts an input signal and a second level shift unit that has a configuration equivalent to that of the first level shift unit and that shifts the output signal of the inverter. .
By using a level shift unit having an equivalent configuration, the responsiveness of the positive edge and the negative edge can be made uniform.
第1、第2レベルシフトユニットはそれぞれ、第1固定電圧端子にソースが接続されたPチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)と、PチャンネルMOSFETのドレインと第2固定電圧端子の間に設けられた電流源と、を含んでもよい。PチャンネルMOSFETのゲートにレベルシフトの対象となる信号が入力され、PチャンネルMOSFETと電流源の接続点の電圧に応じた信号を出力してもよい。
この構成によれば、レベルシフトの対象となる信号のポジティブエッジに対して高速に追従する信号を生成することができる。
Each of the first and second level shift units is provided between a P-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) having a source connected to the first fixed voltage terminal, and between the drain of the P-channel MOSFET and the second fixed voltage terminal. Current source. A signal to be level-shifted may be input to the gate of the P-channel MOSFET, and a signal corresponding to the voltage at the connection point between the P-channel MOSFET and the current source may be output.
According to this configuration, it is possible to generate a signal that quickly follows the positive edge of the signal that is the target of level shift.
入力信号は、接地電圧をローレベル、正の第1電圧をハイレベルとしてスイングし、出力信号は、負の第2電圧をローレベル、任意の第3電圧をハイレベルとしてスイングしてもよい。 The input signal may swing with the ground voltage as a low level and the positive first voltage as a high level, and the output signal may swing with a negative second voltage as a low level and an arbitrary third voltage as a high level.
本発明の別の態様は、チャージポンプ回路の制御回路に関する。この制御回路は、キャパシタに接続される少なくともひとつのスイッチトランジスタと、スイッチトランジスタのオンオフを制御する制御信号を生成するクロックジェネレータと、制御信号を入力信号として受け、当該入力信号をレベルシフトしてスイッチトランジスタの制御端子に供給する上述のレベルシフト回路と、を備える。
この態様によれば、上述のレベルシフト回路を利用しているため、スイッチトランジスタのオン、オフを、制御信号に追従して高速に切り換えることができるとともに、制御回路を小型化できる。
Another embodiment of the present invention relates to a control circuit for a charge pump circuit. The control circuit receives at least one switch transistor connected to the capacitor, a clock generator that generates a control signal for controlling on / off of the switch transistor, and receives the control signal as an input signal, and level-shifts the input signal to switch And the above-described level shift circuit that supplies the control terminal of the transistor.
According to this aspect, since the above-described level shift circuit is used, on / off of the switch transistor can be switched at high speed following the control signal, and the control circuit can be downsized.
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 Note that any combination of the above-described constituent elements and the constituent elements and expressions of the present invention replaced with each other among methods, apparatuses, systems, etc. are also effective as an aspect of the present invention.
本発明に係るレベルシフト回路によれば、回路面積の増大を抑制しつつ、高速な応答性を実現できる。 According to the level shift circuit of the present invention, high-speed response can be realized while suppressing an increase in circuit area.
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。 The present invention will be described below based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and processes shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted as appropriate. The embodiments do not limit the invention but are exemplifications, and all features and combinations thereof described in the embodiments are not necessarily essential to the invention.
本明細書において、「部材Aと部材Bが接続」された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Aと部材Bの間に部材Cが設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。 In this specification, “the state in which the member A and the member B are connected” means that the member A and the member B are physically directly connected, or the member A and the member B are in an electrically connected state. Including the case of being indirectly connected through other members that do not affect the above. Similarly, “the state in which the member C is provided between the member A and the member B” refers to the case where the member A and the member C or the member B and the member C are directly connected, as well as an electrical connection. The case where it is indirectly connected through another member that does not affect the state is also included.
図1(a)、(b)は、実施の形態に係るレベルシフト回路100の構成例を示す回路図である。レベルシフト回路100は、入力端子102に入力された入力信号Sinをレベルシフトし、出力端子104から出力信号Soutを出力する。
FIGS. 1A and 1B are circuit diagrams illustrating a configuration example of the
まず、入力信号Sinと出力信号Soutのレベルダイヤグラムについて説明する。本実施の形態において、入力信号Sinは、接地電圧GNDをローレベル、正の第1電圧Vddをハイレベルとしてスイングする。出力信号Soutは、負の第2電圧Vssをローレベル、第2電圧Vssより高い任意の第3電圧VHをハイレベルとしてスイングする。 First, a level diagram of the input signal Sin and the output signal Sout will be described. In the present embodiment, the input signal Sin swings with the ground voltage GND as a low level and the positive first voltage Vdd as a high level. The output signal Sout swings with the negative second voltage Vss at a low level and an arbitrary third voltage VH higher than the second voltage Vss at a high level.
レベルシフト回路100は、第1レベルシフタ10、第2レベルシフタ20、出力部30を備える。
The
第1レベルシフタ10は、入力信号Sinの基準レベル(ローレベル)が出力信号Soutの基準レベル(ローレベル)と一致するように、入力信号Sinを負方向にレベルシフトする。この第1レベルシフタ10は、入力信号Sinのポジティブエッジに対する応答が、ネガティブエッジに対する応答よりも高速に設定される。第1レベルシフタ10の出力を、第1中間信号S1という。
The first level shifter 10 shifts the level of the input signal Sin in the negative direction so that the reference level (low level) of the input signal Sin matches the reference level (low level) of the output signal Sout. In the
一方、第2レベルシフタ20は、第1レベルシフタ10と並列に設けられており、入力信号Sinの基準レベル(ローレベル)が出力信号Soutの基準レベル(ローレベル)と一致するように、入力信号Sinを負方向にレベルシフトする。第2レベルシフタ20は、入力信号Sinのネガティブエッジに対する応答がポジティブエッジに対する応答よりも高速に設定される。第2レベルシフタ20の出力を、第2中間信号S2という。
On the other hand, the
つまり、第1中間信号S1は、入力信号Sinのポジティブエッジに高速に追従し、第2中間信号S2は、入力信号Sinのネガティブエッジに高速に追従する。出力部30は、第1中間信号S1、第2中間信号S2を受け、第1中間信号S1の高速に遷移するエッジと、第2中間信号S2の高速に遷移するエッジにもとづいて、出力信号Soutを生成する。
That is, the first intermediate signal S1 follows the positive edge of the input signal Sin at high speed, and the second intermediate signal S2 follows the negative edge of the input signal Sin at high speed. The
図1(a)のレベルシフト回路100によれば、第1中間信号S1の高速に遷移するエッジによって入力信号Sinのポジティブエッジを検出し、第2中間信号S2の高速に遷移するエッジによって入力信号Sinのネガティブエッジを検出でき、2つのエッジを合成することにより、入力信号Sinのポジティブエッジとネガティブエッジの両方に高速に追従する出力信号Soutを生成することができる。
According to the
また、図1(a)の構成を有するレベルシフト回路100において、第1レベルシフタ10、第2レベルシフタ20はそれぞれ、ポジティブエッジまたはネガティブエッジの一方のみに対して高速な追従性を有すればよい。したがって、各レベルシフタの回路面積を小さくすることができ、レベルシフト回路100全体の面積を小さくすることができる。
In the
以下、レベルシフト回路100の具体的な構成例を説明するが、本発明は以上の原理、技術思想にもとづくさまざまな回路を包含するものであり、特定の回路に限定されるものではない。
Hereinafter, specific configuration examples of the
図1(a)の第1レベルシフタ10、第2レベルシフタ20はそれぞれ、同一の構成を有する第1レベルシフトユニット12、第2レベルシフトユニット22を含む。つまり、第1レベルシフトユニット12、第2レベルシフトユニット22は、入力された信号のポジティブエッジまたはネガティブエッジのいずれか一方に対して高速な追従性を有している。第2レベルシフトユニット22の前段にはインバータ24が設けられる。
Each of the
本実施の形態では、第1レベルシフトユニット12および第2レベルシフトユニット22は、それぞれに入力された信号のポジティブエッジに対して高速な追従性を有するものとする。つまり、第1レベルシフトユニット12は入力信号Sinのポジティブエッジに対して高速に追従する。
In the present embodiment, it is assumed that the first
一方、第2レベルシフトユニット22は、インバータ24によって反転された入力信号*Sin(*は論理反転を示す)のポジティブエッジに高速に追従するから、入力信号Sinのネガティブエッジに対して高速に追従する。なお、図1(a)の構成において、第1中間信号S1、第2中間信号S2はそれぞれ入力信号Sinをレベルシフトした信号であり、互いに論理レベルが反転した信号となっている。
On the other hand, since the second
図1(b)は、第1レベルシフトユニット12、第2レベルシフトユニット22(レベルシフトユニット14と総称する)の構成例を示す回路図である。レベルシフトユニット14は、トランジスタM1、電流源26、インバータ25を含む。
FIG. 1B is a circuit diagram showing a configuration example of the first
トランジスタM1は、PチャンネルMOSFETであり、そのソースが、第1電圧Vddの印加される第1固定電圧端子27に接続されている。トランジスタM1のゲートには、レベルシフトの対象の信号が入力される。電流源26は、トランジスタM1のドレインと第2電圧Vssが印加される第2固定電圧端子28の間に設けられる。電流源26は、電流IL1を生成する。レベルシフトユニット14は、トランジスタM1と電流源26の接続点の電圧をインバータ25によって反転した信号OUTを出力する。インバータ25によって、入力信号INと出力信号OUTの論理値は同一となる。
The transistor M1 is a P-channel MOSFET, and its source is connected to the first fixed
レベルシフトユニット14の動作を説明する。トランジスタM1は、入力信号INがローレベルすなわち接地電圧GNDのときオンとなり、ハイレベルすなわち第1電圧Vddのときオフとなる。トランジスタM1がオンのときに流れる電流をIm1とする。
The operation of the
入力信号INがローレベルからハイレベルに遷移して、トランジスタM1がオフすると、電流源26はインバータ25の入力端子から電流IL1を吸い込む(シンク動作)。その結果、インバータ25の入力端子の電位は低下し、出力信号OUTはハイレベルとなる。レベルシフトユニット14は、入力信号INのポジティブエッジに対して高速な追従性を有するように、電流IL1を有る程度大きく設定することにより、出力信号OUTの遷移速度を速めている。
When the input signal IN transits from the low level to the high level and the transistor M1 is turned off, the
入力信号INがハイレベルからローレベルに遷移し、トランジスタM1がオンすると、トランジスタM1は、インバータ25の入力端子に電流Im1をはき出す(ソース動作)。その結果、インバータ25の入力端子の電位は上昇し、出力信号OUTはローレベルとなる。インバータ25の入力端子の電位は、トランジスタM1に流れる電流Im1と電流IL1の差電流(Im1−IL1)に応じて変化する。レベルシフトユニット14は、いずれか一方のエッジに対してのみ高速に応答すればよいため、差電流(Im1−IL1)はそれほど大きくする必要はなく、トランジスタM1のサイズを小さくできる。
When the input signal IN changes from the high level to the low level and the transistor M1 is turned on, the transistor M1 discharges the current Im1 to the input terminal of the inverter 25 (source operation). As a result, the potential of the input terminal of the
入力信号INがハイレベルからローレベルに遷移するとき、インバータ25の入力端子の電位は緩やかに変化するため、インバータ25のしきい値電圧(スライスレベル)に達するまでに遅延τが発生する。したがって、出力信号OUTのネガティブエッジは、入力信号INのネガティブエッジよりも遅延τだけ遅れて現れる。
When the input signal IN transitions from the high level to the low level, the potential of the input terminal of the
図1(b)のレベルシフトユニット14の出力信号OUTは、入力信号INをレベルシフトした信号となる。レベルシフトユニット14の出力信号OUTは、入力信号INのポジティブエッジに対しては無視しうる小さな遅延で高速に応答し、入力信号INのネガティブエッジに対しては、相対的に大きな遅延で応答する。
The output signal OUT of the
図1(a)に戻る。第1中間信号S1のポジティブエッジは、入力信号Sinのポジティブエッジに対応して遅延無く高速に遷移する。一方、第2中間信号S2のポジティブエッジは、入力信号Sinのネガティブエッジに対応して遅延無く高速に遷移する。 Returning to FIG. The positive edge of the first intermediate signal S1 transitions at high speed without delay corresponding to the positive edge of the input signal Sin. On the other hand, the positive edge of the second intermediate signal S2 transitions at high speed without delay corresponding to the negative edge of the input signal Sin.
出力部30は、入力信号Sinのポジティブエッジに対応する第1中間信号S1のエッジを利用して、出力信号Soutの一方のエッジを生成する。また、エッジ検出部32は、入力信号Sinのネガティブエッジに対応する第2中間信号S2のエッジを利用して、出力信号Soutの他方のエッジを生成する。
The
出力部30は、エッジ検出部32、分周器38を含む。エッジ検出部32は、第1中間信号S1、第2中間信号S2それぞれのポジティブエッジを検出する。具体的には、エッジ検出部32はNORゲート34、インバータ36を含む。NORゲート34は、第1中間信号S1、第2中間信号S2の否定論理和を生成する。インバータ36は、NORゲート34の出力を反転する。つまり、NORゲート34、インバータ36は、第1中間信号S1、第2中間信号S2がともにハイレベルのときハイレベルとなるエッジ検出信号Seを生成する。
The
エッジ検出信号Seは、入力信号Sinのエッジごとにハイレベルとなる。つまりエッジ検出信号Seの周波数は、入力信号Sinの2倍となる。分周器38は、エッジ検出信号Seを受け、これを1/2分周する。その結果、分周器38からは、入力信号Sinがレベルシフトされた出力信号Soutが出力される。
The edge detection signal Se becomes a high level for each edge of the input signal Sin. That is, the frequency of the edge detection signal Se is twice that of the input signal Sin. The
以上のように構成されたレベルシフト回路100の動作を、波形図を参照しながら説明する。図2は、図1(a)のレベルシフト回路100の動作波形図である。入力信号Sinは、第1電圧Vddと接地電圧GNDの間をスイングする。第1中間信号S1は、入力信号Sinのポジティブエッジに高速に追従し、ネガティブエッジに対して遅延を持って遷移する。反対に、第2中間信号S2は、入力信号Sinのネガティブエッジに高速に追従し、ポジティブエッジに遅延を持って遷移する。なお、図2の第1中間信号S1、第2中間信号S2の一点鎖線は、図1(b)のインバータ25の入力端子の電位を示している。
The operation of the
エッジ検出部32により生成されるエッジ検出信号Seは、第1中間信号S1または第2中間信号S2のいずれかのポジティブエッジのタイミングでハイレベルとなる。分周器38は、エッジ検出信号Seのポジティブエッジごとに、ハイレベルとローレベルが切り替わるトグル動作を行い、エッジ検出信号Seを1/2分周して出力信号Soutを生成する。
The edge detection signal Se generated by the
図1(a)のレベルシフト回路100によれば、入力信号Sinを負方向にレベルシフトされた出力信号Soutを生成でき、出力信号Soutの両方のエッジはともに急峻となる。また、第1レベルシフタ10、第2レベルシフタ20に同一の構成を有するレベルシフトユニットを設けることにより、入力信号Sinのポジティブエッジとネガティブエッジに対する応答性を均一にすることができるという利点もある。
According to the
次に、実施の形態に係るレベルシフト回路100のアプリケーションについて説明する。図3は、図1(a)のレベルシフト回路100を備えたチャージポンプ回路2の構成を示すブロック図である。
Next, an application of the
チャージポンプ回路2は、フライングキャパシタC1、出力キャパシタC2、制御回路4を備える。チャージポンプ回路2は、入力電圧Vinを負電圧に変換して出力する電圧反転型である。制御回路4は、第1スイッチSW1〜第4スイッチSW4、オシレータ6、クロックジェネレータ8、レベルシフト回路100a、100bを備え、半導体基板上に集積化されている。オシレータ6はクロック信号CKを生成する。クロックジェネレータ8はクロック信号CKを受け、第1スイッチSW1〜第4スイッチSW4のオンオフを制御する制御信号を生成する。
The
チャージポンプ回路2は、入力端子P1、キャパシタ端子P2、P3、出力端子P4を備える。入力端子P1には入力電圧Vinが印加される。キャパシタ端子P2、P3の間には、フライングキャパシタC1が接続される。制御回路4と接地端子の間には、出力キャパシタC2が接続される。第1スイッチSW1はPチャンネルMOSFETであり、入力端子P1とキャパシタ端子P2の間に設けられる。第2スイッチSW2はNチャンネルMOSFETであり、キャパシタ端子P2の接地端子の間に設けられる。第3スイッチSW3はPチャンネルMOSFETであり、キャパシタ端子P3と接地端子の間に設けられる。第4スイッチSW4はNチャンネルMOSFETであり、キャパシタ端子P3と出力端子P4の間に設けられる。
The
第1スイッチSW1、第3スイッチSW3を含む第1組のスイッチと、第2スイッチSW2、第4スイッチSW4を含む第2組のスイッチは相補的にオン、オフを繰り返す。第1組のスイッチがオンすると、フライングキャパシタC1が入力電圧Vinで充電される。第2組のスイッチがオンすると、フライングキャパシタC1によって出力キャパシタC2が充電される。スイッチング動作を繰り返すことにより、出力電圧Voutとして負電圧(−Vin)が出力される。 The first set of switches including the first switch SW1 and the third switch SW3 and the second set of switches including the second switch SW2 and the fourth switch SW4 are repeatedly turned on and off in a complementary manner. When the first set of switches is turned on, the flying capacitor C1 is charged with the input voltage Vin. When the second set of switches is turned on, the output capacitor C2 is charged by the flying capacitor C1. By repeating the switching operation, a negative voltage (−Vin) is output as the output voltage Vout.
制御信号Sc1、Sc2は、第1電圧Vddをハイレベル、接地電圧GNDをローレベルとしてスイングする。一方、第3スイッチSW3、第4スイッチSW4のオン、オフを切り換えるためには、それぞれのゲート電圧を負電圧にする必要がある。レベルシフト回路100a、100bは、制御信号Sc1、Sc2を受け、それぞれ負方向にレベルシフトして、第3スイッチSW3、第4スイッチSW4のゲートに供給する。
The control signals Sc1 and Sc2 swing with the first voltage Vdd at a high level and the ground voltage GND at a low level. On the other hand, in order to switch on and off the third switch SW3 and the fourth switch SW4, it is necessary to make each gate voltage a negative voltage. The
図3のチャージポンプ回路2によれば、図1(a)のレベルシフト回路100を利用することにより、回路面積の増大を抑制しつつ、第3スイッチSW3、第4スイッチSW4のオン、オフを高速に切り換えることができる。
According to the
実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、例示する。 The embodiments are exemplifications, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to combinations of the respective constituent elements and processing processes, and such modifications are within the scope of the present invention. . Examples are given below.
実施の形態では、出力部30を、エッジ検出部32、分周器38を用いて構成したが、本発明はこれに限定されない。出力部30は、第1中間信号S1、第2中間信号S2のポジティブエッジごとにハイレベルとローレベルが遷移するトグル回路で構成してもよい。たとえば、フリップフロップやラッチ回路のセット端子に第1中間信号S1と第2中間信号S2のいずれか一方を入力し、リセット端子に他方を入力してもよい。
In the embodiment, the
レベルシフトユニット14の構成は図1(b)のそれに限定されない。図4は、変形例に係るレベルシフトユニット14aの構成を示す回路図である。レベルシフトユニット14aは、トランジスタM2〜M5、電流源40を含む。トランジスタM2、M5はPチャンネルMOSFETであり、トランジスタM3、M4はNチャンネルMOSFETである。電流源40、トランジスタM2、トランジスタM3は、第1電圧Vddが印加される第1固定電圧端子27と、第2電圧Vssが印加される第2固定電圧端子28の間に直列に接続される。電流源40は、電流Im3を生成する。トランジスタM2のゲートには、レベルシフトの対象となる信号INが入力される。トランジスタM5、M4は、第3電圧VHが印加される第3固定電圧端子29と第2固定電圧端子28の間に直列に接続される。トランジスタM4は、トランジスタM3とともにカレントミラー回路を構成する。トランジスタM5はベースにバイアス電圧Vbが印加されており、電流IL2を生成する電流源として機能する。
The configuration of the
図4のレベルシフトユニット14aにおいて、入力端子46の入力信号INがハイレベルのとき、トランジスタM2はオフするため、電流Im3がトランジスタM3に流れ込まず、トランジスタM4に電流Im4は流れない。トランジスタM5からのはき出し電流IL2によって、出力端子48の電位は上昇し、出力信号OUTはハイレベルとなる。
In the
入力信号INがローレベルのとき、トランジスタM2はオンするため、電流Im3がトランジスタM3に流れ込み、トランジスタM4に電流Im4が流れる。電流Im4と電流IL2との差(Im4−IL2)に応じたシンク電流によって出力端子48の電圧が低下し、出力信号OUTはローレベルとなる。
When the input signal IN is at a low level, the transistor M2 is turned on, so that the current Im3 flows into the transistor M3 and the current Im4 flows through the transistor M4. The sink current corresponding to the difference between the current Im4 and the current IL2 (Im4-IL2) reduces the voltage at the
図1(b)のレベルシフトユニット14は、入力信号INのポジティブエッジに対して高速に応答したが、ネガティブエッジに高速に応答する構成としてもよい。たとえば、図1(b)において、電流IL1を小さく設定すれば、差電流(Im1−IL1)が大きくなるため、ネガティブエッジに対して高速に応答させることができる。
The
また、実施の形態では、正電圧を負電圧にレベルシフトする場合を説明したが、入力信号Sinと出力信号Soutの電圧レベルの関係は任意でよく、それぞれに適したレベルシフトユニットを用いればよい。 In the embodiment, the case of level shifting from a positive voltage to a negative voltage has been described. However, the relationship between the voltage levels of the input signal Sin and the output signal Sout may be arbitrary, and a level shift unit suitable for each may be used. .
チャージポンプ回路の構成は図3に限定されず、スイッチトランジスタに代えてダイオードを利用してもよい。また、電圧反転型に限らず、倍電圧など、その他の昇圧率を有するチャージポンプ回路であってもよい。 The configuration of the charge pump circuit is not limited to that shown in FIG. 3, and a diode may be used instead of the switch transistor. Further, the charge pump circuit is not limited to the voltage inversion type, and may be a charge pump circuit having another boosting rate such as a double voltage.
また、スイッチングレギュレータの制御回路にも、本実施の形態に係るレベルシフト回路100は好適に利用できる。すなわち、コイルやトランスに接続されるスイッチングトランジスタのゲート電圧を、実施の形態に係るレベルシフト回路100を利用して生成してもよい。
Also, the
また、実施の形態において、ハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。 In the embodiment, the setting of the logical values of the high level and the low level is an example, and can be freely changed by appropriately inverting it with an inverter or the like.
実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。 Although the present invention has been described based on the embodiments, the embodiments merely illustrate the principle and application of the present invention, and the embodiments are intended to include the idea of the present invention defined in the claims. Many modifications and changes in arrangement are possible within the range not leaving.
2…チャージポンプ回路、4…制御回路、6…オシレータ、8…クロックジェネレータ、C1…フライングキャパシタ、C2…出力キャパシタ、SW1…第1スイッチ、SW2…第2スイッチ、SW3…第3スイッチ、SW4…第4スイッチ、P1…入力端子、P2…キャパシタ端子、P3…キャパシタ端子、P4…出力端子、10…第1レベルシフタ、12…第1レベルシフトユニット、14…レベルシフトユニット、20…第2レベルシフタ、22…第2レベルシフトユニット、24…インバータ、25…インバータ、30…出力部、32…エッジ検出部、34…NORゲート、36…インバータ、38…分周器、100…レベルシフト回路、102…入力端子、104…出力端子、M1…トランジスタ、26…電流源、S1…第1中間信号、S2…第2中間信号。
2 ... charge pump circuit, 4 ... control circuit, 6 ... oscillator, 8 ... clock generator, C1 ... flying capacitor, C2 ... output capacitor, SW1 ... first switch, SW2 ... second switch, SW3 ... third switch, SW4 ... 4th switch, P1 ... input terminal, P2 ... capacitor terminal, P3 ... capacitor terminal, P4 ... output terminal, 10 ... first level shifter, 12 ... first level shift unit, 14 ... level shift unit, 20 ... second level shifter, 22 ... 2nd level shift unit, 24 ... Inverter, 25 ... Inverter, 30 ... Output part, 32 ... Edge detection part, 34 ... NOR gate, 36 ... Inverter, 38 ... Frequency divider, 100 ... Level shift circuit, 102 ...
Claims (6)
前記入力信号をレベルシフトする第1レベルシフタであって、前記入力信号のポジティブエッジに対する応答がネガティブエッジに対する応答よりも高速な第1レベルシフタと、
前記入力信号をレベルシフトする第2レベルシフタであって、前記入力信号の前記ネガティブエッジに対する応答が前記ポジティブエッジに対する応答よりも高速な第2レベルシフタと、
前記第1、第2レベルシフタの出力信号を受け、前記第1レベルシフタの出力信号の高速に遷移するエッジと、前記第2レベルシフタの出力信号の高速に遷移するエッジにもとづいて、前記出力信号を生成する出力部と、
を備えることを特徴とするレベルシフト回路。 A level shift circuit that generates an output signal by level shifting an input signal,
A first level shifter for level shifting the input signal, the first level shifter having a response to the positive edge of the input signal faster than a response to the negative edge;
A second level shifter for level-shifting the input signal, wherein the response of the input signal to the negative edge is faster than the response to the positive edge;
The first and second level shifter output signals are received, and the output signal is generated based on the high-speed transition edge of the first level shifter output signal and the high-speed transition edge of the second level shifter output signal. An output unit to
A level shift circuit comprising:
前記第1、第2レベルシフタの他方は、
前記入力信号を反転するインバータと、
前記第1レベルシフトユニットと同等の構成を有し、前記インバータの出力信号をレベルシフトする第2レベルシフトユニットと、
を含むことを特徴とする請求項1に記載のレベルシフト回路。 One of the first and second level shifters includes a first level shift unit in which a response to one of a positive edge or a negative edge of an input signal is set higher than a response to the other,
The other of the first and second level shifters is
An inverter for inverting the input signal;
A second level shift unit having a configuration equivalent to that of the first level shift unit and level-shifting the output signal of the inverter;
The level shift circuit according to claim 1, comprising:
第1固定電圧端子にソースが接続されたPチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)と、
前記PチャンネルMOSFETのドレインと第2固定電圧端子の間に設けられた電流源と、
を含み、前記PチャンネルMOSFETのゲートにレベルシフトの対象となる信号が入力され、前記PチャンネルMOSFETと前記電流源の接続点の電圧に応じた信号を出力することを特徴とする請求項2に記載のレベルシフト回路。 The first and second level shift units are respectively
A P-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) having a source connected to the first fixed voltage terminal;
A current source provided between the drain of the P-channel MOSFET and a second fixed voltage terminal;
And a signal corresponding to a voltage at a connection point between the P-channel MOSFET and the current source is output to the gate of the P-channel MOSFET. The level shift circuit described.
キャパシタに接続される少なくともひとつのスイッチトランジスタと、
前記スイッチトランジスタのオンオフを制御する制御信号を生成するクロックジェネレータと、
前記制御信号を入力信号として受け、当該入力信号をレベルシフトして前記スイッチトランジスタの制御端子に供給する請求項1から3のいずれかに記載のレベルシフト回路と、
を備えることを特徴とする制御回路。 A control circuit for a charge pump circuit,
At least one switch transistor connected to the capacitor;
A clock generator for generating a control signal for controlling on / off of the switch transistor;
The level shift circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the control signal is received as an input signal, the input signal is level-shifted and supplied to a control terminal of the switch transistor;
A control circuit comprising:
前記入力信号をレベルシフトし、前記入力信号のポジティブエッジに対して、そのネガティブエッジよりも高速に追従する第1中間信号を生成するステップと、
前記入力信号をレベルシフトし、前記入力信号のネガティブエッジに対して、そのポジティブエッジよりも高速に追従する第2中間信号を生成するステップと、
前記第1中間信号の高速に遷移するエッジと、前記第2中間信号の高速に遷移するエッジにもとづいて、前記出力信号を生成するステップと、
を備えることを特徴とするレベルシフト方法。 A level shift method for generating an output signal by level shifting an input signal,
Level-shifting the input signal to generate a first intermediate signal that follows the positive edge of the input signal faster than the negative edge;
Level-shifting the input signal to generate a second intermediate signal that follows the negative edge of the input signal faster than the positive edge;
Generating the output signal based on a fast transition edge of the first intermediate signal and a fast transition edge of the second intermediate signal;
A level shift method comprising:
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KR101046570B1 (en) * | 2009-03-27 | 2011-07-05 | 단국대학교 산학협력단 | Level shifter using bootstrap capacitor and latch signal, and Inverter having the same |
KR101087888B1 (en) | 2010-05-28 | 2011-11-30 | 엘에스산전 주식회사 | High voltage level shifter |
JP2012160775A (en) * | 2011-01-28 | 2012-08-23 | Seiko Epson Corp | Quench detection circuit, semiconductor device, timepiece and electronic apparatus |
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