JP2008304410A

JP2008304410A - 光測定装置および光測定方法

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Publication number: JP2008304410A
Application number: JP2007153649A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Tanimura; 和紀谷村
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2007-06-11
Filing date: 2007-06-11
Publication date: 2008-12-18
Also published as: US20090009772A1

Abstract

【課題】局発光を用いることなく光信号の振幅変化量と位相変化量と時間的な変化を測定できる光測定装置および光測定方法を提供する。
【解決手段】被測定光を複数に分岐する光分岐素子と、前記分岐された被測定光の一方に所定の時間遅延を与える時間遅延処理部と、前記分岐された被測定光の他方または前記時間遅延処理部による処理が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する光位相ダイバーシティ回路と振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出するデータ処理回路と、所定ビット時間毎に位相をシフトさせながら抽出する光時間ゲート処理部または電気時間ゲート処理部を備え、振幅位相分布の時間変化を測定することを特徴とする光測定装置および光測定方法。
【選択図】図１

Description

本発明は、光信号の振幅位相分布の時間変化を測定する光測定装置および光測定方法に関するものである。

近年、光通信で用いられる伝送信号として、従来からの強度変調方式以外に、光の位相に情報を付加する位相変調方式が提案されている。デジタル位相変調方式としては、たとえば、光位相の０、πに２値のデジタル値を対応させるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift-Keying）や、隣り合うビット間の位相差でデジタル値を判別するＤＰＳＫ（Differential Phase Shift-Keying）などがある。また、振幅と位相の双方にデジタル値を付加するＡＰＳＫ（Amplitude Phase Shift-Keying）などの多値変調方式も提案されている。このような位相変調方式に関する研究が進むにつれて、光位相を定量的に測定する装置および手法についての要求も高まってきている。

図２７〜図２９を参照して、非特許文献１において提案されている光測定手法について説明する。非特許文献１に示された光測定システムは、図２７に示すように、サンプリング光を生成するサンプリングレーザ３０１、被測定光を生成する光信号生成装置３０２、トリガ信号生成器３０３、光バンドパスフィルタ３０４、被測定光の偏波を調整する偏波制御器３０５、光位相ダイバーシティ回路３０６、差動受光器３０７、３０８、ＡＤ変換器３０９により構成されている。トリガ信号生成器３０３は、サンプリングレーザ３０１とＡＤ変換器３０９を同期させるためのトリガ信号を生成する。

非特許文献１に示された光測定システムは、図２７に示す光位相ダイバーシティ回路３０６を用いて、安定発振しているサンプリング光の振幅と位相を基準として、被測定光の振幅と位相を順次サンプリングしプロットしていくものである。図２８に、光位相ダイバーシティ回路３０６の構成を示す。光位相ダイバーシティ回路３０６に入力されたサンプリング光と被測定光は、それぞれスプリッタＳ_ＳとＳ_Ｄにより分岐され、結合器Ｃ_ＡとＣ_Ｂにより合波される。スプリッタＳ_Ｓで分岐されたサンプリング光の一方に対して位相調整器３１０によりπ／２の位相差を付加することにより、サンプリング光の振幅と位相を基準として、入力被測定光電場の同相信号成分と直交信号成分に相当する干渉信号を、それぞれ差動受光器Ｓ_ＡとＳ_Ｂで取得する。

被測定光の光電場をｅ_Ｄ(ｔ)、サンプリング光の光電場をｅ_Ｓ(ｔ)とすると、これらはそれぞれ式（１）、式（２）のように表される。

ここで、ω_Ｄは被測定光の光キャリア周波数、ω_Ｓはサンプリング光の光キャリア周波数である。式（１）において、Ｅ_Ｄ(t)は被測定光の光電場の包絡線を示し、φ(t)は搬送波の時間的な位相変化を示し、Ψは初期位相（サンプリング光との相対位相）を示す。被測定光が位相変調信号の場合には、φ(t)がビット毎に異なる値となり、φ(t)の変化が測定対象となる。式（２）において、Ｅ_Ｓ(t)はサンプリング光の光電場の包絡線を示す。

光位相ダイバーシティ回路３０６を用いて得られた干渉信号ｓ_Ａ、ｓ_Ｂについて、周期Ｔ毎にサンプリングされたＮ番目の取得サンプリングデータは、式（３）、式（４）のようになる。

ここで、サンプリング光はデルタ関数に近似している。Ｐはサンプリング光の強度である。

したがって、干渉信号の大きさは、被測定光のサンプリング点での振幅Ｅ_Ｄ(t)と位相φ(t)を反映したものとなり、式（３）および式（４）で表される取得サンプリングデータを解析することにより、被測定光の振幅変化量および位相変化量（Ｅ_Ｄ(t)の変化量およびφ(t)の変化量）を測定することができる。

図２９に、振幅変化量と位相変化量を極座標表示した振幅・位相分布の一例を示す。振幅・位相分布は、図２９に示すように、各サンプリング点での同相信号成分の大きさｓ_Ａ(ＮＴ)をｘ座標、直交信号成分ｓ_Ｂ(ＮＴ)の大きさをｙ座標としてプロットすることにより得られる。
C. Dorrer, Christopher Richard Doerr, I. Kang, Roland Ryf, J. Leuthold, P.J. Winzer, "Measurement of Eye Diagrams and Constellation Diagrams of Optical Sources Using Linear Optics and Waveguide Technology," Journal of Lightwave Technology, Vol.23, No.1, January 2005, pp.178-186.

上述した従来の測定手法は、サンプリング手法を用いているが、基本的には光ヘテロダイン計測に準じたものである。一般に、光ヘテロダイン計測に基づく光位相測定手法は、局発光（サンプリング光）の波長揺らぎの影響を受けやすく、フィードバック機構を設けたような安定な光源を用意する必要がある。また、光位相ダイバーシティ回路により干渉信号を得るためには、被測定光と局発光の波長は同程度である必要があり、従来の測定手法では光源によって測定波長範囲が限定されるという問題がある。

また、光信号の強度変化量（振幅変化量）は、光オシロスコープなどの波形測定器を利用することにより測定できるが、位相変化量の測定は容易ではない。位相変化量を測定する手法として、上述のように光位相ダイバーシティ回路を用いる手法も有効であると思われるが、従来の手法は局発光を用意しなければならず、光源の性能に測定対象や測定精度が強く依存することになる。

本発明の課題は、局発光を用いることなく光信号の振幅変化量と位相変化量を測定できる光測定装置および光測定方法を実現することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、
被測定光を複数に分岐する光分岐素子と、
前記分岐された被測定光の一方に所定の時間遅延を与える時間遅延処理部と、
前記分岐された被測定光の他方または前記時間遅延処理部による処理が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する光位相ダイバーシティ回路と、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づき被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出するデータ処理回路と、
前記光分岐素子から前記光位相ダイバーシティ回路に至る経路上に設けられ、前記分岐された被測定光の少なくとも一方を所定ビット時間毎にタイミングをずらしながら抽出する光時間ゲート処理部または電気時間ゲート処理部を備え、
振幅位相分布の時間変化を測定することを特徴とする光測定装置である。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光測定装置において、
前記分岐された被測定光の一方に対し、光キャリア周波数をシフトする周波数シフターを備えることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の光測定装置において、
前記被測定光に同期したクロック信号を生成する光クロック再生回路を備えることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１または２に記載の光測定装置において、
前記被測定光として、擬似ランダムな符号を重畳した光信号を用い、
前記データ処理回路は、前記擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を用いてデータ処理を行うことを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項１または２に記載の光測定装置において、
前記被測定光を、互いに直交する複数の偏光成分に分離する偏波分離素子を備え、
前記偏波分離素子により分離された偏光成分の各々について、前記光分岐素子、前記時間遅延処理部、前記光位相ダイバーシティ回路による処理を実行することを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項１または２に記載の光測定装置において、
前記被測定光と前記参照基準光の少なくとも一方の強度を測定する測定手段を備えることを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項１または２に記載の光測定装置において、
前記データ処理回路での処理結果に基づいて、前記被測定光の振幅・位相分布を表示する表示部を備えることを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、
被測定光を複数に分岐する工程と、
前記分岐された被測定光の一方に対し、所定の時間遅延を与える工程と、
前記分岐された被測定光の他方または前記時間遅延が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する工程と、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づいて、被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出する工程と、
前記分岐された被測定光の少なくとも一方を所定ビット時間毎にタイミングをずらしながら抽出して振幅位相分布の時間変化を測定する工程、
を含むことを特徴とする光測定方法である。

本発明によれば、局発光を用いることなく、被測定光の振幅変化量と位相変化量が測定できる。特に、光時間ゲート処理部または電気時間ゲート処理部を用いることで、動作周波数帯域の低いＡＤ変換器およびデータ処理回路により、被測定光の振幅変化量と位相変化量が測定できるとともに、分岐された被測定光の少なくとも一方を所定ビット時間毎にタイミングをずらしながら抽出することにより、振幅位相分布の時間変化を測定することができる。

また、光クロック生成回路で被測定光に同期したクロック信号を生成することにより、外部クロック信号を用いることなく、被測定光の振幅変化量と位相変化量を測定することができる。

また、被測定光として擬似ランダムな符号を重畳した光信号を用いることにより、擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を用いてデータ処理を行うことができ、被測定光のビット毎の振幅変化または位相変化の様子を測定できる。

さらに、分岐された被測定光と時間遅延が施された被測定光を合波し、その合波された被測定光に対して光時間ゲート処理部による処理を一括して施すことにより、データ取得に必要な信号のみを光位相ダイバーシティ回路に入力でき、受光時の雑音低減を図ることができる。

また、分岐された被測定光の各々に対して異なるビットを抽出することによっても、データ取得に必要な信号のみを光位相ダイバーシティ回路に入力でき、受光時の雑音低減を図ることができる。

さらに、偏波分離素子を用いて被測定光を互いに直交する複数の偏光成分に分離し、各偏光成分について独立に振幅測定、位相測定を行うことができる。

また、被測定光または参照基準光の強度を振幅・位相測定とは別に測定してデータ処理に用いることにより、測定精度の向上が図れる。

また、被測定光の振幅・位相分布の時間変化を表示することにより、時間領域においても被測定光の品質を評価できる。

また、周波数シフターを用いることで光位相ダイバーシティ回路から余弦的（正弦的）な振動を伴う電気信号が定常的に得られるため、電気回路としてＤＣ成分に対応しない低周波数特性の悪い部品を利用できる。また、利用部品の選択肢が増えるため、測定精度、測定感度などの性能向上も期待できる。

以下、図面を参照して、本発明を説明する。

[実施形態１]
図１〜図１６を参照して、本発明の実施形態１について説明する。
図１に、実施形態１に係る光測定装置１００の内部構成の一例と、発振器１および光信号生成装置２を示す。

発振器１は、光信号生成装置２で生成される被測定光に同期した電気クロック信号を、光信号生成装置２と、光測定装置１００の駆動回路６に出力する。

光信号生成装置２は、実際の伝送路を伝播するデータが重畳された光信号を想定して、発振器１から入力された電気クロック信号に同期して、ランダムなデータが重畳された被測定光を生成する。ランダムなデータが重畳された被測定光としては、たとえば、ＤＰＳＫ方式で変調された光信号がある。

光測定装置１００は、図１に示すように、光分岐素子３、時間遅延処理部４、光時間ゲート処理部５、駆動回路６、偏波制御器７、８、光位相ダイバーシティ回路９、ＡＤ変換器１０、１１、データ処理回路１２、表示部１３などで構成される。

光分岐素子３は、光信号生成装置２から入力された被測定光を２つに分岐する。
時間遅延処理部４は、可変光遅延線４ａを有していて、光分岐素子３により分岐された被測定光の一方に時間遅延を与える。時間遅延処理部４は、光位相ダイバーシティ回路９に入力される被測定光と参照基準光（後述）との相対時間差がｍビット時間（ｍは整数）となるように、可変光遅延線４ａの遅延時間を調整する。

光時間ゲート処理部５は、たとえば電界吸収型の光変調器５ａにより構成されていて、光分岐素子３により分岐された被測定光の一方に対し、ｎビット時間（ｎは整数）毎に図示しない移相手段でタイミングをずらしながら抽出する。以下では、光時間ゲート処理部５により処理された光信号を参照基準光または分割被測定光という。なお、図１の光測定装置１００では、時間遅延処理部４を光時間ゲート処理部５の前段に配置し、時間遅延処理部４により時間遅延が与えられた被測定光に対して光時間ゲート処理を行う例を示しているが、時間遅延処理部４を光時間ゲート処理部５の後段に配置してもよい。

駆動回路６は、発振器１から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰返し周期よりも長い周期の駆動信号を生成し、その駆動信号によって光時間ゲート処理部５の光変調器５ａを駆動させる。また、駆動回路６は、駆動信号をさらにＡＤ変換器１０および１１に出力する。

偏波制御器７は光分岐素子３で分岐された被測定光の他方の偏波を調整し、偏波制御器８は参照基準光の偏波を調整する。

光位相ダイバーシティ回路９は、９０°光ハイブリッド（Optical Hybrid）とも呼ばれもので、入力された被測定光と参照基準光の干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分をそれぞれＡＤ変換器１０、１１に出力する。

図２に、光位相ダイバーシティ回路９の内部構成の一例を示す。図２に示す光位相ダイバーシティ回路９は、被測定光入力ポート９０ａ、参照基準光入力ポート９０ｂ、電圧駆動の位相調整器９１、方向性結合器９２ａ、９２ｂ、受光素子９３ａ、９３ｂ、９３ｃ、９３ｄ、差動出力回路９４ａ、９４ｂ、同相信号出力ポート９５ａ、直交信号出力ポート９５ｂにより構成される。

被測定光入力ポート９０ａに入力された被測定光は２つに分岐され、参照基準光入力ポート９０ｂに入力された参照基準光も２つに分岐される。分岐された被測定光の一方は方向性結合器９２ａに入力されて２つに分岐され、それぞれ受光素子９３ａ、９３ｂに入力される。また、分岐された参照基準光の一方も方向性結合器９２ａに入力されて２つに分岐され、それぞれ受光素子９３ａ、９３ｂに入力される。

受光素子９３ａおよび９３ｂでは、入力された光信号が電気信号に変換される。このとき、受光素子９３ａに入力された被測定光と参照基準光は干渉するため、双方の相対的な位相差φに応じた干渉信号（直流成分を含む。）が受光素子９３ａから出力される。受光素子９３ｂにおいても、同様の干渉信号が得られるが、方向性結合器９２ａの特性から、受光素子９３ａの出力信号とは強弱の反転した干渉信号が得られる。

差動出力回路９４ａは、２つの受光素子９３ａおよび９３ｂの出力信号の差を算出して出力する。これにより、２つの干渉信号から直流成分が除去され、位相差φに応じた干渉信号のみが電気信号として同相信号出力ポート９５ａから出力される。

一方、分岐された他方の参照基準光は、位相調整器９１によりπ／２の位相差が付加された後、方向性結合器９２ｂに入力される。また、分岐された他方の被測定光も方向性結合器９２ｂに入力される。方向性結合器９２ｂで分岐された被測定光と参照基準光は、受光素子９３ｃおよび９３ｄに入力される。これら受光素子９３ｃおよび９３ｄの出力信号は差動出力回路９４ｂに入力され、双方の相対的な位相差φ＋π／２に応じた干渉信号が電気信号として直交信号出力ポート９５ｂから出力される。

差動出力回路９４ａの出力信号と差動出力回路９４ｂの出力信号は、被測定光の光位相に対して互いに直交した信号成分となるため、一方が同相信号成分、他方が直交信号成分として取得され、デジタル信号に変換後、データ処理回路１２においてデータ処理が行われる。

図３に、光信号生成装置２で生成される被測定光ｘ１、時間遅延処理部４で時間遅延が与えられた被測定光ｘ２、駆動回路６から出力される駆動信号（駆動電圧パルス）ｘ３、光時間ゲート処理部５から出力される参照基準光ｘ４、光位相ダイバーシティ回路９から出力される被測定光の同相信号成分ｘ５、直交信号成分ｘ６のタイムチャートを示す。

図３に示すように、被測定光ｘ１として１０Ｇｂｉｔ／ｓ（繰り返し周波数１０ＧＨｚ）のＲＺ−ＤＰＳＫ信号を用いる（図３（ａ））。この被測定光ｘ１を１０００ビット時間（ｎ＝１０００）で抽出する場合（図３（ｄ））、光変調器５ａの駆動信号は１０ＭＨｚ（１００ｎｓ間隔）の繰り返しパルス列となる（図３（ｃ））。

本発明では、この駆動信号のパルス幅を１ビット時間（たとえば１０Ｇｂｉｔ／ｓの被測定光では１００ｐｓ）に対し十分に短くし（たとえば数ｐｓ）、またその繰り返し周期は被測定光のｎビット時間（ｎは整数）とは異なる周期（たとえば１００ｎｓ＋Δｔ）とする。具体的には、駆動信号の位相を所定ビット時間毎に所定量Δｔ(たとえば１ｐｓ)ずつシフトさせる。この周期は、サンプリング・オシロスコープなどに代表される時間波形観測装置で用いられているサンプリング手法（シーケンシャル・サンプリングやランダム・インターリーブド・サンプリングなど）と同様に決定できる。

このような駆動信号で光ゲート処理部５の光変調器５ａを動作させることにより、ＡＤ変換器１０、１１には被測定光の異なるｍビット間での同相信号成分、直交信号成分に対し、ｎビット時間とは異なる周期でゲート処理（サンプリング処理）の施された同相信号成分（図３（ｅ））、直交信号成分（図３(ｆ)）が入力されることになる。また、１０Ｇｂｉｔ／ｓの被測定光ｘ１に対し、被測定光ｘ１と参照基準光ｘ４との相対時間差を１ビット時間（ｍ＝１）とすると、１００ｐｓの相対時間差となる（図３（ｂ））。

このように構成することにより、光位相ダイバーシティ回路９からは、図３（ｅ）、（ｆ）に示すように、被測定光の異なるｍビット間での干渉信号（ビート信号）ｘ５、ｘ６が電気信号として得られる。

ＡＤ変換器１０、１１は、それぞれ、光位相ダイバーシティ回路９から入力された被測定光の同相信号成分、直交信号成分をデジタル信号に変換し、データ処理回路１２に出力する。

データ処理回路１２は、ＡＤ変換器１０および１１から入力されたデータを解析することにより、被測定光の異なるｍビット間での振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を参照基準光の繰り返し周期（ｎビット時間）で逐次的に算出する。そして、得られた測定値から振幅・位相分布を作成し、さらにその時間的な変化を算出する。これにより、観測結果は振幅・位相・時間の３次元情報を含むことになる。このようにして作成された振幅・位相・時間の３次元的な分布表示データを表示部１３に出力する。

表示部１３は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）などの表示器で構成され、データ処理回路１２での処理結果を表示する。具体的に、表示部１３は、データ処理回路１２で作成された振幅・位相・時間の３次元的な分布表示データを表示する。図４に、ＲＺ−ＤＰＳＫ信号の３次元的な分布図の例を示す。これにより、振幅・位相分布のプロットデータのばらつきから被測定光の振幅変化量および位相変化量の統計分布を把握でき、さらにその時間的な変化およびばらつきが得られることから、光信号のより詳細な品質評価が可能となる。

以上のように、実施形態１の光測定装置１００は、光時間ゲート処理により被測定光を所定ビット毎に抽出し、分岐された被測定光の一方を参照基準光として用いており、この参照基準光をサンプリング光に見立てた従来手法の類似した構成となっている。しかしながら、被測定光自身を参照基準光として用いた自己ホモダインの干渉計となっているため、被測定光の波長に因らずに常に干渉信号が得られ、定常的に振幅測定および位相測定ができる。また、従来のように局発光（サンプリング光）を用意する必要がないため、局発光の安定度に起因する測定誤差を生じることがない。

さらに、光測定装置１００は、自己ホモダインの干渉計であるため、測定値はビット間の相対値であるが、数値計算により絶対値を見積もることもできる。また、光測定装置１００は、遅延干渉計に準じた構成となっているため、遅延干渉計を信号受信器として用いる差動位相変調方式との整合性が良く、差動位相変調信号のＱ値測定やビット・エラー・レートの測定ができる。

なお、実施形態１における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

たとえば、光時間ゲート処理部で用いる光変調器として、ＬｉＮｂＯ_３結晶を用いた導波路型マッハ・ツェンダ変調器も利用可能である。また、光変調器の代わりに、高速な光スイッチ（光の干渉を利用したもの、光パワーの吸収・透過を利用したもの、光パワーの反射・透過を利用したものなど）も利用可能である。さらに、光時間ゲート処理部には、外部光制御型の変調器・スイッチ（光カー・シャッターや過飽和吸収体を用いたもの）も利用可能である。また、光変調器による処理が不十分な場合には、使用デバイスを多段構成にすることも可能である。

また、図２では、導波路型の光位相ダイバーシティ回路９を示したが、空間系の光学素子を用いることも可能である。図５〜図７に、空間系の光学素子を用いた光位相ダイバーシティ回路の内部構成例を示す。

図５の光位相ダイバーシティ回路９ａは、入力ポート（コリメータ）２１ａ、２１ｂ、光分岐素子２２、λ／２板２３ａ、２３ｂ、λ／４板２４、偏光ビームスプリッタ２５ａ、２５ｂ、受光素子２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄ、差動出力回路２７ａ、２７ｂにより構成される。

入力ポート（コリメータ）２１ａを介して入力された被測定光は、光分岐素子２２により２つに分岐される。このとき、光分岐素子２２に入力される被測定光は、偏波制御器７により水平軸方向（または垂直軸方向）の直線偏波に調整される。光分岐素子２２で分岐された被測定光の双方について、半波長板（λ／２板２３ａおよび２３ｂ）を用いることで、それぞれ偏波の向きが斜め４５°（または１３５°）に調整される。斜め４５°（または１３５°）の直線偏波となった被測定光はそれぞれ偏光ビームスプリッタ２５ａ、２５ｂにより２つに分岐され、受光素子２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄに入力される。

一方、入力ポート（コリメータ）２１ｂを介して入力された参照基準光は、被測定光と同様に光分岐素子２２により２つに分岐される。このとき、光分岐素子２２に入力される参照基準光は、偏波制御器８で被測定光と直交する垂直軸方向（または水平軸方向）の直線偏波に調整される。光分岐素子２２により分岐された参照基準光の双方は、半波長板（λ／２板２３ａおよび２３ｂ）により、それぞれ斜め１３５°（または４５°）の直線偏波となる。斜め直線偏波となった参照基準光の一方は、偏光ビームスプリッタ２５ａにより２つに分岐され、受光素子２６ａ、２６ｂに入力される。λ／４板２４をその軸方向が参照基準光の直線偏波の向きに一致するように配置することにより、λ／２板２３ｂにより斜め直線偏波となった参照基準光の位相はλ／４板２４によってπ／２ずれ、偏光ビームスプリッタ２５ｂにより２つに分岐されて受光素子２６ｃ、２６ｄに入力される。

受光素子２６ａおよび２６ｂに入力される被測定光および参照基準光は干渉し、相対的な位相差φに応じた干渉信号（直流成分を含む）が各々の受光素子の出力信号として得られる。偏光ビームスプリッタ２５ａの２つの出力に対し、受光素子２６ａで得られる干渉信号と受光素子２６ｂで得られる干渉信号は、互いに強弱の反転した干渉信号となる。そのため、差動出力回路２７ａにより双方の干渉信号から直流成分が除去され、被測定光と参照基準光の位相差φに応じた干渉信号のみが電気信号として得られる。

λ／４板２４の作用により、受光素子２６ｃおよび２６ｄに入力される被測定光および参照基準光の相対的な位相差はφ＋π／２となり、その位相差に応じた干渉信号が差動出力回路２７ｂから得られる。差動出力回路２７ａからの出力信号と差動出力回路２７ｂからの出力信号は、被測定光の光位相に対して互いに直交した信号成分となるため、一方が同相信号成分、他方が直交信号成分として取得され、デジタル信号に変換後、データ処理回路１２においてデータ処理が行われる。

図６の光位相ダイバーシティ回路９ｂは、入力ポート（コリメータ）２１ａ、２１ｂ、λ／４板３０、光分岐素子３１、偏光ビームスプリッタ３２、３３、受光素子３４ａ、３４ｂ、３４ｃ、３４ｄ、差動出力回路３５ａ、３５ｂにより構成される。図６の光位相ダイバーシティ回路９ｂは、図５の光位相ダイバーシティ回路９ａからλ／２板が除去されるとともに受光素子の配置が異なる構成となっている。光位相ダイバーシティ回路９ｂは原理的には光位相ダイバーシティ回路９ａと同様であり、λ／４板３０により参照基準光に位相差を付加している。また、被測定光と参照基準光の双方を、斜め４５°（または１３５°）の直線偏波として入力している。

図７の光位相ダイバーシティ回路９ｃは、図５の光位相ダイバーシティ回路９ａの入力ポート２１ａおよび２１ｂを一つにまとめた形になっている。予め偏波を調整することにより、同一経路内を伝播する被測定光と参照基準光を用意し、被測定光と参照基準光が直交偏波で一つの入力ポート４０を介して入力される。

以下、実施形態１の光測定装置１００の変形例について説明する。
〈変形例１〉
図１の光測定装置１００では、光分岐素子３で分岐された被測定光の一方に対して時間遅延処理および光時間ゲート処理を施す例を示したが、図８の光測定装置１０１に示すように、光分岐素子３で分岐された被測定光の一方に対して可変光遅延線１４ａを有する時間遅延処理部１４により時間遅延を与え、分岐された被測定光の他方に対して光変調器１５ａを有する光時間ゲート処理部１５による光時間ゲート処理を施してもよい。

〈変形例２〉
図９に示す光測定装置１０２の光時間ゲート処理部１６は、モードロックレーザ１６ａにより光時間ゲート処理を行う。これは、被測定光をレーザ発振のトリガとして用いる光注入同期の手法を用いたものである。光注入同期により得られるレーザ光は、トリガである被測定光の位相と同位相状態であるため、参照基準光として用いることができる。

〈変形例３〉
図１０に示す光測定装置１０３では、偏波制御器５０で偏波調整されコリメータ５１を介して入力された被測定光が、光分岐素子５２（偏光ビームスプリッタ）により２つに分岐される。分岐された被測定光の一方は、４つのミラーを有する時間遅延処理部５４により時間遅延処理が施された後、合波器５３により分岐された被測定光の他方と合波され、その後、光変調器５５ａを有する光時間ゲート処理部５５により一括して光時間ゲート処理が施される。

光測定装置１０３では、合波された被測定光と時間遅延が与えられた参照基準光は、同一の偏波保持ファイバ内を伝播する。偏波保持ファイバは、一般的なシングルモードファイバと異なり、ファイバの長手方向をＺ軸としてＺ軸と直交するＸ軸とＹ軸で異なる伝播特性を有する光ファイバである。直線偏波の光の偏波軸を光ファイバのＸ軸（またはＹ軸）に合わせて入力すると、偏波状態が保たれたまま光ファイバ中を伝播し、出射端においてもＸ偏波（またはＹ偏波）の光を得ることができる。光測定装置１０３では、たとえば被測定光をＸ偏波、時間遅延が与えられた参照基準光をＹ偏波として同一の偏波保持ファイ内を伝播することが可能である。

光測定装置１０３では、光時間ゲート処理部５５において、被測定光と時間遅延が与えられた参照基準光を同時に抽出し、データ取得に必要な光信号のみを光位相ダイバーシティ回路９に入力するため、受光時の雑音を低減できる。

〈変形例４〉
図１１に示す光測定装置１０４では、光時間ゲート処理部８２において２台の光変調器８２ａ、８２ｂを並列に配置し、光分岐素子３で２つに分岐された被測定光の各々に対して異なるビットを抽出する処理を施し、光位相ダイバーシティ回路９において異なるビット間での干渉信号を得る構成となっている。この変形例４においても、変形例３と同様にデータ取得に必要な光信号のみを光位相ダイバーシティ回路９に入力するため、受光時の雑音が低減できる。

〈変形例５〉
図１２に示す光測定装置１０６では、光時間ゲート処理部５の後段に光分岐素子６０を配置し、光分岐素子６０により分岐された参照基準光の一方を受光素子６１において電気信号に変換し、この電気信号（アナログ信号）をＡＤ変換器６２によりデジタル信号に変換し、このデジタル信号をデータ処理回路１２に出力する構成となっている。このような構成により、参照基準光の強度を振幅・位相測定とは別に測定し、データ処理に用いることで、測定精度を向上させることができる。また、光信号の強度（振幅）成分にデジタル値が付加された変調信号（たとえば、ＡＰＳＫ方式で変調された信号）も測定することができる。なお、本発明の測定手段は、受光素子６１およびＡＤ変換器６２に対応する。また、図１２では、参照基準光の強度を測定する構成としているが、参照基準光の強度に代えて被測定光の強度を測定し、データ処理に用いる構成としてもよい。すなわち、参照基準光または被測定光の少なくとも一方の強度をデータ処理に用いる構成であればよい。

〈変形例６〉
図１３に示す光測定装置１０７では、光信号生成装置７０でランダムなデータを重畳した被測定光（たとえば、ＤＰＳＫ方式で変調された光信号）が生成され、その生成された被測定光が光分岐素子６３により分岐される。光クロック再生回路６５では、光分岐素子６３により分岐された被測定光の一方に同期した電気クロック信号を生成し、駆動回路６６に出力する。駆動回路６６は、光クロック再生回路６５から入力された電気クロック信号に基づいて被測定光の繰り返し周期より長い周期の駆動信号を生成し、その生成された駆動信号で光時間ゲート処理部５が有する光変調器５ａを駆動する。光分岐素子６３により分岐された被測定光の他方は、光分岐素子６４によりさらに分岐され、その分岐された被測定光の一方に対し、時間遅延処理、光時間ゲート処理が施される。

このように、光測定装置１０７は、光クロック再生回路６５を備えることにより、被測定光に同期した電気クロック信号を生成する発振器が不要となる。なお、クロック抽出に用いる光信号は、光分岐素子６４の後段から取り出してもよい。

〈変形例７〉
図１４に示す光測定装置１０８では、被測定光として、擬似ランダムなデータを重畳した光信号（擬似ランダム変調信号）を用いる。図１４において、擬似ランダム信号発生器７１は、擬似ランダムな符号に対応する信号（擬似ランダム信号）を光信号生成装置７２に出力する。また、擬似ランダム信号発生器７１は、擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を発生し、光測定装置１０８のデータ処理回路１２１に出力する。光信号生成装置７２は、擬似ランダム信号発生器７１から入力された擬似ランダム信号に基づいて、被測定光としての擬似ランダム変調信号を生成する。

データ処理回路１２１は、擬似ランダム信号発生器７１から入力されたフレーム信号を基準に、ＡＤ変換器１０および１１からの取得データを並び替えることにより、被測定光のビット毎の振幅変化量および位相変化量を算出する。表示部１３においては、振幅・位相分布の表示を工夫することで、図１５に示すように、被測定光の振幅変化および位相変化の軌跡を表示したり、その動きを動的なアニメーションとして表示できる。

〈変形例８〉
図１６に示す光測定装置１０９は、被測定光を偏波分離素子７３を用いて互いに直交する２つの偏光成分に分離した後、図１の光測定装置１００と同様の原理でそれぞれの偏光成分について独立に振幅測定および位相測定を行う構成となっている。一方の偏光成分については、光分岐素子７４、可変光遅延線４００ａを有する時間遅延処理部４００、光変調器５００ａを有する光時間ゲート処理部５００、偏波制御部７００ａ、８００ａ、光位相ダイバーシティ回路９００ａ、ＡＤ変換器１０ａ、１１ａを用いて、その偏光成分の同相信号成分、直交信号成分を得る。他方の偏光成分についても同様に、光分岐素子７５、可変光遅延線４０１ａを有する時間遅延処理部４０１、光変調器５０１ａを有する光時間ゲート処理部５０１、偏波制御部７００ｂ、８００ｂ、光位相ダイバーシティ回路９００ｂ、ＡＤ変換器１０ｂ、１１ｂを用いて、その偏光成分の同相信号成分、直交信号成分を得る。

データ処理回路１２２では、ＡＤ変換器１０ａ、１１ａ、１０ｂ、１１ｂからの取得データを解析することにより、被測定光の偏波状態を算出することができる。表示部１３では、偏波に応じた２種類の振幅・位相分布を得ることができる。変形例８の光測定装置１０９を応用することで、入力偏波状態に依存しない測定（偏波ダイバーシティ化）ができる。

［実施形態２］
図１７および図１８を参照して、本発明の実施形態２について説明する。
実施形態２では、実施形態１の光時間ゲート処理部５に代えて図１７に示すように電気時間ゲート処理部８８を用いる。

図１７に、実施形態２に係る光測定装置５００の内部構成の一例を示す。なお、実施形態２において、実施形態１の光測定装置１００と同一の構成要素には同一符号を付す。以下、実施形態１の光測定装置１００と異なる点のみを説明する。

光測定装置５００は、図１７に示すように、光分岐素子８６、時間遅延処理部８７、偏波制御器７，８、光位相ダイバーシティ回路９０、電気時間ゲート処理部８８、駆動回路８９、ＡＤ変換器１０，１１、データ処理回路１２、表示部１３などで構成される。

光分岐素子８６は、光信号生成装置２から入力された被測定光を２つに分岐する。以下、分岐された一方の被測定光を参照基準光と呼ぶ。

時間遅延処理部８７は可変光遅延線８７ａを有し、光分岐素子８６により分岐された被測定光の一方に時間遅延を与える。時間遅延処理部８７は、光位相ダイバーシティ回路９０に入力される被測定光と参照基準光との相対時間差がｍビット時間（ｍは整数）となるように、可変光遅延線８７ａの遅延時間を調整する。

光位相ダイバーシティ回路９０の内部構成は、図２に示す実施形態１における光位相ダイバーシティ９と同様であるが、受光素子と差動出力回路は、被測定光の繰り返し周波数に追従するものを用いる。

電気時間ゲート処理部８８は、電気サンプラ８８ａと８８ｂにより構成され、光位相ダイバーシティ回路から入力された同相信号成分と直交信号成分をｎビット時間（ｎは整数）毎に図示しない移相手段でタイミングをずらしながら抽出する。

駆動回路８９は、発信器１から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰り返し周期よりも長い周期の駆動信号を生成し、その駆動信号によって、電気時間ゲート処理部８８が有する電気サンプラ８８ａと８８ｂを駆動させる。また、駆動回路８９は、駆動信号をさらにＡＤ変換器１０および１１に出力する。

図１８に、光信号生成装置２で生成される被測定光Ｃ１、時間遅延処理部８７により時間遅延が与えられた参照基準光Ｃ２、光位相ダイバーシティ回路９０から出力される被測定光の同相信号成分Ｃ３、直交信号成分Ｃ４、駆動回路８９から出力される駆動信号Ｃ５、電気時間ゲート処理部８８による処理が施された同相信号成分Ｃ６、直交信号成分Ｃ７のタイムチャートを示す。

図１８に示すように、被測定光Ｃ１として、１０Ｇｂｉｔ／ｓ（繰り返し周波数１０ＧＨｚ）のＲＺ−ＤＰＳＫ信号を用い、（図１８（ａ））、光位相ダイバーシティ回路９０に入力する被測定光Ｃ１と参照基準光Ｃ２との相対時間差を１ビット時間（ｍ＝１）、１００ｐｓとする（図１８（ｂ））。光位相ダイバーシティ回路９０内の受光素子および差動出力回路により、図１８（ｃ），（ｄ）に示すように、干渉信号Ｃ３，Ｃ４が電気信号として得られる。これら干渉信号（同相信号成分Ｃ３と直交信号成分Ｃ４）は、図１８（ｅ）に示す所定の駆動信号により同時に駆動される電気サンプラ８８ａと８８ｂで図１８（ｆ），（ｇ）に示すように同相信号成分Ｃ６と直交信号成分Ｃ７として抽出（サンプリング）される。

図１８（ｅ）に示す駆動信号は、図３（ｃ）の駆動信号と同様に、パルス幅が１ビット時間（たとえば１０Ｇｂｉｔ／ｓの被測定光では１００ｐｓ）に対し十分に短くし（たとえば数ｐｓ）、またその繰り返し周期は被測定光のｎビット時間（ｎは整数）とは異なる周期（たとえば１００ｎｓ＋Δｔ）とする。具体的には、駆動信号の位相を所定ビット時間毎に所定量Δｔ(たとえば１ｐｓ)ずつシフトさせる。これにより、同相信号成分Ｃ３と直交信号成分Ｃ４は、１０００ビット時間（ｎ＝１０００）毎に、同相信号成分Ｃ６と直交信号成分Ｃ７として抽出（サンプリング）される。

以上の動作により、電気時間ゲート処理部８８からＡＤ変換器１０、１１に、被測定光の異なるｍビット間での干渉信号が、ｎビット時間とは異なる周期でゲート処理（サンプリング処理）の施された同相信号成分Ｃ６（図１８（ｆ））、直交信号成分Ｃ７（図１８（ｇ））として入力されることになる。その後、実施形態１と同様に、同相信号出力と直交信号出力を信号周期に同期してデータ取得し、取得されたデータをデータ処理回路１２で解析することで、被測定光の異なるｎビット間での振幅変化量および位相変化量を逐次的に得ることができる。そして、得られた測定値から振幅・位相分布を作成し、さらにその時間的な変化を算出する。これにより、観測結果は振幅・位相・時間の３次元情報を含むことになる。このようにして作成された図４と同様な振幅・位相・時間の３次元的な分布表示データを表示部１３に出力する。これにより、振幅・位相分布のプロットデータのばらつきから被測定光の振幅変化量および位相変化量の統計分布を把握でき、さらにその時間的な変化およびばらつきが得られることから、光信号のより詳細な品質評価が可能となる。

以上のように、実施形態２の光測定装置５００によれば、実施形態１と同様に、局発光（サンプリング光）を用いずに、光信号の振幅変化量および位相変化量さらにその時間的な変化を測定できる。

また、光変調器を用いずに、光信号の振幅変化量および位相変化量さらにその時間的な変化を測定できる。

なお、実施形態２における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

図１の時間遅延処理部４と光位相ダイバーシティ回路９および図１７の時間遅延処理部８７と光位相ダイバーシティ回路９０の代わりに、図１９に示すような両者の機能を併せ持つ素子を利用することも可能である。なお、図１９に示す時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の両者の機能を併せ持つ素子９Ａにおいて、図２の光位相ダイバーシティ回路９と同一構成には同一符号を付す。以下、図２の光位相ダイバーシティ回路９と異なる点のみを説明する。

図１９に示す時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の両者の機能を併せ持つ素子９Ａは、被測定光入力ポート９０ａ、位相調整器９１ａ、９１ｂ、方向性結合器９２ａ、９２ｂ、受光素子９３ａ、９３ｂ、９３ｃ、９３ｄ、差動出力回路９４ａ、９４ｂ、同相信号出力ポート９５ａ、直交信号出力ポート９５ｂ、遅延導波路９６ａ、９６ｂにより構成される。また、遅延干渉計９７ａは、位相調整器９１ａ、遅延導波路９６ａにより構成される。同様に、遅延干渉計９７ｂは、位相調整器９１ｂ、遅延導波路９６ｂにより構成される。また、差動受光器９８ａは、受光素子９３ａ、９３ｂ、差動出力回路９４ａにより構成される。同様に、差動受光器９８ｂは、受光素子９３ｃ、９３ｄ、差動出力回路９４ｂにより構成される。

被測定光入力ポート９０ａを介して入力された被測定光は２つに分岐される。分岐された被測定光の一方である被測定光ａは、さらに分岐される。被測定光ａから分岐された被測定光の一方は、遅延導波路９６ａに導かれて位相調整器９１ａを介して方向性結合器９２ａに入力される。この遅延導波路９６ａに導かれて位相調整器９１ａを介して方向性結合器９２ａに入力された光は、図２の参照基準光に該当する。また、被測定光ａから分岐された他方の被測定光も、方向性結合器９２ａに入力される。この被測定光ａから分岐された他方の被測定光は、図２の被測定光に該当する。

方向性結合器９２ａに入力された光は２つに分岐され、それぞれ受光素子９３ａ、９３ｂに入力される。受光素子９３ａおよび９３ｂでは、入力された光信号が電気信号に変換される。このとき、受光素子９３ａに入力された被測定光と参照基準光は干渉するため、双方の相対的な位相差φに応じた干渉信号（直流成分を含む。）が受光素子９３ａから出力される。受光素子９３ｂにおいても、同様の干渉信号が得られるが、方向性結合器９２ａの特性から、受光素子９３ａの出力信号とは強弱の反転した干渉信号が得られる。

一方、分岐された他方の被測定光ｂはさらに分岐される。被測定光ｂから分岐された被測定光の一方は、遅延導波路９６ｂに導かれて位相調整器９１ｂによりπ／２の位相差が付加された後、方向性結合器９２ｂに入力される。この遅延導波路９６ｂに導かれて位相調整器９１ｂによりπ／２の位相差が付加された後、方向性結合器９２ｂに入力された光は、図２の参照基準光に該当する。また、被測定光ｂから分岐された他方の被測定光も方向性結合器９２ｂに入力される。この被測定光ｂから分岐された他方の被測定光は、図２の被測定光に該当する。

方向性結合器９２ｂに入力された光は２つに分岐され、それぞれ受光素子９３ｃ、９３ｄに入力される。受光素子９３ｃ、９３ｄに入力された光は、差動出力回路９４ｂにより双方の相対的な位相差φ＋π／２に応じた干渉信号が電気信号として得られ、直交信号出力ポート９５ｂから出力される。

差動出力回路９４ａからの出力信号と、差動出力回路９４ｂからの出力信号は、被測定光の光位相に対して互いに直交した信号成分となるため、一方が同相信号成分、他方が直交信号成分として取得され、デジタル信号に変換後、データ処理回路１２においてデータ処理が行われる。

また、実施形態２においても、光位相ダイバーシティ回路９０として、図２、図５〜図７に示した内部構成を適用することが可能である。さらに、実施形態２の光測定装置５００においても、実施形態１の変形例５〜８で示した構成を適用することが可能である。

［実施形態３］
図２０〜図２６を参照して、本発明の実施形態３について説明する。
実施形態３では、周波数シフターを用いる。

実施形態２の手法では、遅延自己ホモダインの手法を用いているため、光位相ダイバーシティ回路９０により得られる光電変換後の電気信号（同相信号成分と直交信号成分）は直流（ＤＣ）成分を含む信号となる。変調がほとんどされていない、一定信号に近い被測定光ほどＤＣ付近の低周波数成分を多く含むため、正確な測定を行うためには、光位相ダイバーシティ回路９０以後の電気回路に低周波特性の良い（ＤＣ成分に対応する）部品が必要である。たとえば、被測定光強度が微弱である場合など、光位相ダイバーシティ回路９０からの電気信号を増幅したい場合には、光位相ダイバーシティ回路９０の後方に増幅器（アンプ）を挿入することが考えられるが、実施形態２に示す系で利用が想定される増幅器は、高周波成分の増幅を主としたものであり、ＤＣ成分を含む低周波数成分の信号増幅が困難である。

そこで、局発光を用いずに、光信号の振幅変化量と位相変化量を測定する手法において、遅延自己ホモダインの手法でなく、遅延自己ヘテロダインの手法を用いることで、電気回路に低周波数特性の悪い（ＤＣ成分に対応しない）部品の利用を可能とした手法を本実施形態に示す。

図２０に、実施形態３に係る光測定装置６００の内部構成の一例と、発振器１および光信号生成装置２を示す。なお、実施形態３において、実施形態１の光測定装置１００と同一の構成要素には同一符号を付す。以下、実施形態１の光測定装置１００と異なる点のみを説明する。

発振器１は、光信号生成装置２で生成される被測定光に同期したクロック信号を、光信号生成装置２と、光測定装置６００の駆動回路６０５および駆動回路６１０に出力する。

光測定装置６００は、図２０に示すように、光分岐素子３、時間遅延処理部４、駆動回路６０５、周波数シフター６０６、偏波制御器７、８、光位相ダイバーシティ回路９０、駆動回路６１０、電気時間ゲート処理部６１１、ＡＤ変換器１２、１３、データ処理回路１４、表示部１３により構成される。

周波数シフター６０６は、被測定光または参照基準光のどちらか一方の光キャリア周波数をシフトさせる。周波数シフター６０６としては音響光学素子などが考えられる。駆動回路６０５は、発信器１から入力された電気クロック信号ｆｃを分周してＦｓ＝ｆｃ／ｋ（ｋは整数）となるようにシフト量Ｆｓを制御する。このとき周波数シフター６０６透過後の光キャリア周波数は、元の信号の光キャリア周波数をνｏとしてνｏ−Ｆｓとなる。光位相ダイバーシティ回路９内で用いる電気部品（受光素子など）は、被測定光の繰り返し周波数に追従するものを用いる。電気時間ゲート処理部６１１は、電気サンプラ６１１ａと６１１ｂにより構成され、光位相ダイバーシティ回路９０から入力された同相信号成分と直交信号成分をｎビット時間（ｎは整数）毎に抽出する処理を行う。駆動回路６１０は、発信器１から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰り返し周期よりも長い周期の駆動信号を生成し、その駆動信号によって電気時間ゲート処理部１１が有する電気サンプラ６１１ａと６１１ｂを駆動させる。また、駆動回路６１０は、駆動信号をさらにＡＤ変換器１０および１１に出力する。

光位相ダイバーシティ回路９０に入力する被測定光の光電場をＥｓｉｇ（ｔ）、参照基準光の光電場をＥｒｅｆ（ｔ）とするとそれぞれ式（５）、式（６）のように表される。

ここで、ｓ（ｔ）は被測定光の振幅の時間変化を示し、Ｔは時間遅延処理部４により与えられる遅延量を示す。ν₀は被測定光の光キャリア周波数、Ｆ_Sは周波数シフター６０６によるシフト量である。φ（ｔ）は、被測定光の位相変調量を示し、信号ビット毎に異なる値となる。式（５）、式（６）で示される被測定光と参照基準光を用いて、光位相ダイバーシティ回路９０より出力される同相信号成分Ｉ（ｔ）、直交信号成分Ｑ（ｔ）とするとそれぞれ式（７）、式（８）のように表される。

ここで、Ψ＝２π（ν₀−Ｆ_S）Ｔの定数である。式（７）、式（８）より、同相信号成分Ｉ（ｔ）、直交信号成分Ｑ（ｔ）は、被測定光の位相変化量φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ）に関わらず、周波数シフター６０６によるシフト量Ｆ_Sで振動する信号が得られる。このことから、被測定光として、変調がほとんどされていない一定信号に近い（低周波数成分を多く含む）信号の場合においても、光位相ダイバーシティ回路９０より出力される電気信号は、シフト量Ｆ_Sだけ高い周波数成分を持つ信号として得られる。

図２１に、光信号生成装置２で生成される被測定光ｓ１、時間遅延処理部４および周波数シフター６０６を透過した参照基準光ｓ２、光位相ダイバーシティ回路９０から出力される光電変換後の同相信号成分ｓ３、直交信号成分ｓ４のタイムチャート（概略図）を示す。図２１に示すように、被測定光ｓ１として１０Ｇｂｉｔ／ｓ（繰り返し周波数１０ＧＨｚ）のＲＺ−ＤＰＳＫ信号を用い（図２１（ａ））、光位相ダイバーシティ回路９０に入力する被測定光ｓ１と参照基準光ｓ２との相対時間差を１ビット時間（ｍ＝１）、１００ｐｓ（図２１（ｂ））とする。このとき、電気クロック信号を１０ＧＨｚ（ｆｃ＝１０ＧＨｚ）、駆動回路６０５で用いる分周比を１００００（ｋ＝１００００）とすると、参照基準光の光キャリア周波数は１ＭＨｚ（Ｆｓ＝１ＭＨｚ）シフトされる。このことから、光位相ダイバーシティ回路９０から出力される同相信号成分ｓ３（図２１（ｃ））、直交信号成分ｓ４（図２１（ｄ））は、１ＭＨｚの余弦的（正弦的）な変化と被測定信号の位相変化に応じた振動信号となる。この同相信号成分、直交信号成分に対し、電気サンプラ１１ａと１１ｂを１０ＭＨｚ（１００ｎｓ間隔）の繰り返し周波数で振動すると、各信号は１０００ビット時間（ｎ＝１０００）毎に抽出（サンプリング）される。

以上の動作により、電気時間ゲート処理部１１からは、被測定光の異なるｍビット間での干渉信号が、周波数Ｆ_Sの余弦的（正弦的）な振動を伴いながら、電気サンプラ１１ａと１１ｂの動作周期（ｎビット時間）で逐次的に得られる。その後、同相信号出力と直交信号出力を、信号周期に同期してデータ取得し、取得されたデータをデータ処理回路１２で解析する。このとき、同相信号成分のデータをｘ座標、直交信号成分のデータをｙ座標としてプロットすると、周波数Ｆ_Sに対応する一定の角速度で回転する分布として得られる。周波数シフター６０６によるシフト量Ｆ_Sは既知であるため、図２２に示すように、取得データの処理によって所望の振幅・位相分布が得られる。得られた分布を表示部１３で表示し、また、この振幅位相分布のプロットデータのばらつきから、被測定光の振幅変化量および位相変化量の統計分布を得ることができ、光信号の品質評価ができる。

以上のように、実施形態３の光測定装置６００によれば、実施形態１と同様に、局発光（サンプリング光）を用いずに、光信号の振幅変化量および位相変化量が測定できる。

さらに、実施形態３の光測定装置６００によれば、光位相ダイバーシティ回路９０から余弦的（正弦的）な振動を伴う電気信号が定常的に得られるため、電気回路に低周波数特性の悪い部品（ＤＣ成分に対応しない）部品の利用ができる。また、利用部品の選択肢が増えるため、測定精度、測定感度といった性能の向上が期待される。

なお、実施形態３における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

たとえば、光測定装置６００において、時間遅延処理部４、周波数シフター６０６は、光分岐素子３で分岐した経路のどちらに配置してもよい。

また、光測定装置６００において、電気時間ゲート処理部６１１の代わりに、光時間ゲート処理部５、５６を用いる構成としてもよい。このとき、光時間ゲート処理部５、５６はそれぞれ図１、図２１に示す位置に配置される。
また、実施形態２の場合と同様に、時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の代わりに、図１９に示すような両者の機能を併せ持つ素子を利用することも可能である。
また、実施形態３においても、光位相ダイバーシティ回路９０として、図２、図５〜図７に示した内部構成を適用することが可能である。さらに、実施形態３の光測定装置６００においても、実施形態１の変形例５〜８に示した構成を適用することが可能である。

以下、実施形態３の光測定装置６００の変形例について説明する。

＜変形例１＞
図２３に示す光測定装置６０１では、光分岐素子６２０を配置し、光分岐素子６２０により分岐された被測定光の一方を受光素子６２１において電気信号に変換し、電気サンプラ６２２、ＡＤ変換器６２３によりデジタル信号に変換し、このデジタル信号をデータ処理回路１２に出力する構成となっている。このような構成により、被測定光の強度を受光素子６２１、電気サンプラ６２２およびＡＤ変換器６２３を用いて別途（振幅位相測定とは別に）測定し、データ処理に用いることで、測定精度を向上させることが可能である。また、光信号の強度（振幅）成分にデジタル値が付加された変調信号（たとえばＡＰＳＫ方式で変調された信号）も測定することができる。なお、被測定光の強度の測定は、光分岐素子３の後段の被測定光または参照基準光を用いてもよい。

＜変形例２＞
図２４に示す光測定装置６０２では、図２０に示す発振器１の代わりに、光クロック再生回路６３０を用いる。光クロック再生回路６３０では、光分岐素子６３１により分岐された被測定光に同期した電気クロック信号を生成し、駆動回路６０５および駆動回路６１０に出力する。光クロック再生回路６３０を備えることにより、被測定光に同期した電気クロック信号を生成する発振器が不要となる。なお、クロック再生に用いる光信号は、光分岐素子３の後段から取り出してもよい。また、光クロック再生回路６３０の代わりに電気クロック信号を生成する電気クロック再生回路を光位相ダイバーシティ回路９０の後段に配置してもよい。

＜変形例３＞
図２５に示す光測定装置６０３では、被測定光として、擬似ランダムなデータを重畳した光信号（擬似ランダム変調信号）を用いる。図２５において、擬似ランダム信号発生器６４０は、擬似ランダムな符号に対応する信号（擬似ランダム信号）を光信号生成装置２に出力する。また、擬似ランダム信号発生器６４０は、擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を発生し、光測定装置６０３のデータ処理回路１２に出力する。光信号生成装置２は、擬似ランダム信号発生器６４０から入力された擬似ランダム信号に基づいて、被測定光としての擬似ランダム変調信号を生成する。データ処理回路１２は、擬似ランダム信号発生器６４０から入力されたフレーム信号を基準に、取得データを並び替えることにより、被測定光のビット毎の振幅変化量および位相変化量を算出する。表示部１３は、振幅・位相分布の表示を工夫することで被測定光の振幅変化および位相変化の軌跡を表示し、また、その動きを動的に表示することができる。

＜変形例４＞
図２６に示す光測定装置６０４は、偏波分離素子６５０を用いて被測定光を互いに直交する２つの偏波成分に分離した後、図２０の光測定装置６００と同様の原理で、それぞれの偏光成分について、独立に振幅変化量または位相変化量を測定する構成となっている。一方の偏光成分については、光分岐素子６５３、可変光遅延線６５４ａを有する時間遅延処理部６５４、駆動回路６５５、周波数シフター６５６、偏波制御器６５７、６５８、光位相ダイバーシティ回路６５９、駆動回路６５１０、電気サンプラ６５１１ａと６５１１ｂとを有する電気時間ゲート処理部６５１１、ＡＤ変換器６５１２、６５１３を用いて、その偏光成分の同相信号成分、直交信号成分を得る。他方の偏光成分についても同様に、光分岐素子６６３、可変光遅延線６６４ａを有する時間遅延処理部６６４、周波数シフター６６６、偏波制御器６６７、６６８、光位相ダイバーシティ回路６６９、電気サンプラ６６１１ａ、６６１１ｂを有する電気時間ゲート処理部６６１１、ＡＤ変換器６６１２、６６１３を用いて、その偏光成分の同相信号成分、直交信号成分を得る。データ処理回路１２では、ＡＤ変換器６５１２、６５１３、６６１２、６６１３からの取得データを解析することにより、被測定光の偏波状態を算出することができる。表示部１３は、偏波に応じた２種類の振幅・位相分布を得ることができる。この光測定装置６０４により、入力偏波状態に依存しない測定（偏波ダイバーシティ化）ができる。

なお、上記各実施形態における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

たとえば、上記各実施形態の光測定装置において、光時間ゲート処理部、電気時間ゲート処理部を用いない構成としてもよい。

本発明の実施形態１に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。導波路型の光位相ダイバーシティ回路の内部構成の一例を示す図である。実施形態１の光測定装置の動作を示すタイムチャートを示す図である。ＤＰＳＫ信号の振幅・位相・時間分布の一例を示す図である。空間系の光学素子を用いた光位相ダイバーシティ回路の内部構成の一例を示す図である。空間系の光学素子を用いた光位相ダイバーシティ回路の内部構成の一例を示す図である。空間系の光学素子を用いた光位相ダイバーシティ回路の内部構成の一例を示す図である。実施形態１の変形例１に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態１の変形例２に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態１の変形例３に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態１の変形例４に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態１の変形例５に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態１の変形例６に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態１の変形例７に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。光の振幅及び位相変化の軌跡を動的に表示する場合の振幅・位相分布の表示例を示す図であるである。実施形態１の変形例８に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。本発明の実施形態２に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態２の光測定装置の動作を示すタイムチャートを示す図である。時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の機能を併せ持つ素子の例を示す図である。本発明の実施形態３に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。実施形態３の光測定装置の動作を示すタイムチャート図。データ処理による振幅位相分布の取得を示した図。実施形態３の変形例１に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態３の変形例２に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態３の変形例３に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。実施形態３の変形例４に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図である。従来の光測定システムの構成を示す図である。図２７の光位相ダイバーシティ回路の構成を示す図である。振幅・位相分布の一例を示す図である。

符号の説明

１発振器
２光信号生成装置
３、５２、６２０、６３１、６５０、６５３、６６３光分岐素子
４、１４、５４、５８、８７、４００、４０１、６５４、６６４時間遅延処理部
４ａ、１４ａ、５８ａ、８７ａ、４００ａ、４０１ａ、６５４ａ、６６４ａ可変光遅延
線
５、１５、１６、５５、５６、５００、５０１光時間ゲート処理部
５ａ、１５ａ、５５ａ、５６ａ、５００ａ、５０１ａ光変調器
１６ａモードロックレーザ
６、８９、６０５、６１０、６５５、６５１０駆動回路
８８、６１１、６５１１、６６１１電気時間ゲート処理部
８８ａ、８８ｂ、６１１ａ、６１１ｂ、６２２、６５１１ａ、６５１１ｂ、６６１１ａ、
６６１１ｂ電気サンプラ
７、８、７００ａ、７００ｂ、７００ａ、８００ｂ、６５７、６５８、６６７、６６８
偏波制御器
９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９０、９００ａ、９００ｂ、６５９、６６９光位相ダイバーシ
ティ回路
９Ａ時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の機能を併せ持つ素子
１０、１１、１０ａ、１０ｂ、１１ａ、１１ｂ、６２３、６５１２、６５１３、６６１２
、６６１３ＡＤ変換器
１２、１２１、１２２データ処理回路
１３表示部
５３合波器
６５、６３０光クロック再生回路
７３偏波分離素子
８０光時間ゲート処理部
８０ａ光キャリア周波数変換器
１００〜１０９、２００、２０１、３００、５００、６００、６０１〜６０４光測定装
置
６０６、６５６、６６６周波数シフター
６２１受光素子
６４０擬似ランダム信号発生器

Claims

被測定光を複数に分岐する光分岐素子と、
前記分岐された被測定光の一方に所定の時間遅延を与える時間遅延処理部と、
前記分岐された被測定光の他方または前記時間遅延処理部による処理が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する光位相ダイバーシティ回路と、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づき被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出するデータ処理回路と、
前記光分岐素子から前記光位相ダイバーシティ回路に至る経路上に設けられ、前記分岐された被測定光の少なくとも一方を所定ビット時間毎にタイミングをずらしながら抽出する光時間ゲート処理部または電気時間ゲート処理部を備え、
振幅位相分布の時間変化を測定することを特徴とする光測定装置。
前記分岐された被測定光の一方に対し、光キャリア周波数をシフトする周波数シフターを備えることを特徴とする請求項１に記載の光測定装置。
前記被測定光に同期したクロック信号を生成する光クロック再生回路を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の光測定装置。
前記被測定光として、擬似ランダムな符号を重畳した光信号を用い、
前記データ処理回路は、前記擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を用いてデータ処理を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の光測定装置。
前記被測定光を、互いに直交する複数の偏光成分に分離する偏波分離素子を備え、
前記偏波分離素子により分離された偏光成分の各々について、前記光分岐素子、前記時間遅延処理部、前記光位相ダイバーシティ回路による処理を実行することを特徴とする請求項請求項１または２に記載の光測定装置。
前記被測定光と前記参照基準光の少なくとも一方の強度を測定する測定手段を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の光測定装置。
前記データ処理回路での処理結果に基づいて、前記被測定光の振幅・位相分布を表示する表示部を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の光測定装置。
被測定光を複数に分岐する工程と、
前記分岐された被測定光の一方に対し、所定の時間遅延を与える工程と、
前記分岐された被測定光の他方または前記時間遅延が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する工程と、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づいて、被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出する工程と、
前記分岐された被測定光の少なくとも一方を所定ビット時間毎にタイミングをずらしながら抽出して振幅位相分布の時間変化を測定する工程、
を含むことを特徴とする光測定方法。