JP2008300023A - Information reproducing device and method - Google Patents
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Description
本発明は、情報再生装置及び方法に関し、更に詳しくは、PRML(Partial Response Maximum Likelihood)方式を用いた情報再生装置及び方法に関する。 The present invention relates to an information reproducing apparatus and method, and more particularly to an information reproducing apparatus and method using a PRML (Partial Response Maximum Likelihood) method.
光ディスク装置等の高密度記録された情報の再生方式として、PRML方式と呼ばれる信号処理技術がある。PRML方式は、パーシャルレスポンス波形等化と最尤検出とを組み合わせた方式であり、再生チャネルを考慮した最尤検出器の特性を最大限に引き出すために、再生信号を波形等化によって補正した後に、最尤検出を行う。 There is a signal processing technique called a PRML system as a playback system for high-density recorded information in an optical disk device or the like. The PRML system is a system that combines partial response waveform equalization and maximum likelihood detection, and after correcting the reproduction signal by waveform equalization in order to maximize the characteristics of the maximum likelihood detector considering the reproduction channel. Perform maximum likelihood detection.
PR方式は、拘束長をNとすると、PR(h0、h1、…、hN−1)のように表すことができる。PR方式では、記録データ列ak“010…0”に対して、ヘッドから読み出された信号をFIR(Finite Impulse Response)フィルタに代表される等化器によって、出力値が“0h0h1…hN−10…0”となるように、符号間干渉を利用した波形等化を行う。これにより、記録データ列は、等化後には、多値のデータとなる。拘束長Nが大きくなるほど、より多値となる。 The PR method can be expressed as PR (h 0 , h 1 ,..., H N−1 ) where N is the constraint length. In the PR method, an output value of “0h 0 h 1 ” is output from a signal read from the head by an equalizer typified by a FIR (Finite Impulse Response) filter with respect to the recording data string a k “010... 0”. ... h N-1 0 ... 0 ", waveform equalization using intersymbol interference is performed. As a result, the recording data string becomes multi-valued data after equalization. The greater the constraint length N, the more multivalue.
PR方式では、記録密度等の違いによる再生信号の特性に合わせて、拘束長Nやhi(i=0、1、…、N−1)を変える。初期には、拘束長N=2のPR(1、1)方式が利用されていたが、近年の高密度化をめざす光ディスク装置では、PR(1、2、2、1)方式やPR(1、2、2、2、1)方式が使われることが主流となってきている。 In the PR method, the constraint length N and hi (i = 0, 1,..., N−1) are changed in accordance with the characteristics of the reproduction signal due to the difference in recording density and the like. Initially, the PR (1, 1) method with a constraint length N = 2 was used. However, in recent optical disk devices aiming at higher density, the PR (1, 2, 2, 1) method and PR (1) are used. The use of the 2, 2, 2, 1) method has become mainstream.
図4に、記録波形と、PR方式での出力波形とを示す。記録波形(a)に対して、PR(1、2、2、1)方式の出力波形は、(b)に示すようになり、PR(1、2、2、2、1)方式の出力波形は、(c)に示すようになる。また、それぞれのPR方式のアイパターンを、図5(a)及び(b)に示す。図5(a)は、PR(1、2、2、1)方式のアイパターンであり、図5(b)は、PR(1、2、2、2、1)方式のアイパターンである。このように、2値の記録波形に対して、PR方式の出力波形は多値となる。 FIG. 4 shows a recording waveform and an output waveform in the PR system. For the recording waveform (a), the output waveform of the PR (1, 2, 2, 1) system is as shown in (b), and the output waveform of the PR (1, 2, 2, 2, 1) system Is as shown in (c). In addition, FIGS. 5A and 5B show the PR type eye patterns. FIG. 5A shows a PR (1, 2, 2, 1) type eye pattern, and FIG. 5B shows a PR (1, 2, 2, 2, 1) type eye pattern. In this way, the output waveform of the PR system is multivalued with respect to the binary recording waveform.
拘束長Nの最尤検出器は、N−1の長さの記録データ列ak−N+1、ak−N+2、…、ak−1のパターンに基づいた時刻k−1における状態に対して、時刻kの入力信号系列ykによる状態遷移に基づいて、情報検出を行う。通常、情報記録媒体に記録される記録データ列は、適当な符号化によって、連続する“1”の数と連続する“0”の数とが所定長さに制限される。符号化方式は、記録データ列akの連続する1又は0の最小数である最小ランレングスdによって特徴づけられる。例えば、最も単純な拘束長Nが「2」のPR(1、1)方式で、最小ランレングスd=0の場合の状態遷移は、ak=0を状態S0に、ak=1を状態S1に割り当てるとすると、図6に示すように、等化器の出力に合わせた“0、1、2”の3値基準値で2状態の遷移をする。なお、DC成分を除去した基準値を用いることが一般的であり、これ以降はこの表記に準じて、“0、1、2”を“−1、0、1”と表現する。
Maximum likelihood detector constraint length N, the recording data sequence a k-N + 1, a k-N + 2 of length N-1, ..., with respect to the state at time k-1 based on the pattern of a k-1 , Information detection is performed based on the state transition by the input signal sequence y k at time k. Normally, the number of consecutive “1” s and the number of consecutive “0” s are limited to a predetermined length in a recording data string recorded on the information recording medium by appropriate encoding. The encoding method is characterized by a minimum run length d which is the minimum number of consecutive 1s or 0s of the recording data sequence ak . For example, in the PR (1, 1) method in which the simplest constraint length N is “2” and the minimum run length d = 0, the state transition is as follows: a k = 0 to state S 0 and a k = 1 When assigned to state S 1, as shown in FIG. 6, the
図7に、図6の状態遷移図を時間軸上に展開したトレリス線図を示す。トレリス線図における、各時刻のパスの長さをブランチメトリックと呼ぶ。状態S(k−1)=Si(i=0,1)から、状態S(k)=Sj(j=0,1)に遷移するブランチメトリックは、下記の式1で与えられる。
lk 00=(yk−(−1))2
lk 01=(yk−0)2
lk 10=(yk−0)2
lk 11=(yk−1)2 (1)
FIG. 7 shows a trellis diagram in which the state transition diagram of FIG. 6 is developed on the time axis. In the trellis diagram, the path length at each time is called a branch metric. The branch metric that makes a transition from the state S (k−1) = S i (i = 0, 1) to the state S (k) = S j (j = 0, 1) is given by the following
l k 00 = (y k − (− 1)) 2
l k 01 = (y k −0) 2
l k 10 = (y k −0) 2
l k 11 = (y k −1) 2 (1)
ビタビアルゴリズムでは、トレリス線図でのある時刻kでの1つの状態に入力するパスのうち、時刻k−1までのパスの長さの総和と、時刻kで入力されたykの値とから、それぞれのパスを通った場合のパスの長さを計算し、より小さいパスを選択する操作を行う。ある時刻において、各状態に至るパスの長さの最小値をパスメトリックといい、PR(1、1)方式のパスメトリックは、下記の式2で与えられる。
mk(S0)=min{mk−1(S0)+lk 00,mn−1(S1)+lk 10}
mk(S1)=min{mk−1(S0)+lk 01,mk−1(S1)+lk 11} (2)
In the Viterbi algorithm, among the paths input to one state at a certain time k in the trellis diagram, the total length of the paths up to time k−1 and the value of y k input at time k are used. The length of the path when passing through each path is calculated, and an operation for selecting a smaller path is performed. The minimum value of the path length to reach each state at a certain time is called a path metric, and the PR (1, 1) system path metric is given by the following
m k (S 0 ) = min {m k−1 (S 0 ) + l k 00 , m n−1 (S 1 ) + l k 10 }
m k (S 1 ) = min {m k−1 (S 0 ) + l k 01 , m k−1 (S 1 ) + l k 11 } (2)
mk(S0)は、時刻kにおいて状態S0に遷移するパスの長さの最小値を示している。すなわち、時刻k−1に状態S0に遷移するまでのパスメトリックと、時刻k−1において状態S0から時刻kにS0に遷移するブランチメトリックとの和と、時刻k−1に状態S1に遷移するまでのパスメトリックと、時刻k−1において状態S1から時刻kにS0に遷移するブランチメトリックとの和のうちで、最小となる方が選択される。各時刻において、式2のメトリックを持つパスのみが、最尤パスとなる可能性を有するパスとして残り、パスメトリックが更新される。こうして残されたパスを生き残りパスと呼び、生き残りパスを過去に溯っていくと、ある時点でパスが1本にマージする確率が高くなる。マージしたパスを最尤パスとして検出し、検出データが得られる。拘束長が増えた場合も、ブランチの数が増えるだけで、同じような原理で最尤パスを求めることで検出データを得ることができる。
m k (S 0 ) indicates the minimum value of the length of the path that transitions to the state S 0 at time k. That is, the path metric to a transition to a state S 0 at time k-1, and the sum of the branch metric transition to S 0 from the state S 0 at time k at time k-1, time k-1 to the state S Of the sum of the path metric until the transition to 1 and the branch metric that transitions from state S 1 to time S 0 at time k−1, the smallest one is selected. At each time, only the path having the metric of
ところで、情報の高密度化により、情報記録媒体上のピット形状の歪みが大きくなると、再生波形にアシンメトリなどの非線形歪みが発生するようになる。アシンメトリは、主に記録されたマーク形状に依存して発生する。図8に、アシンメトリのある再生波形の例を示す。アシンメトリが発生すると、再生波形は、図8に示すように、多値のレベルの間隔が、振幅方向にアンバランスになる。最長のマークとスペースとに対する再生波形の値をそれぞれI11H、I11Lとし、最短のマークとスペースに対する再生波形の値をそれぞれI2H、I2Lとすると、アシンメトリは、
0.5×[(I11H+I11L)−(I2H+I2L)]/(I11H−I11L)
で定義される。
By the way, if the distortion of the pit shape on the information recording medium is increased by increasing the information density, nonlinear distortion such as asymmetry occurs in the reproduced waveform. Asymmetry occurs mainly depending on the recorded mark shape. FIG. 8 shows an example of a reproduced waveform with asymmetry. When asymmetry occurs, as shown in FIG. 8, in the reproduced waveform, the interval between the multilevel levels becomes unbalanced in the amplitude direction. If the reproduction waveform values for the longest mark and space are I 11H and I 11L, and the reproduction waveform values for the shortest mark and space are I 2H and I 2L , respectively, the asymmetry is
0.5 * [( I11H + I11L )-( I2H + I2L )] / ( I11H- I11L )
Defined by
PRML方式において、等化器として一般的に用いられるFIRフィルタのような線形フィルタでは、非線形性を低減できない。また、ビタビ検出器の基準値も、アシンメトリのような非線形歪に対して対応できるように設定されていない。アシンメトリのある再生波形は、パターンの粗密に対応した正と負のピークレベルが、中心となる基準値に対して対称にならない、つまりは正負のピークレベルの中心がパターンの粗密によって異なるという非線形な現象が生じる。このため、例えば、PR(1、1)ML方式においては、ビタビ検出器の入力基準レベルは“−1、0、1”となるが、アシンメトリのある波形の場合、入力波形が“−0.8、0.1、1.2”となる可能性がある。この場合、正しい基準値に対して、誤差が“−0.2、0.1、0.2”とそれぞれ異なっており、オフセット補正では完全な補正は行うことができない。各時刻において誤差が生じると、誤ったパスが選択される可能性が高くなり、検出精度を劣化させるという問題がある。更に、記録密度が高くなることによって、再生信号は符号間干渉が増加することから、検出精度の低下を抑えるために高次のPRML方式を用いることがある。この場合、ビタビ検出器の基準値は増加し、その間隔は狭くなるので、同じアシンメトリ量でも、相対的にそのずれは大きくなり再生性能が劣化する。 In the PRML system, nonlinearity cannot be reduced with a linear filter such as an FIR filter generally used as an equalizer. Further, the reference value of the Viterbi detector is not set so as to cope with nonlinear distortion such as asymmetry. The reproduced waveform with asymmetry is non-linear in that the positive and negative peak levels corresponding to the pattern density are not symmetrical with respect to the central reference value, that is, the center of the positive and negative peak levels differs depending on the pattern density. A phenomenon occurs. Therefore, for example, in the PR (1, 1) ML system, the input reference level of the Viterbi detector is “−1, 0, 1”, but in the case of a waveform with asymmetry, the input waveform is “−0. It may be 8, 0.1, 1.2 ". In this case, the errors are different from “−0.2, 0.1, 0.2” with respect to the correct reference value, and complete correction cannot be performed by offset correction. If an error occurs at each time, there is a high possibility that an incorrect path is selected, and there is a problem that the detection accuracy is degraded. Furthermore, since the intersymbol interference increases in the reproduced signal as the recording density increases, a higher-order PRML method may be used to suppress a decrease in detection accuracy. In this case, since the reference value of the Viterbi detector increases and the interval becomes narrow, even with the same asymmetry amount, the deviation becomes relatively large and the reproduction performance deteriorates.
上記した再生性能の劣化を抑制するために、適応PRML方式が提案されている。適応PRML方式については、例えば、非特許文献1に記載されている。適応PRML方式を用いた情報再生装置の構成を、図9に示す。適応PRML方式の情報再生装置は、光ヘッド202、A/D変換器203、PLL回路204、等化器205、ビタビ検出器206、レベル平均値算出器207、タップ係数算出器208、及び、等化目標算出器209を備えている。光ディスク媒体201は、図示しないスピンドルモータにより、等角速度回転或いは等線速度回転で回転する。光ヘッド202は、対物レンズにより、光ディスク媒体201上に記録された情報マークに、集光スポットを照射する。光ヘッド202は、図示しないサーバ回路により、ディスク面と対物レンズとの間の距離、及び、ディスク案内溝と集光スポットの半径位置とが、それぞれ正確に制御される。
In order to suppress the above-described deterioration in reproduction performance, an adaptive PRML method has been proposed. The adaptive PRML method is described in
光ディスク媒体201からの反射光は、情報マークの有無により反射率或いは偏光が変化する。これを、図示しない検出器で検出することにより、再生信号が得られる。再生信号は、A/D変換器203にてディジタル再生信号に変換される。PLL回路204は、A/D変換されたディジタル再生信号を入力し、入力チャネル周波数に同期するように位相制御を行って、固定サンプリングレートのデータ列から補間したリサンプリング信号を出力する。等化器205は、PLL回路204の出力を、外部から設定するPR特性となるように等化する。等化器205におけるタップ係数は、タップ係数算出器208によって制御される。
Reflected light from the optical disk medium 201 changes in reflectance or polarization depending on the presence or absence of an information mark. By detecting this with a detector (not shown), a reproduction signal is obtained. The reproduction signal is converted into a digital reproduction signal by the A /
ビタビ検出器206は、等化器205の出力を入力し、レベル平均値算出器207の出力をビタビ検出におけるブランチメトリック算出時の基準値として最尤検出を行い、記録データ列を検出する。レベル平均値算出器207は、等化器205の出力と検出された記録データ列とに基づいて、記録データ列のパターンに対応する等化器205の出力の平均を算出する。等化目標算出器209は、記録データ列を入力し、記録データ列とPR方式の係数との畳込みにより、等化目標信号を生成して出力する。タップ係数算出器208は、PLL回路204の出力と等化目標算出器209の出力とを入力し、PLL回路204の出力と等化目標算出器209の出力との二乗誤差が最小となるようなタップ係数を算出し、等化器205におけるタップ係数を制御する。
The Viterbi detector 206 receives the output of the
通常のPRML方式では、ビタビ検出におけるブランチメトリック算出時の基準値は、PR方式の係数と記録データ列との畳込みにより算出される、等化器の目標値と同様の値が用いられる。これに対し、適応PRMLでは、ビタビ検出におけるブランチメトリック算出時の基準値に、レベル平均値算出器207によって算出された、記録データ列に対応する等化器205の出力の平均値、すなわち、等化器の出力値を用いる。ブランチメトリック算出時の基準値は、例えば、通常のPR(1、1)方式では“−1、0、1”であるのに対し、適応PRML方式では“−0.8、0.1、1.2”のようになる。これにより、非線形性を有する再生信号にも適応した基準値で最尤検出が行われ、通常のPRML方式に対し再生性能の改善を図ることができる。
しかし、適応PRML方式では、等化器205の目標値は、通常のPRMLと同様としたままであり、ブランチメトリック算出時の基準値を、等化器205からの出力信号に基づいて算出している。非線形が強い信号に対しては、等化器205の目標値と、再生波形との差が大きくなるので、検出性能が劣化する場合がある。また、超解像媒体の再生信号は、非線形性が更に大きくなる。
However, in the adaptive PRML system, the target value of the
本発明は、非線形な再生波形に対する検出性能を改善できる情報再生装置及び情報再生方法を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an information reproducing apparatus and an information reproducing method capable of improving detection performance for a non-linear reproduced waveform.
上記目的を達成するために、本発明の情報生成装置は、情報記録媒体からの再生信号を等化する等化器と、前記等化器で等化された等化再生信号を入力し、ビタビ検出により2値信号を検出するビタビ検出器と、前記等化器における等化目標値を、前記等化器に入力する再生信号に基づいて生成する目標信号生成手段と、前記等化目標値と前記再生信号とから前記等化器のタップ係数を算出するタップ係数算出器とを備えることを特徴とする。 In order to achieve the above object, an information generation apparatus of the present invention receives an equalizer for equalizing a reproduction signal from an information recording medium, and an equalized reproduction signal equalized by the equalizer, A Viterbi detector for detecting a binary signal by detection, a target signal generating means for generating an equalization target value in the equalizer based on a reproduction signal input to the equalizer, and the equalization target value A tap coefficient calculator for calculating a tap coefficient of the equalizer from the reproduced signal.
本発明の情報再生方法は、情報記録媒体からの再生信号を等化し、ビタビ検出により2値信号を再生する情報の再生方法であって、等化の際の等化目標値を、前記等化前の再生信号に基づいて算出することを特徴とする。 The information reproduction method of the present invention is an information reproduction method for equalizing a reproduction signal from an information recording medium and reproducing a binary signal by viterbi detection, wherein the equalization target value at the time of equalization is equalized. The calculation is based on the previous reproduction signal.
本発明の情報再生装置は、情報記録媒体からの再生信号を等化する等化器と、前記等化器で等化された等化再生信号を入力し、ビタビ検出により2値信号を検出するビタビ検出器と、前記等化器における等化目標値を、2次のパーシャルレスポンス係数を用いて算出する目標信号生成手段と、前記等化目標値と前記再生信号とから前記等化器のタップ係数を算出するタップ係数算出器とを備えることを特徴とする。 An information reproducing apparatus of the present invention receives an equalizer for equalizing a reproduction signal from an information recording medium, and an equalized reproduction signal equalized by the equalizer, and detects a binary signal by viterbi detection. A Viterbi detector; target signal generating means for calculating an equalization target value in the equalizer using a second-order partial response coefficient; and a tap of the equalizer from the equalization target value and the reproduction signal And a tap coefficient calculator for calculating a coefficient.
本発明の情報再生方法は、情報記録媒体からの再生信号を等化し、ビタビ検出により2値信号を再生する情報の再生方法であって、等化の際の等化目標値を、2次のパーシャルレスポンス係数を用いて算出することを特徴とする。 The information reproduction method of the present invention is an information reproduction method for equalizing a reproduction signal from an information recording medium and reproducing a binary signal by viterbi detection. The equalization target value at the time of equalization is set to a secondary value. It is calculated using a partial response coefficient.
本発明の情報再生装置及び情報再生方法では、非線形な再生波形に対しても、検出性能を改善できる。 With the information reproducing apparatus and information reproducing method of the present invention, the detection performance can be improved even for non-linear reproduced waveforms.
以下、図面を参照し、本発明の実施例を詳細に説明する。図1は、本発明の第1実施例の情報再生装置の構成を示している。情報再生装置は、光ヘッド102、A/D変換器103、PLL回路104、等化器105、ビタビ検出器106、レベル平均値算出器107、タップ係数算出器108、及び、等化目標算出器109を有する。図9に示す情報再生装置では、レベル平均値算出器207は、等化器205の出力信号を入力信号として用いている。これに対し、本実施例の情報再生装置では、レベル平均値算出器107の入力信号に、PLL回路104の出力、すなわち、等化器105の入力を用いる。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows the configuration of an information reproducing apparatus according to the first embodiment of the present invention. The information reproducing apparatus includes an
光ディスク媒体101は、図示しないスピンドルモータにより、等角速度回転或いは等線速度回転で回転する。光ヘッド102は、対物レンズにより、光ディスク媒体101上に記録された情報マークに、集光スポットを照射する。光ヘッド102は、図示しないサーバ回路により、ディスク面と対物レンズとの間の距離、及び、ディスク案内溝と集光スポットの半径位置とが、それぞれ正確に制御される。光ディスク媒体101からの反射光は、情報マークの有無により反射率或いは偏光が変化する。これを、図示しない検出器で検出することにより、再生信号が得られる。
The
A/D変換器103は、再生信号を、ディジタル再生信号に変換する。PLL回路104は、A/D変換されたディジタル再生信号を入力し、入力チャネル周波数に同期するように位相制御を行って、固定サンプリングレートのデータ列から補間したリサンプリング信号を出力する。A/D変換器103とPLL回路104との順序については、これを逆にした構成としてもよい。等化器105は、PLL回路104の出力を、外部から設定するPR特性となるように等化する。等化器105におけるタップ係数は、タップ係数算出器108によって制御される。等化器105に至る信号経路に、信号の周波数特性等を補正するプリ等化器を設けることも可能である。
The A /
ビタビ検出器106は、等化器105の出力を入力し、最尤検出を行って、記録データ列を検出する。ビタビ検出器106は、ビタビ検出におけるブランチメトリック算出時の基準値に、レベル平均値算出器107の出力を用いる。レベル平均値算出器107は、PLL回路104の出力と、ビタビ検出器106によって検出された記録データ列とに基づいて、ビタビ検出器106における記録データ列と基準値との関係を、記録データ列のパターンごとに、対応するPLL回路104の出力を平均して算出する。等化目標算出器109は、記録データ列と、レベル平均値算出器107の出力とを入力し、記録データ列のパターンに対応する等化目標信号を生成する。タップ係数算出器108は、PLL回路104の出力と等化目標算出器109が生成した等化目標信号とに基づいて、PLL回路104の出力と等化目標算信号との二乗誤差が最小となるようなタップ係数を算出し、等化器105に出力する。
The
レベル平均値算出器107の動作について説明する。レベル平均値算出器107は、ビタビ検出器106におけるパスメトリック算出時の基準値を、PLL回路104の出力と記録データ列とから算出する。なお、ビタビ検出器106で検出した記録データ列は、光ディスク媒体101に記録された記録データ列とは必ずしも一致するわけではないが、ここでは、同一であるとして説明する。レベル平均値算出器107が算出する基準値の数は、ビタビ検出器106における状態遷移の数となり、状態遷移で考慮する記録データ長Mと、記録符号の参照ランレングスdとに応じて定まる。記録データ長Mは、PRMLにおけるPRの拘束長と同意である。
The operation of the level
図2に、ビタビ検出器106での状態遷移図を示す。記録データ長Mを「5」、最小ランレングスdを「1」とすると、記録データのパターンは16通りとなり、ビタビ検出器106での状態遷移図は、図2に示すようになる。同図において、「状態S」の添字は各状態における記録データのパターン“ak−4、ak−3、…、ak”を示している。レベル平均値算出器107は、各時刻において、入力された記録データ列akのパターン“ak−4、ak−3、…、ak”を判別し、パターンごとにPLL回路104の出力を平均化する。記録列のパターン“ak−M+1、ak―M+2、…、ak”に対するPLL回路104の出力をwk(ak―M+1ak―M+2…ak)と表すと、例えば、記録データ列akのパターンが“00000”に対する基準値x[00000]は、式3によって求められる。
x[00000]=E[wk(00000)] (3)
ここで、E[wk(ak―M+1ak―M+2…ak)]は、wk(ak―M+1ak―M+2…ak)の時間平均を取ることを意味する演算子である。
FIG. 2 shows a state transition diagram in the
x [00000] = E [w k (00000)] (3)
Here, E [w k (a k−M + 1 a k−M + 2 ... A k )] is an operator that means taking a time average of w k (a k−M + 1 a k−M + 2 ... A k ). is there.
レベル平均値算出器107は、式3と同様な計算により、全ての状態遷移に対してPLL回路104の出力の平均値を求める。なお、通常のPRML方式では、例えば、x[00111]とx[11100]とは一致しており、16通りの状態遷移に対して、基準値は9通りに縮退している。本実施例においても、通常のPRML方式で同じ基準値をとる状態遷移をまとめ、基準値の数を減らすことができる。例えば、x[00111]とx[11100]とを区分せずに平均値を算出し、或いは、パターンごとに求めた平均値の加算平均を取ることで、基準値を9通りに減らすこともできる。
The level
レベル平均値算出器107の出力は、等化目標算出器109にも入力される。等化目標算出器109は、等化器105のタップ係数を求めるための、記録データに対する等化器105の目標信号zkを生成する。等化目標算出器109は、レベル平均値算出器107にて算出されたパターンごとの基準値の中から、各時刻において入力された記録データ列akの長さ「5」のパターン“ak−4、ak−3、…、ak”に対応する基準値x[ak−4ak―3…ak]を、等化目標信号Zkとして出力する。
The output of the level
タップ係数算出器108は、等化目標算出器109で生成された等化目標信号zkを用いて、等化器105におけるタップ係数を求める。具体的には、等化器105のタップ係数をcuとし、タップ数をNtとして、
Cu(k+1)=Cu(k)−μ×(ΣcNt−1−u×wk−u−zk)×w(k−u) (0≦u≦Nt−1) (4)
により、タップ係数を求める。ここで、式4におけるμはタップ係数を収束させる時間を定める係数である。タップ係数算出器108は、式4に従って、等化器105の出力と等化目標値Zkとの誤差(ΣcNt−1−u×wk−u−zk)が減衰するように、タップ係数を演算する。等化器105は、式4に従って算出されたタップ係数cuと、PLL回路104の出力wkとの畳込みに等化出力信号を生成する。
The
C u (k + 1) = C u (k) −μ × (Σc Nt−1−u × w k−u −z k ) × w (ku) (0 ≦ u ≦ Nt−1) (4)
Thus, the tap coefficient is obtained. Here, μ in
等化目標算出器109による等化目標値の演算は、逐次的に行う。ただし、信号特性の変化が少ない場合であれば、ある時点で求めた等化目標値を固定し、以降は等化目標値を固定値とすることも可能である。また、以上の説明では、タップ係数の演算に、最小2乗平均の原理を用いるLMS法による最適化を用いたが、RLS法など、一般に知られる他の最適化手法を用いることもできる。
The calculation of the equalization target value by the
続いて、本実施例における検出性能の一例について説明する。表1に、アシンメトリが異なる再生波形を用いて、本実施例及び通常の適応PRML(PR(1、2、2、2、1)等化+16値適応ビタビ検出器)方式の誤り率を求めた結果を示す。測定では、アシンメトリが異なる信号が記録された光ディスクROM媒体を、十分な再生パワで再生し、検出系の雑音や媒体雑音が無視できる状態で、波形のアシンメトリによる非線形歪に依存する特性だけを主に評価した。
表1から、本実施例では、通常の適応PRML方式に比べて、アシンメトリの特性にかかわらず、誤り率を向上できることがわかる。これは、等化器105での目標値を、通常の適応PRML方式ではPR(1、2、2、2、1)方式として定めているが、本実施例では等化前の信号を用いて求めることにより、等化前の信号の特性に合わせた等化が行われることで、改善効果が得られているからであると考えられる。
From Table 1, it can be seen that in this embodiment, the error rate can be improved regardless of the characteristics of the asymmetry as compared with the normal adaptive PRML system. This is because the target value in the
次に、上記で用いた再生波形に対して、ビタビ検出器106のパスメトリック算出時の基準値の数(等化器105の目標値の数)を、16値全ての場合と9値に縮退させた場合とのそれぞれについて、誤り率を求めた結果を表2に示す。
効果について説明する。本実施例では、等化器105の等化目標値を、等化器105の入力信号に基づいてレベル値を算出するレベル平均値算出器107の出力値に基づいて求める。このように、等化目標値を、等化前の信号を用いて求めることで、等化目標値自体が、通常の適応PRML方式に比べて等化前の信号に近くなる。これにより、等化器105にて良好な等化ができ、検出性能を向上させることができる。また、本実施例では、レベル平均値算出器107の出力値に基づいて、ビタビ検出器106における基準値を決定する。このようにすることで、等化目標値と、ブランチメトリック計算時の基準値とを一致させることができ、ビタビ検出器106での更なる検出性能向上が可能である。
The effect will be described. In this embodiment, the equalization target value of the
なお、本実施例では、状態遷移で考慮する記録データ長Mを「5」とし、最小ランレングスdを「1」としたが、Mが「5」以外の場合やdが「1」以外の場合にも適用可能である。ただし、Mを大きくすると、性能の向上に対して回路量が大きく増加することになるので、通常は、Mは「5」以下で十分効果が得られる。 In this embodiment, the recording data length M considered in the state transition is set to “5” and the minimum run length d is set to “1”. However, when M is other than “5” or d is other than “1”. It is also applicable to cases. However, if M is increased, the circuit amount greatly increases with respect to the improvement in performance. Usually, a sufficient effect is obtained when M is “5” or less.
図3は、本発明の第2実施例の情報再生装置の構成を示している。本実施例の情報再生装置は、図1に示す第1実施例の情報再生装置におけるレベル平均値算出器107を、係数算出器110に置き換えた構成である。本実施例では、等化目標算出器109は、2次のパーシャルレスポンスを用いて、等化目標値を算出する。また、ビタビ検出器106は、2次のパーシャルレスポンスを用いて、ブランチメトリック計算時の基準値を設定する。係数算出器110は、PLL回路104が出力する等化前の再生信号と、ビタビ検出器106が出力する検出データとから、2次のパーシャルレスポンスの各係数を算出する。通常のPRML方式では、パーシャルレスポンスの1次成分のみを用いている。これに、2次成分を加えることで、非線形な波形を表現することが可能となる。
FIG. 3 shows the configuration of the information reproducing apparatus of the second embodiment of the present invention. The information reproducing apparatus of this embodiment has a configuration in which the level
係数算出器110は、パーシャルレスポンスの1次成分(h1_i)と、2次成分(h2_i,j)とを算出する。通常のPRMLでは、1次成分h1_iは、あらかじめ定められているのが通常であり、例えば、PR(1、2、2、2、1)の場合は、h1_1=1,h1_2=2,h1_3=2,h1_4=2,h1_5=1と定められている。h2_i,jが本実施例において新たに加えられた2次成分である。等化目標算出器109は、等化目標値zkを、記録データ列akを用いて、下記式5により算出する。
ビタビ検出器106についても、式5を用いて、ブランチメトリック算出の際の基準値を算出する。なお、本実施例においては、1次成分h1_i及び2次成分h2_i,jを、係数算出器110を用いて、実際の再生波形の特性に応じて決定することとするが、これらに、あらかじめ定めた値を用いることもできる。その場合には、図3に示す構成から、係数算出器110を省き、等化目標算出器109及びビタビ検出器106に、あらかじめ定めておいた1次成分h1_i及び2次成分h2_i,jを記憶させておけばよい。
For the
ここで、高い検出性能を実現するには、等化によるノイズの上昇を抑制することが不可欠である。等化によるノイズの上昇は、等化前の再生信号と等化目標値との差が大きいほど顕著となる。このため、等化前の再生信号にできるだけ近い等化目標値を選択することが必要となる。等化前の再生信号にできるだけ近い等化目標値を選択することは、等化前のリサンプルデータwkと等化目標値zkとの二乗誤差を最小とすることと同意である。すなわち、係数算出器110にて、ε=E[(wk−zk)2]を最小とするh1_i、h2_i,jを求めればよい。 Here, in order to realize high detection performance, it is essential to suppress an increase in noise due to equalization. The increase in noise due to equalization becomes more significant as the difference between the reproduction signal before equalization and the equalization target value increases. For this reason, it is necessary to select an equalization target value as close as possible to the reproduction signal before equalization. Selecting an equalization target value as close as possible to the reproduction signal before equalization is equivalent to minimizing the square error between the resampled data w k before equalization and the equalization target value z k . That is, at the coefficient calculator 110, ε = E [(w k -z k) 2] and to minimize h 1_i, h 2_i, may be obtained and j.
ベクトルAk、ベクトルHを、それぞれ、
Ak=[ak,ak−1,ak−2...ak×ak,ak×ak−1..ak×ak−4...ak−4×ak−4]
H=[h1_1,h1_2,h1_3...h2_1,1,h2_1,2,,h2_1,5...h2_5,5]で定義すると。この場合、等化目標値zkは、
zk=Ak×HT(HTはHの転置ベクトル)
で表現できる。従って、
ε=E[(wk−zk)2]=E[(wk−Ak×HT)2]
となり、εを最小とするHを求めることは、良く知られた通常の最小二乗誤差問題に帰着される。
A vector A k and a vector H are respectively
A k = [a k , a k−1 , a k−2 . . . a k × a k , a k × a k−1 . . a k × a k-4 . . . a k-4 × a k-4 ]
H = [h 1_1 , h 1_2 , h 1_3 . . . h2_1,1 , h2_1,2 , h2_1,5 . . .
z k = A k × H T (H T is a transposed vector of H)
Can be expressed as Therefore,
ε = E [(w k −z k ) 2 ] = E [(w k −A k × H T ) 2 ]
Thus, obtaining H that minimizes ε results in a well-known ordinary least square error problem.
ROM媒体を用いて、通常の適応型PRML(PR(1、2、2、2、1)+適応ビタビ)と、2次のパーシャルレスポンスに基づいて等化目標値とパスメトリック算出時の基準値とを定めた場合の検出性能比較を行った。ROM媒体として、深さ60nmのピットが、最短ピット長0.1μm、トラックピッチ0.4μmで形成された、厚さ0.6mmのPC(ポリカーボネート)基板上に相変化型の超解像層を付加した媒体を用いた。このROM媒体を、波長405nm、対物レンズの開口数0.65の光ヘッドにより再生した。ROM媒体に形成されたデータパタンは既知のものとし、実際に誤り率を測定して検出性能を比較した。この条件では、最短ピット長が光学的なカットオフよりも短いために、通常の再生パワ(0.5mW)ではデータの検出を行うことができなかったが、再生パワを3mWとした場合には、超解像効果によりデータの検出を行うことが可能となった。 Using ROM medium, normal adaptive PRML (PR (1, 2, 2, 2, 1) + adaptive Viterbi) and reference value when calculating path metric based on secondary partial response Comparison of detection performance was performed. As a ROM medium, a phase change type super-resolution layer is formed on a PC (polycarbonate) substrate having a thickness of 0.6 mm, in which pits having a depth of 60 nm are formed with a minimum pit length of 0.1 μm and a track pitch of 0.4 μm. The added medium was used. This ROM medium was reproduced by an optical head having a wavelength of 405 nm and an objective lens numerical aperture of 0.65. The data pattern formed on the ROM medium is assumed to be known, and the error rate is actually measured to compare the detection performance. Under this condition, since the shortest pit length is shorter than the optical cutoff, data cannot be detected with normal playback power (0.5 mW), but when the playback power is set to 3 mW. The data can be detected by the super-resolution effect.
通常の適応PRML方式では、目標値の算出では、1次成分は(h1_1,h1_2,h1_3,h1_4,h1_5)=(1,2,2,2,1)とし、2次成分はh2_i,j=0として、式5より目標値を算出した。また、本実施例の適応PRML方式では、1次成分は(h1_1,h1_2,h1_3,h1_4,h1_5)=(0.8,1.2,1.4,1.2,0.8)とし、2次成分は(h2_1,3,h2_2,4,h2_3,4,h2_3,5)=(0.07,0.1,0.13,0.15)として、式5より、目標値を算出した。表3に通常の適応PRML方法と本実施例に基づく再生方法との誤り率の比較を示す。
上記では、2次成分h2_i,j成分として、h2_1,3、h2_2,4、h2_3,4、h2_3,5の4つのみを定義し、後の成分は全て0とした。拘束長5のビタビ検出では最大5×5=25種類の2次成分を定義し得る。しかしながら、種々の再生波形の解析を行った結果、検出性能に顕著な影響を及ぼす成分はほとんどの場合5個以下であることが確認できた。不必要に多くの2次のパーシャルレスポンス成分を定義することは、回路規模の増加につながるため、2次成分は5個程度にとどめておくことが望ましい。 In the above, the second-order component h 2_I, as component j, h 2_1,3, h 2_2,4, h 2_3,4, define only four h 2_3,5, component later were all zero. In Viterbi detection with a constraint length of 5, a maximum of 5 × 5 = 25 types of secondary components can be defined. However, as a result of analyzing various reproduced waveforms, it was confirmed that the number of components that significantly affect the detection performance is almost 5 or less in most cases. Defining an unnecessarily large number of secondary partial response components leads to an increase in circuit scale, so it is desirable to limit the number of secondary components to about five.
本実施例では、パーシャルレスポンスの2次成分を考え、これを等化目標値の算出に用いた。2次成分を用いることで、非線形性を有する再生信号についても、等化目標値と再生信号波形との差を小さくすることができ、ビタビ検出性能を向上することができる。また、パーシャルレスポンスの係数を、等化前のPLL回路104の出力に基づいて計算することで、等化前のサンプルデータと等化目標値との二乗誤差を小さくすることができ、等化によるノイズの上昇を抑制して、高い検出性能を得ることができる。
In the present embodiment, a secondary component of the partial response is considered and used for calculating the equalization target value. By using the secondary component, the difference between the equalization target value and the reproduction signal waveform can be reduced even for a reproduction signal having nonlinearity, and the Viterbi detection performance can be improved. Further, by calculating the coefficient of the partial response based on the output of the
なお、第1実施例では、レベル平均値算出器107にて算出された平均値を、ビタビ検出器106に入力し、ビタビ検出器におけるブランチメトリック算出時の基準値と、等化目標値とを一致させているが、ブランチメトリック算出時の基準値と等化目標値とは、必ずしも一致している必要はない。ビタビ検出器でのブランチメトリック算出時の基準値については、図9に示すレベル平均値算出器207を用いて、等化器105の出力を用いて決定してもよい。また、第2実施例でのブランチメトリック算出時の基準値についても、必ずしも等化目標値と一致させる必要はない。例えば、図1に示すレベル平均値算出器107で算出された平均値に基づいて決定してもよく、或いは、図9に示すレベル平均値算出器207で算出された平均値に基づいて決定してもよい。
In the first embodiment, the average value calculated by the level
以上、本発明をその好適な実施例に基づいて説明したが、本発明の情報再生装置及び情報再生方法は、上記実施例にのみ限定されるものではなく、上記実施例の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。 Although the present invention has been described based on the preferred embodiments, the information reproducing apparatus and information reproducing method of the present invention are not limited to the above embodiments, and various modifications can be made from the configuration of the above embodiments. Further, modifications and changes are also included in the scope of the present invention.
101:光ディスク媒体
102:光ヘッド
103:A/D変換器
104:PLL回路
105:等化器
106:ビタビ検出器
107:レベル平均値算出器
108:タップ係数算出器
109:等化目標算出器
110:係数算出器
101: optical disk medium 102: optical head 103: A / D converter 104: PLL circuit 105: equalizer 106: Viterbi detector 107: level average value calculator 108: tap coefficient calculator 109: equalization target calculator 110 : Coefficient calculator
Claims (22)
前記等化器で等化された等化再生信号を入力し、ビタビ検出により2値信号を検出するビタビ検出器と、
前記等化器における等化目標値を、前記等化器に入力する再生信号に基づいて生成する目標信号生成手段と、
前記等化目標値と前記再生信号とから前記等化器のタップ係数を算出するタップ係数算出器とを備えることを特徴とする情報再生装置。 An equalizer for equalizing a reproduction signal from an information recording medium;
A Viterbi detector for inputting an equalized reproduction signal equalized by the equalizer and detecting a binary signal by Viterbi detection;
Target signal generation means for generating an equalization target value in the equalizer based on a reproduction signal input to the equalizer;
An information reproduction apparatus comprising: a tap coefficient calculator that calculates a tap coefficient of the equalizer from the equalization target value and the reproduction signal.
前記等化器で等化された等化再生信号を入力し、ビタビ検出により2値信号を検出するビタビ検出器と、
前記等化器における等化目標値を、2次のパーシャルレスポンス係数を用いて算出する目標信号生成手段と、
前記等化目標値と前記再生信号とから前記等化器のタップ係数を算出するタップ係数算出器とを備えることを特徴とする情報再生装置。 An equalizer for equalizing a reproduction signal from an information recording medium;
A Viterbi detector for inputting an equalized reproduction signal equalized by the equalizer and detecting a binary signal by Viterbi detection;
Target signal generation means for calculating an equalization target value in the equalizer using a secondary partial response coefficient;
An information reproduction apparatus comprising: a tap coefficient calculator that calculates a tap coefficient of the equalizer from the equalization target value and the reproduction signal.
等化の際の等化目標値を、前記等化前の再生信号に基づいて算出することを特徴とする情報再生方法。 An information reproduction method for equalizing a reproduction signal from an information recording medium and reproducing a binary signal by viterbi detection,
An information reproduction method characterized in that an equalization target value at the time of equalization is calculated based on the reproduction signal before equalization.
等化の際の等化目標値を、2次のパーシャルレスポンス係数を用いて算出することを特徴とする情報再生方法。 An information reproduction method for equalizing a reproduction signal from an information recording medium and reproducing a binary signal by viterbi detection,
An information reproduction method, characterized in that an equalization target value at the time of equalization is calculated using a secondary partial response coefficient.
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- 2007-06-04 JP JP2007148312A patent/JP2008300023A/en active Pending
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