JP2008294847A - 高周波回路および無線タグ - Google Patents

Abstract

【課題】周りの誘電体から受ける影響を取り除いて取り付け対象物を選ばずに良好な通信特性が得られる高周波回路および無線タグを提供する。
【解決手段】ＲＦＩＤタグチップ１とアンテナ放射部３との接続間に、当該ＲＦＩＤタグ上の伝送波長短縮率と周りの波動インピーダンスの変化とを打ち消す伝送線路２ａ，２ｂとクローズスタブ４からなる整合回路を設けている。
【選択図】 図８

Description

この発明は、周りの誘電体の影響を考慮した高周波回路および無線タグに関する。

無線通信において電波信号を送受信するアンテナは、一般的に送受信する電波の周波数に対し放射（受信含む）効率の高くなる周波数帯域を持っている。そのため、無線通信の周波数に合わせてアンテナは設計される。従来のアンテナ技術においては、アンテナの汎用性を高めるためアンテナの周波数帯域を広げるための検討が行われており、広い周波数帯域を持つアンテナは広帯域アンテナと呼ばれる。

無線タグたとえばＲＦＩＤタグに使われる周波数は各国の電波法により規定されており、例えばUHF帯においては欧州では867MHz前後、米国では915MHz前後、日本では953MHz前後となっており、欧州と日本ではその周波数（波長）に10％程度の違いがある。このためＲＦＩＤアンテナにおいても周波数帯域を広げる検討が行われている。

一方、ＲＦＩＤタグは、一般に何らかの物体に取り付けられ、その物体のロケーションを追跡することに使われるため、物体の比誘電率の影響によってアンテナの特性が変わる。この問題は取り付ける物体に合わせてＲＦＩＤアンテナを設計することで解決する。しかし、ＲＦＩＤアンテナの多品種少量生産をすることになるため、ＲＦＩＤタグのコスト増加を招く。このため、取り付け対象の物体を選ばない汎用可能なＲＦＩＤタグが求められている。

なお、比誘電率の影響の一端は伝送波長の変化として現れるため、比誘電率の影響の対策としてＲＦＩＤアンテナに広帯域アンテナを採用する方法が提案されている。（例えば特許文献１）
ただし、この提案においては、誘電体がアンテナに及ぼす影響については電波の波長の変化のみを考慮している。これは、波長のみの変化（周波数の変化）はスミスチャートなどで一目で見て取れることや、過去に蓄積されたアンテナの広帯域化技術を応用できることにも由来する。つまり、広帯域アンテナの測定・評価手段や設計手法がある程度充実しているためである。

一方、誘電体の影響により変化するのは電波の波長だけではない。誘電体が影響を及ぼす範囲の空間の波動インピーダンスも変化する。しかし、波動インピーダンスの変化が及ぼす影響については、従来、何も考慮されていないのが実情である。

また、従来提案されている広帯域アンテナは、給電点に接続する素子のインピーダンスの虚部が0値である場合に、広帯域で整合するアンテナが一般的である。一方、ＲＦＩＤタグ用チップは、安価であることが求められるため、一般に整合回路を持たない。そのため、ＲＦＩＤタグ用チップのインピーダンスは、その実部の絶対値と比較して絶対値の大きい負の虚部を持つ（例えば非特許文献１）。
特開２００６−２３５８２５号公報 平成１７年度エネルギー使用合理化電子タグシステム開発調査事業(UHF帯電子タグの製造技術及び実装技術の開発)報告書 第１分冊 http://www.meti.go.jp/policy/it_policy/tag/tagtyousakenkyuu(hibiki).htm http://www.meti.go.jp/policy/it_policy/tag/tag_pdf/hibiki1.pdf （８８頁）

ＲＦＩＤタグが取り付け対象を選ばずに良好な通信特性を持つには、アンテナインピーダンスとＲＦＩＤ用チップのインピーダンスを取り付け対象を選ばずに整合させる必要がある。この点について、従来、何も考慮されていない。

この発明は上記の事情を考慮したもので、その目的は、周りの誘電体から受ける影響を取り除いて取り付け対象を選ばずに良好な通信特性が得られる高周波回路および無線タグを提供することである。

本発明に係る高周波回路は、第１素子と第２素子とを伝送線路により接続してなる高周波回路において、当該回路上の伝送波長短縮率と周りの波動インピーダンスの変化とを打ち消す整合手段を備えている。

この発明の高周波回路によれば、周りの誘電体から受ける影響を取り除くことができ、これにより取り付け対象を選ばずに良好な通信特性が得られる。

以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
［１］基本構成
高周波回路たとえばＲＦＩＤタグ（無線タグ）の基本構成を図１に示す。第１素子であるＲＦＩＤタグチップ（無線タグチップ）１に伝送線路２ａ，２ｂを介して送受信用の第２素子であるアンテナ放射部（受信含む；電波放射部ともいう）３が接続されている。さらに、伝送線路２ａ，２ｂとアンテナ放射部３との接続点に、クローズスタブ４が接続されている。

上記伝送線路２ａ，２ｂおよびクローズスタブ４は、ＲＦＩＤタグチップ１とアンテナ放射部３との接続間にある整合回路（整合手段）として機能する。

このＲＦＩＤタグの等価回路を図２に示す。すなわち、アンテナ放射部３とクローズスタブ４との並列回路が伝送線路２ａ，２ｂを介してＲＦＩＤタグチップ１に接続された状態にあり、アンテナ放射部３のインピーダンスをZa、クローズスタブ４のインピーダンスをZac、ＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスをZp、伝送線路２ａ，２ｂ相当の長さをLoで表している。

ＲＦＩＤタグチップ１がアンテナ放射部３と整合するためには、Zpの複素共役と給電点を近い値にする必要がある。

一般に、アンテナは、その使用用途によって必要な指向性が決まり、その指向性を実現するための形状も制限される。結果、アンテナ放射部３のインピーダンスZaも使用用途によりおおむね決まってしまう。よって、ここでは、アンテナ放射部３のインピーダンスZaを既知のものとする。また、ＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスZpも既知のものとする。

本実施形態では、ZaとZpが既知の場合の、周りの誘電体の影響を受け難いＲＦＩＤアンテナの設計の考え方を示す。

ここで、クローズスタブ４とアンテナ放射部３との接続点のインピーダンスをZacとし、ＲＦＩＤタグチップ１側からアンテナを見た給電点のインピーダンスをZaclとすると、ZaclはZacおよびZoにより数式１のように表される。

ここで、複素数ZacをRZac + j×IZacとすると、Zaclの実部は数式２、虚部は数式３のように表される。

ここで、tanβLoが“0”から“1”前後程度であり、かつ|Zac|に比べZoが十分に大きい場合、数式２は数式４で近似でき、数式３は数式５で近似できる。

尚、tanβLoが“0”から“1”前後程度となるのは、線路長Loが該当線路内の波長の1/8前後以下の場合である。

ここで、ＲＦＩＤタグの周辺の誘電体がＲＦＩＤアンテナに与える影響をアンテナ素子上の実効比誘電率εeffで表す。この場合、アンテナ素子上の波長短縮率は数式６で表される。

なお、参考として、主な物質の比誘電率を図３に示す。誘電率εと真空の比誘電率εoとの比ε／εoを比誘電率とよぶ。比誘電率は無次元量であり、用いる単位系によらず、一定の値をとる。

また、伝送線路２ａ，２ｂにおける伝送波長のみの影響を受けた特性インピーダンスの値を数式７で表し、伝送波長のみの影響を受けたZacの変化を数式８のように表す。

この場合、Zo、Zacの実効比誘電率εeffに対する変化を、本実施形態では数式７および数式８を用いて数式９および数式１０のように表すものとする。

尚、数式９および数式１０における括弧内の値の変化は、実効比誘電率の変化による伝送波長短縮率の影響を示している。また数式９および数式１０における分母は、実効比誘電率の変化によるアンテナ空間周辺の波動インピーダンスの変化による影響を示している。

尚、数式９が示すZoと実効比誘電率εeffの関係は、伝送線路の特性として知られており、数式１０が示すZacと実効比誘電率εeffの関係は、実測もしくは電磁界シミュレータの算出結果などから見出したものである。

上記したようにＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスZpはその実部の絶対値と比較して絶対値の大きい負の虚部を持つ。よって、ZpとZaclの整合を考える場合、まずZpの複素共役の虚部を、Zaclの虚部の近似式である数式５と一致させることを考える。

ここで、実効比誘電率εeffが変化した場合のZaclの虚部は、数式５のβに数式６を代入し、Zoに数式９を代入し、Zacに数式１０を代入することで表すことができる。ここで、|ZacW|に比べZoWが十分に大きい場合、数式５の括弧内の値はほぼ“1”となるため、実効比誘電率εeffが変化した場合のZaclの虚部は数式１１のようになる。

ここで、tan(βoLo√εeff)がゼロから1前後程度と考え、

のように近似すると、数式１１は数式１３のように近似される。

数式１３から、Zaclの虚部に対し実効比誘電率εeffが与える影響は特性インピーダンスZoWに対する伝送波長の変化のみとなっていることが分かる。これは、数式１１におけるtan(βoLo√εeff)の実効比誘電率εeffに対する変化と、分母√εeffで表される波動インピーダンスの変化による影響が打ち消しあった結果である。

ZoWは、伝送線路２ａ，２ｂの特性インピーダンスである。例えば、伝送線路２ａ，２ｂがコプレーナ・ストリップ線路である場合、伝送波長が変化しても伝送線路２ａ，２ｂの特性インピーダンスは一定である。すなわち、ZoW(λo/√εeff)=ZoWとなる。よってtan(βoLo√εeff)が“0”から“1”前後程度で、かつ|ZacW|に比べZoWが十分に大きい場合、数式１３が成立し、Zaclの虚部は実効比誘電率εeffによらず一定となる。

尚、上記ZoWの伝送線路２ａ，２ｂが伝送波長の変化に対してロバストな特性を持つ線路断面を有するものであれば、tan(βoLo√εeff)が“0”から“1”前後程度で、かつ|ZacW|に比べZoWが十分に大きい場合、Zaclの虚部は実効比誘電率εeffの変化に対しロバストな特性をもつ。

上記したように、アンテナ放射部３とＲＦＩＤタグチップ１を整合させるには、ZaclをＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスZpの複素共役と一致させる必要がある。つまり、−Im[Zp]を数式１１と一致させる。このことから、アンテナ放射部３とクローズスタブ４の接続点からＲＦＩＤタグチップ１の給電点までをつなぐ伝送線路２ａ，２ｂの長さLoは数式１４で求まる。

尚、tanの逆関数は複数の値を持つが、ここではその複数の値のうち、“0”以上で最も小さい値からLoを求めるものとする。

ここで、特性インピーダンスZoWを決定する線路断面の構造は既知とし、ＲＦＩＤアンテナの設計において考慮する実効比誘電率の範囲をε1からε2とした場合、Zpと上記２種類のεeffを数式１４に代入すると、２種類の線路長Lo1，Lo2が求まる。実際の線路長は、これら２つの値の範囲内で定めればよい。尚、特性インピーダンスZoWが大きければ大きいほど、数式１1のtanの一般角は小さくなり、数式１２が成立する。その結果、ε1の時とε2の時のIm[Zacl]の変化が小さくなり、線路長Lo1，Lo2の差も小さくなる。このことから、上記ZoWは，アンテナ指向性などのアンテナ特性に影響を与えない範囲でなるべく大きくすることが望ましい。

一方、特性インピーダンスZoWが大きいほど、線路長Lo1，Lo2の値は小さくなることが数式１４から分かる。そして、一般に、伝送線路２ａ，２ｂに大きな特性インピーダンスを与えるためには、大きな線路間隔が必要となる。仮に、線路長Lo1の値が上記ZoWを実現するために必要な伝送線路２ａ，２ｂの線路間隔よりも小さい場合、伝送線路２ａ，２ｂの特性は安定しない。よって、伝送線路２ａ，２ｂの特性の安定性を考慮する場合、Loは伝送線路２ａ，２ｂの線路間隔より十分に大きな値であることが望ましい。以上から、上記ZoWの上限は、伝送線路２ａ，２ｂの線路間隔と長さによって制限されることが分かる。

ここで、参考までに、Zaclの虚部が周波数の変化に対しロバストとなる条件について数式５を利用して考える。周波数fに対するZaclの虚部の変化は、数式５、数式９、および数式１０から数式１５のように表される。

ここで、εeffは“1”とし、ZoW(λ)は上記の通り伝送波長の変化に対し一定とする。そのため、周波数fに対する（すなわち伝送波長λに対する）Zaclの虚部の変化を小さくするためには、“tanβo(λo/λ)Lo”の変化を数式１５の括弧内の値の変化で打ち消す必要がある。よって、|ZacW|がZoWに対しある程度の大きさとなる必要がある。例えば、
“tanβo(λo/λ)Lo”が“0.5”から“1”まで変化する場合、|ZacW|/ZoWは“0”から“0.707”程度に変化する必要がある。|ZacW|/ZoWが“0.707”となる場合、|ZacW|に比べZoWが十分に大きいとはいえない。

すなわち、Zaclの虚部が実効比誘電率εeffの変化に対しロバストとなる条件
(｜ZacW｜に比べてZoWが十分に大きいこと)と、周波数の変化に対しロバストとなる条件は、トレードオフの関係にあることが分かる。

尚、実効比誘電率εeffの変化に対しロバストな条件と、周波数の変化に対しロバストな条件の違いは、当然アンテナの形状にも顕在化する。周波数の変化に対しロバストなアンテナ、すなわちＲＦＩＤ用広帯域アンテナにおいては、上記のように|ZacW|がZoWに対しある程度の大きさとなる必要がある。ＲＦＩＤ用広帯域アンテナと実効比誘電率εeffに対しロバストなアンテナのクローズスタブの特性インピーダンスZoWcが同じ場合、|ZacW|を大きくするためにはクローズスタブ４の線路長Lcを大きくする必要がある。以上のことから、ＲＦＩＤ用広帯域アンテナは実効比誘電率εeffに対しロバストなアンテナと比べ、クローズスタブ４の線路長が長くなる。

以上から、Zpの虚部からZoWとLoが定まることがわかった。この時点で図２における未知数はクローズスタブ４のZcのみである。Zcについては数式２もしくは数式４とZpの実部を一致させる条件から求めればよい。本実施形態では、数式４とZpの実部からZcを決定する手順を示す。ZaclとZpの実部を一致させる条件は数式４より数式１６となる。

ここで、Zacの逆数（アドミタンス）をYacとすると数式１７となる。

クローズスタブ４とアンテナ放射部３は並列に接続されているため、Yacはクローズスタブ４のアドミタンスYcとアンテナ放射部３のアドミタンスYaの加算で表される。ここで、数式１７のβに数式６を代入した場合、ZaclとZpの実部を一致させる条件は数式１９となる。

尚、クローズスタブ４の線路長をLcとした場合、Ycの実効比誘電率εeffに対する変化は数式１８で表される。

ここで、上記のように、設計を行うＲＦＩＤタグに対応させる実効比誘電率の範囲がε1からε2である場合、アンテナ素子上の実効比誘電率がε1の場合とε2の場合の放射部アドミタンスYa1とYa2を測定するか、もしくは電磁界シミュレーションで算出する。Ya1を数式１９のYaに代入し、ε1とLoを数式１９に代入すればYcが求まる。そして、数式１８にYoWc(λo/√ε1)とε1を代入すればLc1が求まる。同様にして、ε2の場合の各パラメータを数式１９に代入すればLc2も求まる。以上から、クローズスタブ４の線路長Lcは上記２つの値の範囲内で定めればよい。

尚、数式１８のZoWcは、εeff＝1の時のクローズスタブ４の線路の特性インピーダンスである。アンテナ放射部３とクローズスタブ４の接続点は、ＲＦＩＤタグチップ１の給電点に至る伝送線路２ａ，２ｂに接続されている。よって、ここでは、伝送線路２ａ，２ｂおよびクローズスタブ４の線路の断面形状が同じであるとする。すなわち、ZoW＝ZoWcとなる。

また、数式１９の右辺は二乗となっているためアンテナ素子上の実効比誘電率がε1の場合のYcは2種類求まるが、数式１８におけるLcがゼロ以上で最小となる方をLc1の値とする。アンテナ素子上の実効比誘電率がε2の場合のLc（Lc2）についても同様とする。

これまでは、実効比誘電率がε1の時とε2の時で、ＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスZpが変化しない場合に、誘電体の影響を受け難いＲＦＩＤタグのアンテナについて記述した。しかし、ＲＦＩＤタグチップ１も電気回路であるため、チップ周辺の誘電体の影響を受けてZpの値が変わる。以後に、アンテナ素子上の実効比誘電率がε1の時のそのアンテナ素子の給電点に実装されたＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスをZp1とし、同様にε2の時はZp2とした場合の各種アンテナパラメータについて記述する。

まず、アンテナ放射部３とクローズスタブ４の接続点からＲＦＩＤタグチップ１の給電点までをつなぐ伝送線路２ａ，２ｂのパラメータZoW，Loについて考える。伝送線路２ａ，２ｂのZoWについては伝送波長のみの変化に対しては一定と考える。すなわち、
“ZoW(λo/√εeff)=ZoW”とする。

数式１４のZp，εeffに上記Zp1，ε1を代入して得られる式と、Zp2，ε2を代入して得られる式とを連立させ、Loを消去すると、数式２０が求まる。一方、ZoWを消去すると、数式２１が求まる。ZoWは数式２０が成立する値とし、Loは数式２１が成立する値を後々調整する際の目安とすればよい。

尚、Loの目安は、数式１４に数式２０が成立するZoW，ε1，Zp1（もしくは数式２０が成立するZoW，ε2，Zp2）を代入して求めてもよい。

尚、先にLoを求める場合、Loは数式２１が成立するLoとする。そしてZoWについては、数式２２に数式２１が成立するLo，ε1，Zp1を代入して得られる値を後々調整する際の目安とすればよい。

以上から、数式２０および数式２１が成立するZoW，Loによりアンテナを設計すれば，Im[Zacl]と−Im[Zp]とは実効比誘電率が変化してもほぼ一致することとなる。尚、数式９から分かるように、数式２０で算出されるZoWは実効比誘電率が“1”の時のZoと同一となる。

尚、“βoLo√ε2”が90°になると、数式１１によるIm[Zacl]は無限大となる。−Im[Zp]が無限大になることはないと考えると、Loがアンテナ上でとり得る値は数式２３で制限される。

この制限内ではZp1とZp2の間に数式２４が成立する。

尚、数式２４はε1よりε2が大きい場合である。ε1よりε2が小さい場合、数式２４のZp1とZp2の関係は入れ替わる。

以上のことから、Zp1とZp2の間で数式２４が成立しないか、数式２０（もしくは数式２２）で算出したZoWが非常に大きいか非常に小さい場合、実際にアンテナに設ける整合回路において数式２０（もしくは数式２２）で算出したZoWを再現できない場合もある。そのような場合は、該当整合回路で構成し得る、特性インピーダンスのなかで前記算出値に最も近い値をもつ伝送線路２ａ，２ｂの断面形状を新たな伝送線路２ａ，２ｂの断面形状とする。そして、その断面形状から新たな“ZoW(λo/√εeff)”を求める。数式１４にε1，Zp1を代入し、さらに新たな“ZoW(λo/√εeff)”を代入し、Lo1を求める。数式１４にε2とZp2を代入し、さらに新たな“ZoW(λo/√εeff)”を代入し、Lo2を求める。そして新たに求めたLo1とLo2の値の範囲内での値を、後々調整する際のLoの目安とすればよい。

尚、上記した実効比誘電率がε1の時とε2の時で、Zpが変化しない場合とは、Zp1とZp2が等しい場合と考えることができる。

次に、アンテナ素子上の実効比誘電率の変化の影響を受け、Zpの値が変わる場合のクローズスタブ４の線路長を、数式１８および数式１９から求める。すなわち、Zp1を数式１９のZpに代入し、Ya1をYaに代入し、ε1をεeffに代入し、Loを代入することで、Ycが求まる。そして、Yc，ε1，“YoWc(λo/√ε1)”を数式１８に代入すれば、Lc1が求まる。同様にして、ε2の場合の各パラメータを数式１８および数式１９に代入すれば、Lc2も求まる。以上から、クローズスタブ４の線路長Lcは、上記２つの値の範囲内を目安とすればよい。

なお、ZoWと伝送線路の断面形状の関係は以下のWebサイトで算出することができる。
http://www1.sphere.ne.jp/i-lab/ilab/
http://www1.sphere.ne.jp/i-lab/ilab/tool/cps.htm
［２］具体例
次に、具体例について説明する。ここでは、物流管理に使用するＲＦＩＤラベル用のアンテナ（ＲＦＩＤアンテナ）を例に挙げて説明をする。尚、ＲＦＩＤアンテナとは、ＲＦＩＤタグからＲＦＩＤタグチップを除いた部分と定義する。

物流管理用のＲＦＩＤラベルはダンボールに貼り付けられて入出庫管理に使用される。この際、ＲＦＩＤアンテナはダンボールの中身の影響を受ける。そのため、ダンボールの中身によってＲＦＩＤの読取エリアが変化する。例えば、ハンディ型ＲＦＩＤ読取装置によりＲＦＩＤラベルの情報を読み取る場合、ハンディ型ＲＦＩＤ読取装置の使用者はダンボールの中身ごとに異なるＲＦＩＤラベルの読取エリアを把握する必要がある。さらに、各ダンボールごとの読取エリアまでハンディ型ＲＦＩＤ読取装置を移動させなければならない。以上の要因から、物流管理用のＲＦＩＤラベルには、ダンボールの中身に関わらず安定した特性が必要とされる。

次に、ＲＦＩＤラベルに要求される指向性について考える。入出庫管理においては、ＲＦＩＤラベルを安定して読めると同時に、ハンディ型ＲＦＩＤ読取装置の使用者が意図しないＲＦＩＤラベルは読まないようにする必要がある。これは、実際に入出庫を行っている物品のＲＦＩＤラベル以外のラベル情報をハンディ型ＲＦＩＤ読取装置が読み取ってしまうと、入出庫管理データに不整合が生じるためである。そのため、ラベル情報の読取作業を行う作業者にとって、ＲＦＩＤラベルの読取エリアは一目でわかるものでなければならない。例えば、ダンボールの上面あるいは下面にＲＦＩＤラベルが貼られていた場合、ラベルの向きを目視で確認しづらいため、ＲＦＩＤラベルの読取エリアが不明確となる。ハンディ型ＲＦＩＤ読取装置の使用者にとって、ＲＦＩＤラベルの読取エリアを明確にするという観点に立った場合、ＲＦＩＤラベルの読取エリアはラベル面に対し垂直方向のみとする方がよい。この場合、ハンディ型ＲＦＩＤ読取装置の使用者から見て水平になっているＲＦＩＤラベルは、使用者の位置からは読取れないことが明確となる。

そこで、ＲＦＩＤラベル用のアンテナは、ダンボールの中身によらず、その最大利得方向がラベル面に対し垂直となるアンテナとする。

ダンボールの中身の影響はアンテナ素子上の実効比誘電率の変化で表せる。上記した通り、アンテナインピーダンスに対しては、実効比誘電率の変化に伴う伝送波長の変化と波動インピーダンスの変化の両方が大きな影響を与える。一方、アンテナ指向性については、両者のうち、伝送波長の変化による影響が支配的である。そのため指向性に関して広帯域で安定したアンテナであれば、実効比誘電率の変化に対しても指向性は安定する。

アンテナ面の軸方向に最大利得方向をもつ広帯域アンテナとして、Ａ型アンテナが知られている。Ａ型アンテナは、図４に示すように、グランド面と、そのグランド面に存する給電点と、その給電点から立ち上がって屈曲しグランド面に接する直角三角形のアンテナ放射部３とからなる。グランド面の代わりに、グランド面の反対側にイメージ電流の流れる線路を持つと考えれば、図５のような左右対称の二等辺三角形のアンテナ放射部３を持つ平面アンテナと考えることができる。よって、ここでは、図５のようなアンテナのアンテナ放射部３をＲＦＩＤタグチップ１と整合させることを考える。

整合周波数fは、各国のＲＦＩＤ用周波数において中間の周波数となる915MHzとする。この場合、実効比誘電率が“1”の時の波長λoは約328mmとなる。

次に、ＲＦＩＤアンテナの設計において考慮する実効比誘電率ε1とε2を定める。従来提案されている広帯域アンテナは、給電点に接続する素子のインピーダンス（アドミタンス）の虚部が“0”に近い値の場合に、広帯域で整合するアンテナが多く、図５で示したアンテナ放射部３も同様である。この場合、アンテナの指向性が安定している実効比誘電率の範囲内では、実効比誘電率の増加に伴い給電点インピーダンス（アドミタンス）の実部と虚部は周期的に増減を繰り返す。また、その実部がその周期において極値となる場合、その実部と対応する虚部は“0”に近い値をとる。図６および図７は、実効比誘電率の変化に伴う、図５のアンテナ放射部３のアドミタンスYaの実部と虚部の変化をそれぞれ示したグラフである。上記した給電点アドミタンスの周期性が、図６および図７から見て取れる。

ここで、数式１９に注目すると、数式１９を満たすYcも、Yaの実部と虚部の周期の影響を受けることが分かる。よって、Ycも、実効比誘電率の変化に対し、周期性を持つ。一般的に、チップインピーダンスの実部Re[Zp]は小さな値である。そして、数式１６から、RZacはRe[Zp]よりも小さくする必要がある。Rzacを小さくするためには、クローズスタブ４のインピーダンスZcを小さくする必要がある。結果、クローズスタブ４のアドミタンスYcは、非常に大きな値となる。Ycの虚部の絶対値に比べるとYaの虚部の絶対値は小さいため、数式１９を満たすYcの周期性に支配的な影響力をもつのはYaの実部であることが分かる。実効比誘電率の任意の範囲εareaでYaが最大値もしくは最小値となる場合、それに対応するYcも、範囲εareaでの上限と下限に近い値となると考えられる。そこで、本実施形態のアンテナ設計で考慮する実効比誘電率の範囲をYaの実部から決定する。

本実施形態では、範囲εareaでのYa実部が極値となる実効比誘電率の値をε1とし、
ε1以後、Ya実部が迎える次の極値の実効比誘電率をε2とする。ε1とε2の差が大きいほど、実効比誘電率の変化に対してロバストなアンテナの設計は難しくなる。その場合、範囲εareaの上限εmaxを上記ε2より小さくするか、下限εminをε1より大きくする。そして、新たな範囲εarea2内でのYaの最小値および最大値と、それらをもたらす実効比誘電率の値から、新たなε1とε2を定めればよい。

本実施形態では、ε1を大気の比誘電率（ほぼ１）とする。図６を見ると、実効比誘電率1の時にYa実部が極大値となることがわかる。また、図６において、実効比誘電率１以後の極小値の頂点は実効比誘電率“4”前後となっている。よって、本実施形態では、ε2を実効比誘電率“4”とする。

次に、上記のように決定した実効比誘電率の値ε1とε2の場合におけるＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスZp1，Zp2を求める。ＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスは、実効比誘電率の他にチップとアンテナ素子の接合材や実装方法などの影響などを受け変化する。本実施形態では、Zp1，Zp2は、上記接合材や実装方法等の影響も考慮した場合のチップ側のインピーダンスとする。

例えば、上記チップが実装されたＲＦＩＤアンテナを比誘電率がε1である物体内部に埋めた状態で、読取距離が最大となるようにアンテナ形状を調整する。このアンテナ形状は、Zp1，Zp2を求めるためのものであるため、ダイポールアンテナにチップを搭載してクローズスタブを接続したような単純な構成でよい。この場合、ＲＦＩＤアンテナの調整パラメータは、ダイポールアンテナの長さとクローズスタブの線路長となる。

調整後のアンテナと同じ形状でチップを搭載していないアンテナを用意し、それを比誘電率がε1である物体内部に埋めた状態で給電点インピーダンスを測定する。この測定値が上記Zp1の複素共役となる。

もしくは、調整後のアンテナ形状を電磁界シミュレータ等に入力し、読取距離を測定した環境を入力した上で、給電点インピーダンスを算出する。この算出値が上記Zp1の複素共役となる。

同様の方法で、実効比誘電率がε2の時の前記Zp2の複素共役も得ることができる。

また、ＲＦＩＤの読取距離にはアンテナの利得も影響する。そしてアンテナ調整に伴いアンテナ利得が大きく変化する場合がある。この場合、読取距離からアンテナ利得の影響を差し引いた値が最大となるアンテナ形状を特定する。そして、特定したアンテナ形状の給電点インピーダンスを測定あるいは算出する。

尚、実効比誘電率がε1とε2である物体は、その大きさがＲＦＩＤアンテナの近傍界よりも大きい物体とする。

本実施形態におけるＲＦＩＤタグチップ１は、例えばZp1が“10−j140”とし、Zp2が“10−j190”とする。

このZp1，Zp2，ε1，ε2を数式２０に代入すると、ZoWは約273Ωとなる。次に、Zp1，Zp2，ε1，ε2を数式２１に代入すると、Loは約24.7mmとなる。ここで、アンテナ放射部３とクローズスタブ４の接続点からＲＦＩＤタグチップ１の給電点までをつなぐ伝送線路２ａ，２ｂは、コーポレーナ・ストリップ線路とする。この場合、ZoWは、周波数（波長）にかかわらず一定となる。そして、ZoWおよびε1、もしくはε2を数式９に代入することで、ε1もしくはε2の時の伝送線路２ａ，２ｂの特性インピーダンスZoが算出できる。本実施形態では、ε1は“1”のため、ε1の時の特性インピーダンスは約273Ω、ε2＝“4”の時の特性インピーダンスは約136.5Ωとなる。

次に、実効比誘電率が“1”の場合に特性インピーダンスが273Ωとなるコーポレーナ・ストリップ線路が現実的に可能かどうか確かめる。コーポレーナ・ストリップ線路は、線路間隔が4mm、線路幅が2mmであり、実効比誘電率が“1”である場合に特性インピーダンスは約295Ωとなる。後述するアンテナ形状の微調整を行う際は、実効比誘電率によって変化するZpに対し、Zaclの変化量を調整することとなる。その際、Zaclの変化が大きい場合よりも、小さい場合の方がZpの変化に合わせ易い。このことから、ZoWは、数式２０での計算結果より若干大きいことが望ましい。また、ZoWが大きい場合、Loは数式１４での計算結果より小さくなる。よって、295Ωを本実施形態のZoWとし、22mmをLoの長さの目安とする。

Zpの変化は、ＲＦＩＤタグチップ１を選択した時点で決まってしまうのに対し、Zaclの変化はアンテナ設計者がコントロールできる。よって、アンテナ設計者にとってZpとZaclの整合を行い易くするために、上記のようにアンテナ放射部３とクローズスタブ４の接続点からＲＦＩＤタグチップ１の給電点までをつなぐ伝送線路２ａ，２ｂの特性インピーダンスZoWおよび線路長Loを決める。

次に、数式１８および数式１９からLcを求める。数式１９のYaに代入するYa1，Ya2は図６からYa1=0.00735+j×0.00159、Ya2＝0.00169+j×0.00215とする。また、クローズスタブ４の線路断面形状が伝送線路２ａ，２ｂと同じとする。この場合、YoWcは、上記ZoWの逆数となる。ε1の時の各パラメータを数式１８および数式１９に代入すると、Lc1は約5.8mmとなる。ε2の時の各パラメータを数式１８および数式１９に代入すると、Lc2は約7.9mmとなる。実際のアンテナ製造においては、0.1mm単位でアンテナ形状をコントロールすることは難しい。また、各Lcに対する線路間隔（4mm）の割合が大きい。よって、本実施形態では、8mmをLcの長さの目安とする。

図５の平面アンテナに整合回路を加えたＲＦＩＤアンテナの構成を図８に示している。
すなわち、二等辺三角形のアンテナ放射部３の底辺部略中央に所定間隔の切欠きが形成され、その切欠き部の両端からアンテナ放射部３の内側に向いて略垂直方向に一対の伝送線路２ａ，２ｂが立ち上がり、その伝送線路２ａ，２ｂの先端側が互いに向き合う状態に屈曲してＲＦＩＤタグチップ１の両端にそれぞれ接続されている。伝送線路２ａ，２ｂは同一線路幅であり、伝送線路２ａ，２ｂの互いの伝送線路間隔は伝送線路幅より広い。伝送線路２ａ，２ｂは、それぞれの線路幅が例えば2mm、互いの線路間隔が例えば4mmであり、Ａ−Ａ線に沿う断面の図９に示すように、ペット材質１０上にプリント配線である上記線路間隔を開けて装着される。ＲＦＩＤタグチップ１の幅は例えば1mm程度である。

さらに、上記切欠き部の両端に、伝送線路２ａ，２ｂの立ち上がり方向と反対の方向にわずかに突出する状態に、コの字形のクローズスタブ４が接続されている。クローズスタブ４は、切欠き部の両端から垂直に延びる両脚部の間隔が例えば伝送線路２ａ，２ｂの線路間隔と同じ4mm、線路幅が例えば伝送線路２ａ，２ｂと同じ2mmである。

この図８のＲＦＩＤアンテナにおいて、伝送線路２ａ，２ｂの長さLoはα点からγ点までの点線経路の長さに相当し、クローズスタブ４の長さLcはα点からβ点までの点線経路の長さに相当する。この場合、二等辺三角形のアンテナ放射部３の切欠き部分より外側に突出している部分であるクローズスタブ４の脚部間隔が例えば4mmであるため、クローズスタブ４の長さLcは値の大きいLc2を切り上げている。しかし、8mmという長さに対しても、脚部間隔が占める割合は比較的大きい。そのため、Lcに対する脚部間隔の大きさの割合を小さくするため、クローズスタブ４の脚部間隔を小さくとってもよい。例えば、クローズスタブ４の脚部間隔を2mm、線路幅を2mmとすると、“YoWc”は約0.004となる。

尚、一般に伝送線路２ａ，２ｂの線路間隔を小さくすると、“YoWc”の値は大きくなる。ε1の時の各パラメータを数式１８および数式１９に代入すると、Lcは約7.1mmとなる。ε2の時の各パラメータを数式１８および数式１９に代入すると、Lcは約9.6mmとなる。以上から、Lcの目安を9mmとしても良い。

この場合、伝送線路２ａ,２ｂの線路間隔とクローズスタブ４の脚部間隔とが異なるため、ＲＦＩＤアンテナの形状は図１０のようになる。すなわち、二等辺三角形のアンテナ放射部３の底辺部略中央に所定間隔の切欠きが形成され、その切欠き部の両端からアンテナ放射部３の内側に向いて一対の伝送線路２ａ，２ｂが一旦拡がる状態に立ち上がり且つアンテナ放射部３の底辺部に対して略垂直の方向に延びている。そして、伝送線路２ａ，２ｂの先端側が互いに向き合う状態に屈曲してＲＦＩＤタグチップ１の両端にそれぞれ接続されている。伝送線路２ａ，２ｂは、それぞれの線路幅が例えば2mm、互いの線路間隔が例えば4mmであり、ＲＦＩＤタグチップ１の幅は例えば1mm程度である。さらに、上記切欠き部の両端に、伝送線路２ａ，２ｂの立ち上がり方向と反対の方向にわずかに突出する状態に、コの字形のクローズスタブ４が接続されている。クローズスタブ４は、切欠き部の両端から垂直に延びる両脚部の間隔が例えば伝送線路２ａ，２ｂの線路間隔より狭い2mm、線路幅が例えば伝送線路２ａ，２ｂと同じ2mmである。

図８のＲＦＩＤアンテナの給電点インピーダンスZaclの実部と虚部、およびアンテナ放射部３が成す平面に対する垂直方向の利得のシミュレーション結果を図１１に示す。各パラメータを算出する際の近似誤差、測定誤差、シミュレーション誤差等の要因により、図１１の各値はＲＦＩＤタグチップ１のインピーダンスZpの複素共役からズレてしまう。そのため、実際のＲＦＩＤアンテナの設計においては、形状パラメータが多少異なる複数のアンテナにチップを実装したＲＦＩＤを用意し、各アンテナの形状におけるＲＦＩＤの読取距離を測定して実際のアンテナの形状を決定する。

例えば、図８のＲＦＩＤアンテナの場合、伝送線路２ａ，２ｂの線路幅および線路間隔は、その伝送線路２ａ，２ｂを削り取ることによって変更できる。よって、上記のように算出したLoの値を目安に、Loが多少異なる複数のＲＦＩＤアンテナを用意し、その各ＲＦＩＤの伝送線路２ａ，２ｂの線路幅および線路間隔の変更については削り取りによって対処する。

［３］変形例
変形例として、図１２に示す形状のＲＦＩＤアンテナがある。すなわち、伝送線路２ａ，２ｂにおけるＲＦＩＤタグチップ１側への屈曲部に、オープンスタブ５ａ，５ｂが接続される。オープンスタブ５ａ，５ｂは、伝送線路２ａ，２ｂの立ち上がり方向にそのまま真っ直ぐに延びる一対の線路からなり、伝送線路２ａ，２ｂおよびクローズスタブ４と共に、整合回路（整合手段）として機能する。

この場合、伝送線路２ａ，２ｂの線路長をLo1、オープンスタブ５ａ，５ｂの線路長をLo2で示している。オープンスタブ５ａ，５ｂの線路長Lo2については、開放端を削り取ることで調整可能である。

オープンスタブ５ａ，５ｂの線路長Lo2が大きいほど、給電点インピーダンスの虚部は大きくなる。よって、給電点インピーダンスZacl2をZpと整合させる場合、Lo1の長さは図８のアンテナ形状のLo以下となる。従ってオープンスタブ５ａ，５ｂの線路長は伝送線路２ａ，２ｂの線路長よりも長いことが望ましい。

また、この図１２のＲＦＩＤアンテナにおけるLo1の長さとLo2の長さの合計が図８のＲＦＩＤアンテナのLoとほぼ同じであれば、図１２のＲＦＩＤアンテナの給電点インピーダンスは図８のＲＦＩＤアンテナのそれと比べ実部は大きくなり、虚部は小さくなる。また、Lo1に比べLo2の割合が大きくなるほど、給電点インピーダンスの差は大きくなる。このことは、図１３のスミスチャートを参照すれば分かる。

図１３のスミスチャートにおいて、Ｘ点が図８のＲＦＩＤアンテナのLoがLo1と同じ場合の給電点インピーダンスを示すものとすれば、図８のＲＦＩＤアンテナのLoが“Lo1+Lo2“の大きさである場合の給電点インピーダンスは、スミスチャートにおけるＹ点に存する。このＹ点および上記Ｘ点は、スミスチャートにおける同心円上にある。また、図１２のＲＦＩＤアンテナの給電点インピーダンスは、アドミタンス実部が一定の軌跡上の例えばＺ点に存する。尚、このスミスチャートの原点は、伝送線路２ａ，２ｂの特性インピーダンスであるとする。

一方、図１４に示すように、オープンスタブ５ａ，５ｂが伝送線路２ａ，２ｂに対して直角方向に拡がる形状としてもよい。

なお、図１４はオープンスタブ５ａ，５ｂの開放端の相互間隔を最大化した形状であり、それよりも開放端の相互間隔が狭い形状の例を図１５に示している。すなわち、図１５に示すオープンスタブ５ａ，５ｂの伝送線路２ａ，２ｂと接続する基端部同士の間隔はオープンスタブ５ａ，５ｂの開放端部同士の間隔よりも狭い。

図８に示したＲＦＩＤアンテナのアンテナインピーダンスは、Zpの複素共役と比べ虚部が大きい。よって、オープンスタブ５ａ，５ｂを設け、そのオープンスタブ５ａ，５ｂの線路長Lo2によってアンテナ形状の調整を行うことを考える。

上記したように、オープンスタブ５ａ，５ｂの開放端を削り取ることによってそのオープンスタブ５ａ，５ｂの線路長Lo2を調整することが可能である。そこで、伝送線路２ａ，２ｂの線路長Lo1の値が異なり、オープンスタブ５ａ，５ｂの線路長Lo2がアンテナ放射部３と接触しない程度で十分大きい値（例えば28mm）となる図１４のようなＲＦＩＤアンテナを複数用意する。尚、用意する複数のＲＦＩＤアンテナの伝送線路２ａ，２ｂの線路長Lo1の値は、図８のＲＦＩＤアンテナの伝送線路２ａ，２ｂの線路長Loの値たとえば数式２１の算出値24.7mmより短いものとする。こうして用意した各ＲＦＩＤアンテナにＲＦＩＤタグチップ１を実装し、オープンスタブ５ａ，５ｂの線路長Lo2を少し削り取って変更する。変更するごとに、ε1からε2の間の実効比誘電率の環境下たとえばεeff＝1，
εeff＝2，εeff＝３，εeff＝4でＲＦＩＤの読取距離を測定し、伝送線路２ａ，２ｂの線路長Lo1およびオープンスタブ５ａ，５ｂの線路長Lo2の値を決定する。

尚、伝送線路２ａ，２ｂの線路長Lo1の値のみ異なる複数のＲＦＩＤアンテナを用意しているが、ZoWやYoWcすなわち伝送線路２ａ，２ｂの線路幅や線路間隔、もしくはクローズスタブ４の長さLcが異なる複数のＲＦＩＤアンテナを用意してもよい。

この変形例におけるＲＦＩＤアンテナの具体的な一例として、伝送線路２ａ，２ｂの線路長Lo1が13.5mmで、オープンスタブ５ａ，５ｂの線路長Lo2が10mmの場合の、給電点インピーダンスZaclの実部と虚部、およびアンテナ放射部３が成す平面に対する垂直方向の利得のシミュレーション結果を図１６に示す。

このようにオープンスタブを設けたＲＦＩＤアンテナの場合、クローズスタブのみの場合と比べ容易に調整が出来るという利点を有する。

前記した例において、ＲＦＩＤ用チップはZp1が“10−j140”としZp2は“10−j190”であり、これらとチップ側から見た給電点のインピーダンスZaclを整合させる場合について記載した。一方、ＲＦＩＤは大量生産することでコストを抑えるため、量産によるチップのバラツキ、アンテナ形状のバラツキなども考慮する必要がある。例えば、各インピーダンスの虚部は整合していると仮定し、ＲＦＩＤ用チップのインピーダンスの実部が“10”である場合、電力損失が1/4以内となるチップ側から見た給電点のインピーダンスZaclの実部の範囲を計算すると、概ね“3.4 ≦ Re[Zacl] ≦ 30”となる。このようにインピーダンスの実部の差と電力損失は非線形の関係にある。

このような場合に量産バラツキを考慮してアンテナを設計するには、チップ側から見た給電点のインピーダンスZaclの実部の設計目標値をＲＦＩＤ用チップのインピーダンスの実部より大きめに設定する。すなわち、前記した例におけるZp1とZp2の実部を“10”より大きく設定し、新しいZp1とZp2 の値で前記したような計算を行い、アンテナ形状の各寸法の目安を計算する。これはZp1とZp2が同値の場合においても同様である。

例えば、ＲＦＩＤ用チップのインピーダンスの実部が“10”であり、電力損失が1/4以内の範囲を基準にするならば、下限“3.4”と上限“30”の中間値“16.7”を新しいZp1とZp2の実部とすればよい。尚、Zp1とZp2の虚部は、各々に対応する実効比誘電率の時の第一素子のインピーダンスZchipと略同一とする。

尚、各インピーダンスの虚部は整合していると仮定した場合、ＲＦＩＤ用チップのインピーダンスの実部がRe[Zchip]であり電力損失がPlossである時の、電力損失がPloss以内の範囲の上限と下限の値は数式２５で算出できる。

次に、本発明を携帯端末などのアンテナに適用する場合について記載する。これは、第1素子がシールド線による整合回路であり、第2素子がアンテナ放射部の実施例であり、ＲＦＩＤ用アンテナの場合と異なり、一般的な通信機器はアンテナとの接続端子は虚部が“0”となるよう整合されている。そこで、アンテナ素子上の実効比誘電率がε1の場合Zaclが“10+j140”であり、ε2の場合Zaclが“10+j190”の場合に給電点と接続するシールド線による整合回路について記載する。

アンテナ端子は一般的に特性インピーダンスは50Ωとされている。また、シールド線路により整合回路を構成した場合、シールド線路は外界の影響をほとんど受けないためアンテナ周辺の誘電体の影響も受けない。よって本例示では、“10+j140”と“10+j190”の中間値 “10+j165”をシールド線による整合回路で50Ωに整合する。

例えば、シールド線として特性インピーダンスが50Ωの同軸線路を使い、単一スタブ整合を行う事を考える。単一スタブが図１７のような構成であり、同軸線路の伝送波長がλsである場合、図中のLs1が約0.276λsでありLs2が約0.021λsである時に図中の第1のスタブ点１７１は約50Ωで整合する。尚、図中のZosは同軸線路の特性インピーダンスであり、第2のスタブ点１７２は図の通り短絡されているものとする。

上記したような携帯端末の場合、携帯端末側のアンテナに対し影響を与える誘電体として人間の手が考えられる。また携帯端末が携帯型ＲＦＩＤ読取装置の場合、送信出力が小さく読取距離が短いことが考えられる。この場合、携帯端末側のアンテナがＩＤ読取を行うＲＦＩＤの貼付対象の影響を受ける。よって、携帯端末側のアンテナを設計する際は、人間の手の影響を考慮してε1を設定し、人間の手とＲＦＩＤの貼付対象の両者の影響を考慮しε2を設定する事になる。

このように本発明では、ＲＦＩＤタグチップ１とアンテナ放射部３との接続間に、当該ＲＦＩＤタグ上の伝送波長短縮率と周りの波動インピーダンスの変化とを打ち消す整合回路を設けていることにより、周りの誘電体から受ける影響を取り除いて取り付け対象物を選ばずに良好な通信特性を得ることができる。

この発明の一実施形態におけるＲＦＩＤタグの基本的な構成を示す図。 図１の等価回路を示す図。 一実施形態に関わる比誘電率を物質別に参考として示す図。 一実施形態の具体例のＡ型アンテナの構成を示す図。 一実施形態の具体例の平面アンテナの構成を示す図。 図５のアンテナ放射部のアドミタンスYaの実部の変化を示す図。 図５のアンテナ放射部のアドミタンスYaの虚部の変化を示す図。 一実施形態の具体例のＲＦＩＤアンテナの構成を示す図。 図８のＡ−Ａ線に沿う断面を示す図。 図８のＲＦＩＤアンテナの線路間隔が拡がった構成を示す図。 図８のＲＦＩＤアンテナにおけるアンテナ特性シミュレーション結果を示す図。 一実施形態の変形例のＲＦＩＤアンテナの構成を示す図。 変形例に関わるスミスチャート。 図１２のＲＦＩＤアンテナのオープンスタブの開放端の間隔が拡がった構成を示す図。 図１２のＲＦＩＤアンテナのオープンスタブの開放端の間隔が拡がった別の構成を示す図。 変形例におけるアンテナ特性シミュレーション結果を示す。 本発明を携帯端末などのアンテナに適用する場合の基本的な構成を示す図。

符号の説明

１…ＲＦＩＤタグチップ（第１素子）、２ａ，２ｂ…伝送線路、３…アンテナ放射部（第２素子）、４…クローズスタブ、５ａ，５ｂ…オープンスタブ

Claims (17)

1. 第１素子と第２素子とを伝送線路により接続してなる高周波回路において、当該回路上の伝送波長短縮率と周りの波動インピーダンスの変化とを打ち消す整合手段を備えていることを特徴とする高周波回路。
2. 前記整合手段は、
   前記伝送線路を含み、
   周りの実効比誘電率がε1の時の前記第１素子のインピーダンスがＺp1で、周りの実効比誘電率がε2の時の前記第１素子のインピーダンスがＺp2で、ZoWが下式を満たす値である場合に、
   

   

   周りの実効比誘電率が“1”の時の前記伝送線路の特性インピーダンスが、前記ZoW以上である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の高周波回路。
3. 前記整合手段は、
   前記伝送線路を含み、
   周りの実効比誘電率がε1の時の前記第１素子のインピーダンスがＺp1で、周りの実効比誘電率がε2の時の前記第１素子のインピーダンスがＺp2で、Loが下式を満たす値である場合に、
   

   

   前記伝送線路の長さが、前記Lo以下である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の高周波回路。
4. 前記整合手段は、
   前記伝送線路およびクローズスタブを含み、
   εeffが前記ε1から前記ε2の範囲内の値で、周りの実効比誘電率が前記εeffの時の前記第２素子のアドミタンスがＹaである場合に、
   

   

   周りの実効比誘電率が前記εeffの時の前記クローズスタブのアドミタンスが、上式を満たすＹcと同一となる、
   ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の高周波回路。
5. 前記ε1および前記ε2は、当該高周波回路において考慮する実効比誘電率の変化の範囲がεareaである場合、そのεareaにおいて前記Ｙaが最大値もしくは最小値となる値であることを特徴とする請求項４に記載の高周波回路。
6. 前記整合手段は、
   前記伝送線路を含み、
   周りの実効比誘電率がεeffの時の前記第１素子のインピーダンスがＺpで、Loおよび“ZoW(λo／√εeff)”が下式を満たす値である場合に、
   

   

   前記伝送線路の長さが、同伝送線路の線路幅以上で、かつ前記Lo以下であり、
   周りの実効比誘電率がεeffの時の前記伝送線路の特性インピーダンスが、
   前記“ZoW(λo／√εeff)／√εeff”以上である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の高周波回路。
7. 前記整合手段は、前記伝送線路に接続されるオープンスタブを含むことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の高周波回路。
8. 前記オープンスタブは、前記伝送線路から延びて開放される一対の線路からなり、その接続点の線路間隔よりも開放端の線路間隔が大きいことを特徴とする請求項７に記載の高周波回路。
9. 無線タグチップとアンテナ放射部とを伝送線路により接続してなる無線タグにおいて、前記無線タグチップとアンテナ放射部との接続間に、当該無線タグ上の伝送波長短縮率と周りの波動インピーダンスの変化とを打ち消す整合回路を設けたことを特徴とする無線タグ。
10. 前記整合回路は、
    前記伝送線路を含み、
    周りの実効比誘電率がε1の時の前記無線タグ用チップのインピーダンスがＺp1で、周りの実効比誘電率がε2の時の前記無線タグ用チップのインピーダンスがＺp2で、ZoWが下式を満たす値である場合に、
    

    

    周りの実効比誘電率が“1”の時の前記伝送線路の特性インピーダンスが、前記ZoW以上である、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線タグ。
11. 前記整合回路は、
    前記伝送線路を含み、
    周りの実効比誘電率がε1の時の前記無線タグ用チップのインピーダンスがＺp1で、周りの実効比誘電率がε2の時の前記無線タグ用チップのインピーダンスがＺp2で、Loが下式を満たす値である場合に、
    

    

    前記伝送線路の長さが、前記Lo以下である、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線タグ。
12. 前記整合回路は、
    前記伝送線路を含み、
    周りの実効比誘電率がεeffの時の前記無線タグ用チップのインピーダンスがＺpで、Loおよび“ZoW(λo／√εeff)”が下式を満たす値である場合に、
    

    

    前記伝送線路の長さが、同伝送線路の線路幅以上で、かつ前記Ｌo以下であり、
    周りの実効比誘電率がεeffの時の前記伝送線路の特性インピーダンスが、
    前記“ZoW(λo／√εeff)／√εeff”以上である、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線タグ。
13. Zp1とZp2の実部が、各々に対応する実効比誘電率の時の第１素子のインピーダンスの実部以上であることを特徴とする上記請求項２乃至５のいずれか一記載の高周波回路。
14. Zpの実部が、各々に対応する実効比誘電率の時の第１素子のインピーダンスの実部以上であることを特徴とする上記請求項６乃至８のいずれか一記載の高周波回路。
15. 回路設計で考慮する電力損失の上限がPlossである場合に、Zp1とZp2の実部が、各々に対応する実効比誘電率の時の第１素子のインピーダンスZchipを下式に代入して得られた値の中間値と同一であること、
    

    

    を特徴とする上記請求項２乃至５のいずれか一記載の高周波回路。
16. 回路設計で考慮する電力損失の上限がPlossである場合に、Zpの実部が、各々に対応する実効比誘電率の時の第一素子のインピーダンスZchipを下式に代入して得られた値の中間値と同一であること、
    

    

    を特徴とする上記請求項６乃至８のいずれか一記載の高周波回路。
17. 第１素子がシールド線による整合回路であり、第２素子がアンテナ放射部であることを特徴とした上記請求項１５または１６記載の高周波回路。

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