JP2008289217A

JP2008289217A - Power converter

Info

Publication number: JP2008289217A
Application number: JP2007129125A
Authority: JP
Inventors: Yukimori Kishida; 行盛岸田; Toshiyuki Fujii; 俊行藤井; Shinichi Ogusa; 慎一小草; Akihiko Iwata; 明彦岩田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-05-15
Filing date: 2007-05-15
Publication date: 2008-11-27
Anticipated expiration: 2027-05-15
Also published as: JP5169018B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain a power converter for reducing the generation of a commutation notch due to short-circuit between lines caused by a feedback current by preventing the feedback current from flowing in regenerative operation. <P>SOLUTION: The power converter 14 is provided with a 1-pulse converter 1 connected to a system power supply 9, a DC link main capacitor 2, a DC link voltage generating circuit 3 disposed between the 1-pulse converter 1 and the DC link main capacitor 2. The power converter 14 has a function of supplying power from the system power supply 9 to the DC link main capacitor 2 via the 1-pulse converter 1, and a function of supplying power from the DC link main capacitor 2 to the system power supply 9 via the 1-pulse converter 1. The DC link voltage generating circuit 3 performs control so that a current flowing between the 1-pulse converter 1 and the DC link main capacitor 2 may become zero before interrupting the current flowing through the 1-pulse converter 1. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

この発明は、交流から直流に電力を変換する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter that converts power from alternating current to direct current.

従来の電力変換装置においては、ダイオード整流器のＤＣリンクに非対称ブリッジの電圧発生回路が配置されている。この電圧発生回路は、１／Ｒの制御器によって電流を制御することで、系統のインピーダンスが低くても、リップル電流、過電流を抑制している。そして、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサ（直流電力貯蔵器）の直流電圧も一定になるように制御されている（例えば、非特許文献１参照）。 In the conventional power converter, an asymmetric bridge voltage generation circuit is arranged on the DC link of the diode rectifier. This voltage generation circuit controls the current with a 1 / R controller, thereby suppressing ripple current and overcurrent even when the impedance of the system is low. And the direct-current voltage of the capacitor | condenser (direct-current power storage) of a DC link voltage generation circuit is also controlled so that it may become fixed (for example, refer nonpatent literature 1).

Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 1, 6-10 March 2005 Page(s):522 - 528 Vol. 1, "Ultra compact three-phase rectifier with electronic smoothing inductor"Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 1, 6-10 March 2005 Page (s): 522-528 Vol. 1, "Ultra compact three-phase rectifier with electronic smoothing inductor"

従来の電力変換装置では、回生運転を行った場合、１パルスコンバータ(主整流器)によって電流を遮断した後に還流電流が交流系統電源に流れている間、線間短絡が発生し、転流ノッチによる電圧高調波が発生する。 In the conventional power converter, when regenerative operation is performed, a short circuit between lines occurs while the return current flows to the AC system power supply after the current is interrupted by the 1-pulse converter (main rectifier), which is caused by the commutation notch. Voltage harmonics are generated.

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、回生運転を行う場合において、還流電流による線間短絡による転流ノッチの発生を防ぐことができる電力変換装置を得るものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a power converter that can prevent the occurrence of a commutation notch due to a short circuit between lines due to a return current when performing regenerative operation. is there.

この発明に係る電力変換装置は、交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、及びコンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路を備え、コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって交流電源側からコンバータを通してＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する機能、及びコンバータが直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置であって、ＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する場合、ＤＣリンク電圧発生回路は、コンバータに流れる電流をコンバータが遮断する前に、コンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に流れる電流をゼロにする制御を行うことを特徴とするものである。 A power conversion device according to the present invention includes a converter connected to an AC power source, a DC link capacitor, and a DC link voltage generation circuit disposed between the converter and the DC link capacitor, and the converter generates power from AC to DC. Function to supply power from the AC power supply side to the DC link capacitor side through the converter by converting, and function to supply power from the DC link capacitor side to the AC power supply side through the converter by converting the power from DC to AC In the case of supplying power from the DC link capacitor side to the AC power supply side through the converter, the DC link voltage generation circuit is configured so that the current flowing through the converter is cut off from the converter and the DC link capacitor. The current flowing between It is characterized in performing control.

この発明によれば、ＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する場合、ＤＣリンク電圧発生回路は、コンバータに流れる電流をコンバータが遮断する前に、コンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に流れる電流をゼロにする制御を行うので、回生運転時に還流電流が流れず、還流電流による線間短絡による転流ノッチを低減することができる。また、交流系統につながる他の電気機器への転流ノッチによる影響を低減することができる。さらに、転流ノッチによる電圧高調波を低減できる。 According to the present invention, when power is supplied from the DC link capacitor side to the AC power supply side through the converter, the DC link voltage generation circuit is provided between the converter and the DC link capacitor before the converter cuts off the current flowing through the converter. Therefore, the return current does not flow during the regenerative operation, and the commutation notch due to the short circuit between the lines due to the return current can be reduced. Moreover, the influence by the commutation notch to the other electric equipment connected to an alternating current system can be reduced. Furthermore, voltage harmonics due to commutation notches can be reduced.

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における、三相交流から直流に電力を変換する電力変換装置の構成図である。電力変換装置１４は、主整流器である１パルスコンバータ（コンバータ）１、ＤＣリンク主コンデンサ（ＤＣリンクコンデンサ）２、及び１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に配置されたＤＣリンク電圧発生回路３で構成されている。電力変換装置１４は、三相交流の系統電源（交流電源）９からトランスのインダクタンス７を通して供給された交流電力を直流電力に変換し、ＤＣリンク主コンデンサ２を介してこの直流電力を直流負荷８に供給する。直流負荷８としては、直流モータ、電灯などの直流負荷、又は交流系統、交流モータなどに交流電力を供給する電力変換装置が考えられる。つまり、電力変換装置１４は、力行運転の場合には、１パルスコンバータ１が交流から直流へ電力を変換することによって系統電源９側から１パルスコンバータ１を通してＤＣリンク主コンデンサ２側へ電力を供給することができる。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device that converts power from three-phase AC to DC in Embodiment 1 of the present invention. The power converter 14 includes a one-pulse converter (converter) 1 serving as a main rectifier, a DC link main capacitor (DC link capacitor) 2, and a DC link voltage disposed between the one pulse converter 1 and the DC link main capacitor 2. The generation circuit 3 is configured. The power conversion device 14 converts AC power supplied from a three-phase AC system power supply (AC power supply) 9 through a transformer inductance 7 into DC power, and the DC power is converted to DC load 8 via the DC link main capacitor 2. To supply. As the DC load 8, a DC converter such as a DC motor or an electric lamp, or a power converter that supplies AC power to an AC system or an AC motor can be considered. That is, in the case of powering operation, the power converter 14 supplies power from the system power supply 9 side to the DC link main capacitor 2 side through the 1 pulse converter 1 when the 1 pulse converter 1 converts power from AC to DC. can do.

また、回生運転の場合には、１パルスコンバータ１が直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側へ電力を供給することができる。なお、１パルスコンバータ１は系統電源９の交流電圧の半周期に１パルスの電圧を出力する。このことによって、スイッチング損失を減らし、スイッチング制御の簡易化ができる。交流から直流へ電力を供給する力行運転、及び直流から交流へ電力を返す回生運転に対応するために、１パルスコンバータ１は、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧形の半導体スイッチと逆並列ダイオードの三相ブリッジとで構成される。なお、力行運転のみに対応する場合には、１パルスコンバータ１は、三相のダイオードブリッジで構成する。 Further, in the case of regenerative operation, power can be supplied from the DC link main capacitor 2 side to the system power source 9 side through the 1 pulse converter 1 by the 1 pulse converter 1 converting power from direct current to alternating current. The 1-pulse converter 1 outputs a 1-pulse voltage in a half cycle of the AC voltage of the system power supply 9. This reduces switching loss and simplifies switching control. In order to cope with power running operation that supplies power from AC to DC and regenerative operation that returns power from DC to AC, the 1-pulse converter 1 includes a self-extinguishing semiconductor switch such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and the like. It consists of a three-phase bridge of antiparallel diodes. In the case where only the power running operation is supported, the 1-pulse converter 1 is constituted by a three-phase diode bridge.

ＤＣリンク電圧発生回路３は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子をフルブリッジ構成に配置したインバータ１５とフィルタ機能を有するコンデンサ（直流電力貯蔵器）１０とによって構成される。１パルスコンバータ１でも同様であるが、自己消弧形の半導体スイッチ素子としては、ＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ（ＧａｔｅＣｏｍｍｕｔａｔｅｄＴｕｒｎ−ｏｆｆＴｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＧＴＯ（ＧａｔｅＴｕｒｎ−ＯｆｆＴｈｙｒｉｓｔｏｒ）、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等を用いてもよいし、自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であれば用いてもよい。なお、本実施の形態においては、ＤＣリンク電圧発生回路３の直流電力貯蔵器として、コンデンサを用いた場合について説明しているが、電荷を蓄えて、電気エネルギーを蓄えるものであれば、電池でも良い。 The DC link voltage generating circuit 3 includes an inverter 15 in which a plurality of self-extinguishing semiconductor switch elements such as IGBTs having anti-parallel diodes connected in a full bridge configuration and a capacitor (DC power storage) 10 having a filter function. It is comprised by. The same applies to the one-pulse converter 1, but as a self-extinguishing type semiconductor switch element, besides a IGBT, a GCT (Gate Committed Turn-Off Thyristor), a GTO (Gate Turn-Off Thyristor), a transistor, a MOSFET (Metal) Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) may be used, and a thyristor without a self-extinguishing function may be used as long as the forced commutation operation is possible. In the present embodiment, the case where a capacitor is used as the DC power storage of the DC link voltage generation circuit 3 is described. However, any battery can be used as long as it can store electric charge and store electric energy. good.

次に、この発明の実施の形態１の動作について説明する。１パルスコンバータ１は、１パルスコンバータの制御系１２によって制御される。図１に示すように、１パルスコンバータの制御系１２において、フィルタ１２１によって系統電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔをフィルタリングした後、ＰＬＬ（ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄｌｏｏｐ）１２２によって系統電圧の位相を検出する。この検出された位相から基本波生成部１２３によって、系統電圧と位相同期し、完全に正弦波化した系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏを生成する。力行・回生判定部１２４によって、この系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏから線間電圧を求めて、この線間電圧とＤＣリンク主コンデンサ２の電圧Ｖｃと比較して力行、回生運転を判断する。 Next, the operation of the first embodiment of the present invention will be described. The one-pulse converter 1 is controlled by a control system 12 of the one-pulse converter. As shown in FIG. 1, in the control system 12 of the one-pulse converter, the system voltage Vr, Vs, Vt is filtered by a filter 121, and then the phase of the system voltage is detected by a PLL (phase-locked loop) 122. From the detected phase, the fundamental wave generation unit 123 generates fundamental waves Vro, Vso, and Vto of the system voltage that are phase-synchronized with the system voltage and are completely sine waves. The power running / regeneration determination unit 124 obtains a line voltage from the fundamental waves Vro, Vso, Vto of the system voltage, and compares the line voltage with the voltage Vc of the DC link main capacitor 2 to determine power running and regenerative operation. To do.

系統の線間電圧が大きい場合は、力行運転となり、図１における１パルスコンバータ１のＩＧＢＴをオフ状態とし、逆並列のダイオードのみ導通する。系統の線間電圧が小さい場合は、回生運転となる。回生運転時には、ゲート生成部１２５によって１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子のゲートをオンするためのゲート信号Ｓｇ１が生成される。ゲート信号Ｓｇ１はゲートドライバ１２６を介して１パルスコンバータ１へ送られる。図２に、回生運転時の１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子のゲート信号Ｓｇ１の生成方法の説明図を示す。図２（ａ）は、系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ）の電圧値によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、基本波が判定電圧Ｖ_{ＨＡＮＴＥＩ}を越えた時、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなる。基本波の電圧が負になり、基本波が判定電圧−Ｖ_{ＨＡＮＴＥＩ}を下回った時、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。線間短絡防止のため、各相の上アーム同士、又は下アーム同士のゲートオンのタイミングが重ならないように、各相は位相１２０°以下の通電時間となるように設定されている。また、図２（ｂ）は、系統の相電圧の位相によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、位相がφ１からφ２までの間、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなり、基本波の電圧が負になり、位相がφ３からφ４までの間、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。 When the line voltage of the system is large, the power running operation is performed, the IGBT of the one-pulse converter 1 in FIG. 1 is turned off, and only the antiparallel diode is conducted. When the line voltage of the system is small, regenerative operation is performed. During the regenerative operation, the gate generation unit 125 generates a gate signal Sg1 for turning on the gate of the semiconductor switch element of the one-pulse converter 1. The gate signal Sg1 is sent to the one-pulse converter 1 through the gate driver 126. FIG. 2 shows an explanatory diagram of a method for generating the gate signal Sg1 of the semiconductor switch element of the one-pulse converter 1 during the regenerative operation. FIG. 2A determines the gate-on state of the semiconductor switch element based on the voltage value of the fundamental wave Vio (i = r, s, t) of the phase voltage of the system. When the fundamental wave voltage becomes positive and the fundamental wave exceeds the determination voltage V _HANTEI , the gate of the upper arm of the 1-pulse converter 1 is turned on. When the fundamental wave voltage becomes negative and the fundamental wave falls below the determination voltage −V _HANTEI , the gate of the lower arm of the 1-pulse converter 1 is turned on. In order to prevent a short circuit between lines, each phase is set to have an energization time of 120 ° or less so that the gate-on timings of the upper arms or lower arms of each phase do not overlap. Further, FIG. 2B determines the gate-on of the semiconductor switch element according to the phase of the system phase voltage. When the fundamental wave voltage is positive and the phase is from φ1 to φ2, the gate of the upper arm of the 1-pulse converter 1 is turned on, the fundamental wave voltage is negative, and the phase is from φ3 to φ4. The gate of the lower arm of the pulse converter 1 is turned on.

次に、図１に示したＤＣリンク電圧発生回路３を制御するＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３について説明する。ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３では、１パルスコンバータの制御系１２の力行・回生判定部１２４から力行・回生判別信号ＫｒｋをＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３の電流制御モード切り替えブロック１３７に取込むことによって、力行、回生運転の判断を行う。ＫｒＫ＝１の場合は、回生運転であり、ＫｒＫ＝０の場合は、力行運転である。通常、回生運転時の電流ゼロ制御の期間を除いて、ＤＣリンク電圧発生回路３によってＤＣリンクに流れる電流であるＤＣリンク電流が高周波にならないように高周波成分を打ち消すように制御される（電流制御モード）。そして、回生運転時の特定の期間では、ＤＣリンク電流がゼロとなるように制御される（電流ゼロ制御モード）。 Next, the control system 13 of the DC link voltage generation circuit that controls the DC link voltage generation circuit 3 shown in FIG. 1 will be described. In the control system 13 of the DC link voltage generation circuit, the power running / regeneration determination signal Krk from the power running / regeneration determination unit 124 of the control system 12 of the one-pulse converter is sent to the current control mode switching block 137 of the control system 13 of the DC link voltage generation circuit. By taking in, judgment of power running and regenerative operation is performed. When KrK = 1, it is a regenerative operation, and when KrK = 0, it is a power running operation. Usually, except for the period of zero current control during regenerative operation, the DC link voltage generation circuit 3 is controlled so as to cancel the high frequency component so that the DC link current that is the current flowing through the DC link does not become a high frequency (current control). mode). In a specific period during the regenerative operation, control is performed such that the DC link current becomes zero (zero current control mode).

ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３を構成する各部分について説明する。図３は、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３における高周波成分打ち消すための電流制御ブロック１３１を中心にした制御ブロック図を示したものである。電流制御モード切り替えブロック１３７から、電流ゼロ制御モード信号Ｋｚｅｒｏ＝０が出力されると、電流制御ブロック１３１ではＤＣリンク電流の高周波成分を打ち消す制御を行う。ここで、図４に電流制御の伝達関数のゲイン特性の一例を示す。低周波領域では、ゲインが小さくなっており、高周波領域では、ゲインが高くなっている。電流制御ブロック１３１において、このような伝達関数を用いて、ＤＣリンク電流の高周波領域を打ち消すように電圧Ｖｉｉを出力する。すなわち、ＤＣリンク電圧発生回路３は、高周波領域では、ＤＣリンクの電流の波高値に比例したマイナス量を出力し、−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ（Ｌは回路のインダクタンス値、ｉは電流値）を出力するリアクトルと同じような働きをする。 Each part constituting the control system 13 of the DC link voltage generating circuit will be described. FIG. 3 is a control block diagram centering on a current control block 131 for canceling high-frequency components in the control system 13 of the DC link voltage generation circuit. When the current zero control mode signal Kzero = 0 is output from the current control mode switching block 137, the current control block 131 performs control to cancel the high frequency component of the DC link current. FIG. 4 shows an example of the gain characteristic of the current control transfer function. The gain is small in the low frequency region, and the gain is high in the high frequency region. In the current control block 131, using such a transfer function, the voltage Vii is output so as to cancel the high frequency region of the DC link current. That is, the DC link voltage generation circuit 3 outputs a negative amount proportional to the peak value of the DC link current in a high frequency region, and −L · di / dt (L is the inductance value of the circuit, i is the current value). It works in the same way as an output reactor.

そして、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３においてＤＣリンク電流の制御量が決められ、ゲート生成部１３５からゲートドライバ１３６を介してＤＣリンク電圧発生回路３へのゲート信号Ｓｇ２が出力され、このゲート信号Ｓｇ２に基づくスイッチ動作によって、ＤＣリンク電圧発生回路３は電圧を出力する。なお、ＤＣリンク電流は、繰り返しの矩形波となっているので、ＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ１０を通過する高周波領域の電流は、ほぼ正負対称の交流波形となる。このため、ＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ１０を通過する平均電力はゼロになることから、ＤＣリンク電圧発生回路３が直流電圧源を所持しなくても運転を行うことができる。つまり、ＤＣリンク電圧発生回路３専用の直流電圧源は不要となる。ＤＣリンク電圧発生回路３に直流電圧源を配置しないことによって、小形、低コスト化を図ることができる。 Then, the control amount of the DC link current is determined in the control system 13 of the DC link voltage generation circuit, and the gate signal Sg2 is output from the gate generation unit 135 to the DC link voltage generation circuit 3 via the gate driver 136. The DC link voltage generation circuit 3 outputs a voltage by the switching operation based on the signal Sg2. Since the DC link current is a repetitive rectangular wave, the current in the high frequency region that passes through the capacitor 10 of the DC link voltage generation circuit 3 has a substantially positive / negative symmetrical AC waveform. For this reason, since the average power passing through the capacitor 10 of the DC link voltage generation circuit 3 becomes zero, the operation can be performed even if the DC link voltage generation circuit 3 does not have a DC voltage source. That is, a DC voltage source dedicated to the DC link voltage generation circuit 3 is not necessary. By not providing a DC voltage source in the DC link voltage generation circuit 3, it is possible to reduce the size and cost.

次に、電流ゼロ制御について説明する。図５は、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３における電流ゼロ制御ブロック１３８を中心にした制御ブロック図を示したものである。回生運転時に１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子が電流遮断する前の時点で、ＤＣリンク電圧発生回路３が１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に流れる電流であるＤＣリンク電流をゼロにするために、電流制御モード切り替えブロック１３７によって電流制御モードを電流ゼロ制御モードに切り換える。つまり、ＤＣリンク電流がゼロになるか、ゼロに近くなった時に、１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子をオフにして、電流を遮断する。具体的には次のような制御を行う。電流制御モード切り替えブロック１３７から、電流ゼロ制御モード信号Ｋｚｅｒｏ＝１が出力されると、電流ゼロ制御ブロック１３８ではＰＩ制御等を行い、ＤＣリンク電流がゼロになるような操作量Ｖｉｚｅｒｏを出力する。電流制御ブロック１３１から出力された電圧Ｖｉｉと操作量Ｖｉｚｅｒｏとを加算した電圧指令Ｖｉをゲート生成部１３５へ入力する。そして、ＤＣリンク電流を制御するために、ゲート生成部１３５によってＤＣリンク電圧発生回路３の各アームの半導体スイッチ素子へ入力するゲート信号Ｓｇ２を生成する。ゲート信号Ｓｇ２はゲートドライバ１３６を介してＤＣリンク電圧発生回路３へ送られる。このゲート信号Ｓｇ２によるスイッチ動作によって、ＤＣリンク電圧発生回路３は所定の電圧を１パルスコンバータ１側へ出力する。 Next, zero current control will be described. FIG. 5 shows a control block diagram centering on the zero current control block 138 in the control system 13 of the DC link voltage generating circuit. The DC link voltage generation circuit 3 zeroes the DC link current, which is the current flowing between the 1 pulse converter 1 and the DC link main capacitor 2, before the semiconductor switching element of the 1 pulse converter 1 cuts off the current during the regenerative operation. Therefore, the current control mode switching block 137 switches the current control mode to the zero current control mode. That is, when the DC link current becomes zero or close to zero, the semiconductor switch element of the one-pulse converter 1 is turned off to cut off the current. Specifically, the following control is performed. When a current zero control mode signal Kzero = 1 is output from the current control mode switching block 137, the current zero control block 138 performs PI control or the like, and outputs an operation amount Vizero such that the DC link current becomes zero. A voltage command Vi obtained by adding the voltage Vii output from the current control block 131 and the manipulated variable Vizero is input to the gate generation unit 135. In order to control the DC link current, the gate generation unit 135 generates a gate signal Sg2 that is input to the semiconductor switch element of each arm of the DC link voltage generation circuit 3. The gate signal Sg2 is sent to the DC link voltage generation circuit 3 through the gate driver 136. The DC link voltage generation circuit 3 outputs a predetermined voltage to the one-pulse converter 1 side by the switching operation by the gate signal Sg2.

ここで、電流制御モード切り替えブロック１３７が行う電流制御モードの切り替えについて説明する。図６は、系統の相電圧の基本波の波高値により電流制御モード切り替えを判定する方法について説明した図であり、図７は電流制御モード切り替えのフローチャートである。回生運転時において、前述のように１パルスコンバータ１のアームの半導体スイッチ素子は商用周波数（例えば６０Ｈｚ）の半周期に１パルスの電圧出力をする。系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ）の電圧が正の場合（正極）、基本波Ｖｉｏが小さくなって、電流ゼロ制御判定値Ｖ_Ｈ０より小さくなった時点から判定電圧Ｖ_{ＨＡＮＴＥＩ}より小さくなった時点までの一定期間、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝１を出力する。また、基本波Ｖｉｏの電圧が負の場合（負極）、基本波Ｖｉｏが大きくなって、電流ゼロ制御判定値−Ｖ_Ｈ０より大きくなった時点から更に判定電圧−Ｖ_{ＨＡＮＴＥＩ}より大きくなった時点までの一定期間（ΔＴ）、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝１を出力する。それ以外の期間では、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝０を出力する。 Here, switching of the current control mode performed by the current control mode switching block 137 will be described. FIG. 6 is a diagram illustrating a method of determining current control mode switching based on the peak value of the fundamental wave of the phase voltage of the system, and FIG. 7 is a flowchart of current control mode switching. During the regenerative operation, as described above, the semiconductor switch element of the arm of the one-pulse converter 1 outputs a voltage of one pulse in a half cycle of the commercial frequency (for example, 60 Hz). When the voltage of the fundamental wave Vio (i = r, s, t) of the phase voltage of the system is positive (positive electrode), the determination voltage from the point when the fundamental wave Vio becomes smaller and smaller than the current zero control determination value _VHO. The current control mode switching block 137 outputs a current zero control mode signal kzero = 1 for a certain period until it becomes smaller than V _HANTEI . In addition, when the voltage of the fundamental wave Vio is negative (negative electrode), the fundamental wave Vio is increased from the time when the current zero control determination value −V _H0 becomes larger to the time when it further _{exceeds the} determination voltage −V _HANTEI . During a certain period (ΔT), the current control mode switching block 137 outputs a current zero control mode signal kzero = 1. In other periods, the current control mode switching block 137 outputs a zero current control mode signal kzero = 0.

電流制御モード切り替えについては、系統の相電圧の基本波の波高値により判定する方法の他に、基本波の位相により判定する方法でも良い。図８は、系統の相電圧の基本波の位相により電流制御モード切り替えを判定する方法について説明した図であり、図９は電流制御モード切り替えのフローチャートである。回生運転時において、１パルスコンバータ１が電流ゼロ遮断をできるように、系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ）の位相φｉ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ）がφｈｐ１≦φｉ≦φｈｐ２、φｈｎ１≦φｉ≦φｈｎ２の条件を満たす一定期間、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝１を出力する。それ以外では、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝０を出力する。 Regarding the current control mode switching, in addition to the method of determining based on the peak value of the fundamental wave of the phase voltage of the system, a method of determining based on the phase of the fundamental wave may be used. FIG. 8 is a diagram illustrating a method of determining current control mode switching based on the phase of the fundamental wave of the phase voltage of the system, and FIG. 9 is a flowchart of current control mode switching. During regenerative operation, the phase φi (i = r, s, t) of the fundamental wave Vio (i = r, s, t) of the system phase voltage is φhp1 ≦ so that the one-pulse converter 1 can cut off the current zero. The current control mode switching block 137 outputs a current zero control mode signal kzero = 1 for a certain period that satisfies the conditions of φi ≦ φhp2 and φhn1 ≦ φi ≦ φhn2. Otherwise, the current control mode switching block 137 outputs a current zero control mode signal kzero = 0.

図１０および図１１は電流制御モードがない場合の電流電圧波形の計算結果を比較のために示したものである。図１０は５周期分の電流電圧波形であり、図１１は転流ノッチの発生がわかりやすくなるように時間軸（横軸）を拡大した電流電圧波形である。図１０および図１１において、図（ａ）には系統電源９の電流波形、図（ｂ）には系統電源９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｅ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。 10 and 11 show the calculation results of the current voltage waveform when there is no current control mode for comparison. FIG. 10 shows a current-voltage waveform for five cycles, and FIG. 11 shows a current-voltage waveform in which the time axis (horizontal axis) is enlarged so that the occurrence of commutation notches can be easily understood. 10 and 11, the current waveform of the system power supply 9 is shown in FIG. 10A, the system voltage Vr of the system power supply 9, the output voltage Vo of the pulse converter 1, and the DC voltage of the pulse converter 1 in FIG. Each waveform of Vdc and the waveform of DC link current IDCC are shown in FIG. FIG. 4E shows gate signals to the R phase and the S phase.

図１１（ａ）に示すように、１パルスコンバータ１の電流遮断時点から系統電源９の系統電流は、二相の系統電源を還流しながら、Ｔ１の間、ゼロに近づく。そして、図１１（ｂ）に示すように、このＴ１の間、系統の線間は短絡状態となり、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏは大きく窪んでしまう。この大きく窪んだ電圧を転流ノッチという。この転流ノッチにより、系統につながる他の機器への悪影響が考えられる。 As shown in FIG. 11 (a), the system current of the system power supply 9 from the time of current interruption of the 1-pulse converter 1 approaches zero during T1 while returning the two-phase system power supply. And as shown in FIG.11 (b), between this line, the line | wire of a system | strain will be in a short circuit state, and the output voltage Vo of 1 pulse converter 1 will be greatly depressed. This greatly depressed voltage is called a commutation notch. This commutation notch may have an adverse effect on other equipment connected to the system.

図１２および図１３は電流制御モードがある場合の電流電圧波形の計算結果を示したものである。図１２は５周期分の電流電圧波形であり、図１３は転流ノッチの発生がわかりやすくなるように時間軸（横軸）を拡大した電流電圧波形である。図１２および図１３において、図（ａ）には系統電源９の電流波形、図（ｂ）には系統電源９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、ＤＣリンク部の電圧源の出力電圧Ｖｄｃｃ、図（ｃ）には系統電源９の系統電流の閾値レベルＴＨＤ−Ｉ、１パルスコンバータ１の出力電圧の閾値レベルＴＨＤ−Ｖの各波形、図（ｄ）にはＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ、コンデンサ１０の電圧指令ＶｃＨ＊の各波形、図（ｅ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｆ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。 FIG. 12 and FIG. 13 show the calculation results of the current voltage waveform when there is a current control mode. FIG. 12 is a current voltage waveform for five cycles, and FIG. 13 is a current voltage waveform in which the time axis (horizontal axis) is expanded so that the occurrence of commutation notches is easily understood. 12 and 13, the current waveform of the system power supply 9 is shown in FIG. 12A, the system voltage Vr of the system power supply 9, the output voltage Vo of the pulse converter 1, and the DC voltage of the pulse converter 1 in FIG. Each waveform of Vdc, the output voltage Vdcc of the voltage source of the DC link unit, FIG. 10C shows the threshold level THD-I of the system current of the system power supply 9, and the threshold level THD-V of the output voltage of the pulse converter 1. The waveform, FIG. (D) shows the waveforms of the voltage VcH of the capacitor 10 of the DC link voltage generation circuit 3 and the voltage command VcH * of the capacitor 10, and FIG. (E) shows the waveform of the DC link current IDCC. FIG. 5F shows gate signals to the R phase and the S phase.

図１３（ａ）に示すように、電流ゼロ制御モードが開始したときからＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧によって系統電流をゼロに近づける。図１３（ｂ）に示すように、その後、系統電流がゼロに近づく１パルスコンバータ１の電流遮断時点に、転流ノッチは発生するが、転流ノッチの発生時間Ｔ２は、図１１（ｂ）の電流制御モードがない場合に比べて大幅に短くなっているのがわかる。転流ノッチの発生時間が短くなったことにより、系統電源９につながる他の電気機器への転流ノッチによる影響を低減できる。さらに、転流ノッチによる電圧高調波を低減できる。 As shown in FIG. 13A, the system current is brought close to zero by the output voltage of the DC link voltage generation circuit 3 from the time when the current zero control mode is started. As shown in FIG. 13B, a commutation notch is generated at the time of current interruption of the one-pulse converter 1 after which the system current approaches zero, but the commutation notch generation time T2 is as shown in FIG. It can be seen that the current control mode is significantly shortened compared to the case without the current control mode. Since the generation time of the commutation notch is shortened, the influence of the commutation notch on other electrical equipment connected to the system power supply 9 can be reduced. Furthermore, voltage harmonics due to commutation notches can be reduced.

以上のことから、回生運転時にＤＣリンク電圧発生回路３に流れる電流がゼロの状態で１パルスコンバータ１が電流遮断するので、還流電流が流れず、還流電流による線間短絡による転流ノッチを低減することができる。また、交流系統につながる他の電気機器への転流ノッチによる影響を低減することができる。さらに、転流ノッチによる電圧高調波を低減できる。 From the above, since the 1-pulse converter 1 cuts off the current when the current flowing through the DC link voltage generation circuit 3 is zero during the regenerative operation, the return current does not flow and the commutation notch due to the short circuit between the lines due to the return current is reduced. can do. Moreover, the influence by the commutation notch to the other electric equipment connected to an alternating current system can be reduced. Furthermore, voltage harmonics due to commutation notches can be reduced.

実施の形態２．
本実施の形態では、ＤＣリンク電圧発生回路２３が、直列接続された複数の電圧発生回路を備えた場合の出力電圧の多レベル化について説明する。図１４に、ＤＣリンク電圧発生回路２３に、複数の電圧発生回路として第１サブ階調コンバータ４および第２サブ階調コンバータ５を備えた電力変換装置１６の構成図を示す。このような構成によって、出力電圧を多レベル化できるので、電圧高調波を低減できる。これによって、系統の高調波低減用フィルタを小型化できる。 Embodiment 2. FIG.
In the present embodiment, a description will be given of multilevel output voltage in the case where the DC link voltage generation circuit 23 includes a plurality of voltage generation circuits connected in series. FIG. 14 shows a configuration diagram of a power conversion device 16 in which the DC link voltage generation circuit 23 includes the first sub gradation converter 4 and the second sub gradation converter 5 as a plurality of voltage generation circuits. With such a configuration, since the output voltage can be multi-leveled, voltage harmonics can be reduced. This can reduce the size of the system harmonic reduction filter.

また、図１５に、ＤＣリンク電圧発生回路２３の第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧との電圧比率を変化させた場合の、第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路２３の出力電圧との関係を示す。図１５（ａ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝１：１とした場合、図１５（ｂ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝２：１とした場合、図１５（ｃ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝３：１とした場合の、第１、第２サブ階調コンバータ４，５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路２３の出力電圧との関係である。 Further, FIG. 15 shows the first sub gray scale when the voltage ratio between the DC voltage of the first sub gray scale converter 4 and the DC voltage of the second sub gray scale converter 5 of the DC link voltage generation circuit 23 is changed. The relationship between the DC voltage of the converter 4, the DC voltage of the second sub-gradation converter 5, and the output voltage of the DC link voltage generation circuit 23 is shown. 15A shows a case where the voltage ratio is set to the DC voltage of the first sub gradation converter 4 and the DC voltage of the second sub gradation converter 5 = 1: 1. FIG. 15B shows the voltage ratio of the first sub gradation converter 4. When the DC voltage of the gradation converter 4: the DC voltage of the second sub gradation converter 5 = 2: 1, FIG. 15C shows the voltage ratio of the DC voltage of the first sub gradation converter 4: the second sub-level. This is the relationship between the DC voltage of the first and second sub gradation converters 4 and 5 and the output voltage of the DC link voltage generation circuit 23 when the DC voltage of the tone converter 5 is 3: 1.

第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５は、それぞれ直流電力貯蔵器であるコンデンサ２０，２１とインバータ１５とによって構成される。第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ２０，２１の直流電圧をそれぞれＶｃＨ、ＶｃＬとする。ＶｃＨとＶｃＬとの電圧比率は、同じ比率（１：１）でも、異なっていても良い。電圧比率が異なっている場合には、同じ比率の場合より、ＤＣリンク電圧発生回路２３の出力電圧は、図１５に示すように、多レベル化でき、電圧高調波の抑制効果が期待できる。なお、本実施の形態では、２つのサブ階調コンバータを組合せた場合について説明したが、３つ以上のサブ階調コンバータを組合せてもよい。これによって、ＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧を更に多レベル化することができるので、電圧高調波を低減でき、系統の高調波低減用フィルタを小型化できる。 The first sub-gradation converter 4 and the second sub-gradation converter 5 are constituted by capacitors 20 and 21 and an inverter 15 which are DC power storages, respectively. The DC voltages of the capacitors 20 and 21 of the first sub gradation converter 4 and the second sub gradation converter 5 are VcH and VcL, respectively. The voltage ratio between VcH and VcL may be the same ratio (1: 1) or different. When the voltage ratio is different, the output voltage of the DC link voltage generation circuit 23 can be multi-leveled as shown in FIG. 15 and the effect of suppressing voltage harmonics can be expected from the case of the same ratio. In this embodiment, the case where two sub gray scale converters are combined has been described. However, three or more sub gray scale converters may be combined. As a result, the output voltage of the DC link voltage generation circuit can be further increased in level, so that voltage harmonics can be reduced, and the system harmonic reduction filter can be downsized.

本発明の実施の形態１における、電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における、回生運転時の１パルスコンバータの半導体スイッチ素子のゲート信号の生成方法の説明図である。It is explanatory drawing of the production | generation method of the gate signal of the semiconductor switch element of the 1 pulse converter at the time of regenerative operation in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における、電流制御ブロックの制御ブロック図である。It is a control block diagram of a current control block in Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態１における、電流制御の伝達関数のゲイン特性である。It is a gain characteristic of the transfer function of current control in Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態１における、電流ゼロ制御ブロックの制御ブロック図である。It is a control block diagram of a zero current control block in Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態１における、基本波の波高値により電流制御モード切り替えを判定する方法について説明図である。It is explanatory drawing about the method in Embodiment 1 of this invention which determines current control mode switching by the peak value of a fundamental wave. 本発明の実施の形態１における、基本波の波高値により電流制御モード切り替えを判定するフローチャートである。It is a flowchart which determines current control mode switching by the peak value of a fundamental wave in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における、基本波の位相により電流制御モード切り替えを判定する方法について説明図である。It is explanatory drawing about the method in which Embodiment 1 of this invention determines current control mode switching by the phase of a fundamental wave. 本発明の実施の形態１における、基本波の位相により電流制御モード切り替えを判定するフローチャートである。4 is a flowchart for determining current control mode switching based on a phase of a fundamental wave in the first embodiment of the present invention. 従来の電力変換装置における、電流制御モードがない場合の電流電圧波形である。It is a current voltage waveform when there is no current control mode in the conventional power converter. 従来の電力変換装置における、電流制御モードがない場合の時間軸を拡大した電流電圧波形である。It is the current voltage waveform which expanded the time axis when there is no current control mode in the conventional power converter. 本発明の実施の形態１における、電流制御モードがある場合の電流電圧波形である。It is a current-voltage waveform in case there exists a current control mode in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における、電流制御モードがある場合の時間軸を拡大した電流電圧波形である。It is the current voltage waveform which expanded the time axis when there exists current control mode in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態２における、２つの電圧発生回路を備えた電力変換装置の構成図を示す。The block diagram of the power converter device provided with the two voltage generation circuits in Embodiment 2 of this invention is shown. 本発明の実施の形態２における、第１サブ階調コンバータの直流電圧と第２サブ階調コンバータの直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the DC voltage of a 1st sub gradation converter, the DC voltage of a 2nd sub gradation converter, and the output voltage of a DC link voltage generation circuit in Embodiment 2 of this invention.

Explanation of symbols

１１パルスコンバータ、２ＤＣリンク主コンデンサ、３，２３ＤＣリンク電圧発生回路、４第１サブ階調コンバータ、５第２サブ階調コンバータ、７トランスのインダクタンス、８直流負荷、９系統電源、１０コンデンサ、１２１パルスコンバータの制御系、１３ＤＣリンク電圧発生回路の制御系、１４，１６電力変換装置、１５インバータ、２０第１サブ階調コンバータのコンデンサ、２１第２サブ階調コンバータのコンデンサ、１２１フィルタ、１２２ＰＬＬ、１２３基本波生成部、１２４力行・回生判定部、１２５，１３５ゲート生成部、１２６，１３６ゲートドライバ、１３１電流制御ブロック、１３７電流制御モード切り替えブロック、１３８電流ゼロ制御ブロック。 1 1 pulse converter, 2 DC link main capacitor, 3,23 DC link voltage generation circuit, 4 first sub gradation converter, 5 second sub gradation converter, 7 transformer inductance, 8 DC load, 9 system power supply, 10 Capacitor, 12 1 pulse converter control system, 13 DC link voltage generation circuit control system, 14, 16 power converter, 15 inverter, 20 first sub grayscale converter capacitor, 21 second sub grayscale converter capacitor, 121 filter, 122 PLL, 123 fundamental wave generation unit, 124 power running / regeneration determination unit, 125,135 gate generation unit, 126,136 gate driver, 131 current control block, 137 current control mode switching block, 138 current zero control block.

Claims

A converter connected to an AC power source, a DC link capacitor, and a DC link voltage generation circuit disposed between the converter and the DC link capacitor, wherein the converter converts power from AC to DC, thereby converting the AC A function of supplying power from the power supply side to the DC link capacitor side through the converter, and the converter supplies power from the DC link capacitor side to the AC power supply side through the converter by converting power from DC to AC. A power converter having a function,
When power is supplied from the DC link capacitor side to the AC power supply side through the converter, the DC link voltage generation circuit is configured such that the converter, the DC link capacitor, and the current flow before the converter cuts off the current flowing through the converter. The power converter device which performs control which makes the electric current which flows between zero become zero.

The power conversion apparatus according to claim 1, wherein the DC link voltage generation circuit includes a plurality of voltage generation circuits connected in series.

Each of the plurality of voltage generation circuits includes an inverter that outputs a DC voltage, and a DC power storage connected to the inverter, and the DC voltage values of the plurality of DC power storages are different from each other. The power conversion device according to claim 2.

The DC link voltage generation circuit includes a voltage generation circuit including an inverter and a DC power storage connected to the inverter, and does not include a DC voltage source that supplies power to the DC power storage. The power conversion device according to claim 1.