JP2008267809A - Capacity detection circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、特に、基板上に設けられた複数の電極パターン間の容量を検出することによって傾きを検出する傾斜センサ及び傾斜スイッチに用いられる容量検出回路に関する。 In particular, the present invention relates to a tilt detection sensor that detects a tilt by detecting a capacitance between a plurality of electrode patterns provided on a substrate, and a capacitance detection circuit used for a tilt switch.
容量型センサは、高感度で温度特性が良いという特性から圧力・加速度など幅広い分野に用いられており今後も用途が広がると考えられる。また、傾斜センサ、傾斜スイッチなどは、測量、姿勢制御などにおいて重要なデバイスであり、さらに運動物体の制御機器やモバイル機器の分野にも大きな需要がある。このような容量型センサは容量値が小さいため容量検出回路の性能が重要であり、ダイオードブリッジやスイッチトキャパシタ、同期検波などの原理を応用した回路が提案されてきた。 Capacitive sensors are used in a wide range of fields such as pressure and acceleration because of their high sensitivity and good temperature characteristics, and their use is expected to expand in the future. In addition, tilt sensors, tilt switches, and the like are important devices in surveying, attitude control, and the like, and there is a great demand in the field of moving object control devices and mobile devices. Since such a capacitive sensor has a small capacitance value, the performance of the capacitance detection circuit is important, and circuits that apply principles such as diode bridges, switched capacitors, and synchronous detection have been proposed.
容量検出回路のひとつには、例えば特許文献1(特許3262013号公報)に提案されているものがある。特許文献1において提案されている回路を図23に示す。図23は従来の容量検出回路を示す図である。この回路は、チャージバランスの原理を用いた回路である。この手法は、演算増幅器とスイッチ、帰還容量とホールド用容量というシンプルな構成で、演算増幅器のオフセットの影響を受けずにφ2がONの際にVout=C1Vdd/(C1+C2)という安定した出力を得ている。
特許文献1の図23の回路では、φ1がONする時の状態とφ2がONする時の状態とを交互に繰り返すために、Voutは周期的に変動している。ここで、φ2がONした直後についてみてみると、C1とC2の容量差に対応する電圧が演算増幅器の入力にかかるようになっているため、当該入力が演算増幅器の利得(数10万倍)で増幅され、瞬間的にVoutにスパイク状ノイズが発生する、という問題があった。
In the circuit of FIG. 23 of
一方、CMOS集積回路においては、CPUに用いられるデジタル回路が微細化しており、これに伴い電源電圧も1〜1.8Vと低電圧化している。すなわち、デジタル回路が主となるモバイル機器などに、傾斜センサや傾斜スイッチを搭載するときには、これらセンサのための容量検出回路も1〜1.8V程度で動作することが望ましい。ところが、特許文献1の図23の回路では、演算増幅器を用いるので低電圧化が困難である、という問題があった。すなわち、高精度な演算増幅器を実現するには数V程度の電源電圧が必要であり、このため図23の回路方式ではデジタル回路で主流である1〜1.8Vにおいて使用が困難である、という問題が発生する。したがって、従来、モバイル機器などに傾斜センサや傾斜スイッチを搭載するときには、1〜1.8V程度の電源電圧と、数V程度の電源電圧との2系統の電源電圧を用いる必要があり、モバイル機器の回路構成が複雑にならざるを得ない、という問題があった。
On the other hand, in a CMOS integrated circuit, a digital circuit used for a CPU is miniaturized, and accordingly, a power supply voltage is lowered to 1 to 1.8 V. That is, when a tilt sensor or a tilt switch is mounted on a mobile device or the like mainly composed of a digital circuit, it is desirable that the capacitance detection circuit for these sensors also operate at about 1 to 1.8V. However, the circuit of FIG. 23 of
このような問題が解決され、傾斜センサや傾斜スイッチのための容量検出回路も1〜1.8V程度の動作電圧となれば、容量検出回路もデジタル回路とともにワンチップ化を図れることとなり都合がよいが、従来の演算増幅器を用いた回路ではそのようなことが不可能であった。 If such a problem is solved and the capacitance detection circuit for the inclination sensor and the inclination switch also has an operating voltage of about 1 to 1.8 V, the capacitance detection circuit can be integrated into a single chip together with the digital circuit, which is convenient. However, this is not possible with a circuit using a conventional operational amplifier.
上記のような課題を解決するために、本発明の請求項1に係る発明は、互いに直列接続される第1キャパシタ、第2キャパシタと、オン状態とオフ状態とを交互に繰り返す第1スイッチ群と、該第1スイッチ群がオン状態のときオフ状態となり、該第1スイッチ群がオフ状態のときオン状態となることを交互に繰り返す第2スイッチ群と、該第1キャパシタと該第2キャパシタとの間の電圧を入力するインバータアンプと、該第1キャパシタ、該第2キャパシタの静電容量に関連する電圧値をサンプルホールドするサンプルホールドキャパシタと、からなる容量検出回路であって、該第1スイッチ群がオン状態のとき、該第1キャパシタ、該第2キャパシタは、電源電圧とグランドとの間で充電され、該インバータアンプは該インバータアンプの入力端子と出力端子とがショートされる第1接続形態をとり、該第2スイッチ群がオン状態のとき、直列接続された該第1キャパシタ、該第2キャパシタの両端と、該インバータアンプの出力端子と、が該サンプルホールドキャパシタと接続される第2接続形態をとることを特徴とする。
In order to solve the above-described problem, the invention according to
また、請求項2に係る発明は、互いに直列接続される第1キャパシタ、第2キャパシタと、オン状態とオフ状態とを交互に繰り返す第1スイッチ群と、該第1スイッチ群がオン状態のときオフ状態となり、該第1スイッチ群がオフ状態のときオン状態となることを交互に繰り返す第2スイッチ群と、該第1キャパシタと該第2キャパシタとの間の電圧を、第3キャパシタを介して入力するインバータアンプと、該第1キャパシタ、該第2キャパシタの静電容量に関連する電圧値をサンプルホールドするサンプルホールドキャパシタと、からなる容量検出回路であって、該第1スイッチ群がオン状態のとき、該第1キャパシタ、該第2キャパシタは、電源電圧とグランドとの間で充電され、該インバータアンプは該インバータアンプの入力端子と出力端子とがショートされる第1接続形態をとり、該第2スイッチ群がオン状態のとき、直列接続された該第1キャパシタ、該第2キャパシタの両端と、該インバータアンプの出力端子と、が該サンプルホールドキャパシタと接続される第2接続形態をとることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, a first capacitor and a second capacitor connected in series with each other, a first switch group that alternately repeats an on state and an off state, and the first switch group are in an on state. A second switch group that repeatedly turns off when the first switch group is turned off, and a voltage between the first capacitor and the second capacitor is passed through the third capacitor. And a sample hold capacitor that samples and holds a voltage value related to the capacitance of the first capacitor and the second capacitor, wherein the first switch group is turned on. In the state, the first capacitor and the second capacitor are charged between the power supply voltage and the ground, and the inverter amplifier is an input terminal of the inverter amplifier. When the second switch group is in an ON state, the first capacitor connected in series, both ends of the second capacitor, the output terminal of the inverter amplifier, Is connected to the sample and hold capacitor in a second connection form.
また、請求項3に係る発明は、請求項1又は請求項2に記載の容量検出回路において、該インバータアンプの出力端子と該サンプルホールドキャパシタとの間に抵抗が介挿されたことを特徴とする。
The invention according to
また、請求項4に係る発明は、請求項1又は請求項2に記載の容量検出回路において、該インバータアンプの出力端子と該サンプルホールドキャパシタとの間に多段RCフィルタが介挿されたことを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in the capacitance detection circuit according to the first or second aspect, a multistage RC filter is interposed between the output terminal of the inverter amplifier and the sample and hold capacitor. Features.
また、請求項5に係る発明は、請求項1乃至請求項4のいずれかに記載の容量検出回路において、該サンプルホールドキャパシタには、インバータアンプからなる増幅回路が接続されることを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, in the capacitance detection circuit according to any one of the first to fourth aspects, an amplifier circuit including an inverter amplifier is connected to the sample and hold capacitor. .
また、請求項6に係る発明は、請求項1乃至請求項5のいずれかに記載の容量検出回路において、該サンプルホールドキャパシタには、インバータアンプからなるオフセット調整回路が接続されることを特徴とする。 According to a sixth aspect of the present invention, in the capacitance detection circuit according to any one of the first to fifth aspects, an offset adjustment circuit comprising an inverter amplifier is connected to the sample and hold capacitor. To do.
また、請求項7に係る発明は、請求項1乃至請求項5のいずれかに記載の容量検出回路において、該サンプルホールドキャパシタには、3段のインバータアンプからなる増幅回路が接続されることを特徴とする。 According to a seventh aspect of the present invention, in the capacitance detection circuit according to any one of the first to fifth aspects, an amplifier circuit including a three-stage inverter amplifier is connected to the sample and hold capacitor. Features.
また、請求項8に係る発明は、請求項7に記載の容量検出回路において、該3段のインバータアンプからなる増幅回路には発振防止用のキャパシタが接続されることを特徴とする。 According to an eighth aspect of the present invention, in the capacitance detection circuit according to the seventh aspect, an oscillation prevention capacitor is connected to the amplifier circuit including the three-stage inverter amplifier.
本発明の容量検出回路によれば、出力端子Voutに発生するスパイク状ノイズを低減することができる。また、本発明の容量検出回路は、インバータアンプが用いられているので、動作電圧を1〜1.8V程度とすることができ、モバイル機器などに搭載する際には、モバイル機器に電源電圧を、アナログ用電源電圧(3〜5V程度)の系統、デジタル用電源電圧(1〜1.8V)の系統の2系統設ける必要がない。すなわち、本発明の容量検出回路は、デジタル用のICなどと併用するときの親和性が高いと言える。また、本発明によれば、容量検出回路を1〜1.8V程度の動作電圧とすることができ、容量検出回路もその他のデジタル回路とともにワンチップ化を図れることが可能となる。 According to the capacitance detection circuit of the present invention, it is possible to reduce spike noise generated at the output terminal Vout. In addition, since the capacity detection circuit of the present invention uses an inverter amplifier, the operating voltage can be set to about 1 to 1.8 V. When the capacity detection circuit is mounted on a mobile device, the power supply voltage is supplied to the mobile device. It is not necessary to provide two systems of an analog power supply voltage (about 3 to 5 V) and a digital power supply voltage (1 to 1.8 V). That is, it can be said that the capacitance detection circuit of the present invention has high affinity when used in combination with a digital IC or the like. Further, according to the present invention, the capacitance detection circuit can be set to an operating voltage of about 1 to 1.8 V, and the capacitance detection circuit can be made into one chip together with other digital circuits.
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。図1は本発明の実施の形態に係る容量検出回路の回路図である。図1において、Vddは電源電圧、S1、S2はスイッチ、Cmはサンプルホールド用のキャパシタ(静電容量はCmとする)、INVはインバータアンプ、Vinv-inはインバータアンプINVの入力電圧、Vinv-outはインバータアンプINVの出力電圧、Voutは容量検出回路の出力端子をそれぞれ示している。また、100はキャパシタCx+、Cx-からなる傾斜センサ100の等価回路を示しており、傾斜センサ100からは引き出し端子a乃至cを利用して回路に接続されるようになっている。インバータアンプINVは、図示するようにP型のMOSトランジスタとN型のMOSトランジスタの対から構成される。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, Vdd is a power supply voltage, S1 and S2 are switches, Cm is a sample and hold capacitor (capacitance is Cm), INV is an inverter amplifier, Vinv-in is an input voltage of the inverter amplifier INV, Vinv− out represents the output voltage of the inverter amplifier INV, and Vout represents the output terminal of the capacitance detection circuit.
3つのスイッチS1は同時にオンオフされ、また、3つのスイッチS2も同時にオンオフされる。3つのスイッチS1は3つのスイッチS2がオフのときにオンされ、また、3つのスイッチS2は3つのスイッチS1がオフのときにオンされる。これらのスイッチのオンオフ周期の周波数が、容量検出回路の駆動周波数である。図2は、本発明の実施の形態に係る容量検出回路のスイッチS1及びスイッチS2のオンオフタイミングを示す図である。 The three switches S1 are turned on / off at the same time, and the three switches S2 are turned on / off at the same time. The three switches S1 are turned on when the three switches S2 are off, and the three switches S2 are turned on when the three switches S1 are off. The frequency of the on / off period of these switches is the drive frequency of the capacitance detection circuit. FIG. 2 is a diagram showing on / off timings of the switch S1 and the switch S2 of the capacitance detection circuit according to the embodiment of the present invention.
次に、本発明の実施の形態に係る容量検出回路が接続される傾斜センサ100について説明する。図3は傾斜センサ100の断面を示す図であり、図4及び図5は傾斜センサ100の基板上の電極パターンを示す図であり、図6は傾斜センサ100の使用状況を示す図である。図3乃至図6において、100は傾斜センサ(又は傾斜スイッチ)、111は基板、113はキャップ部基板、114は検出用液体、115は気体部、120は検出用共通電極、121は第1駆動用電極、122は第2駆動用電極、125はリード線をそれぞれ示している。図3において示される傾斜センサ10の断面図は、図4及び図5における電極パターンを線A−A’で切ったものを示している。傾斜センサ100は一軸傾斜センサであり、図6に示すような状態として、当該傾斜センサ100の傾きθを検出するものである。
Next, the
傾斜センサ100の基板111上には第1駆動用電極121、第2駆動用電極122が図示するような電極パターンにて形成されている。第1駆動用電極121及び第2駆動用電極122は、面積がほぼ等しい略半円形状のパターンであり、それぞれに引き出し用端子b及びcが接続される構成となっている。また、キャップ部基板113上には検出用共通電極120が図示するような円形状の電極パターンにて形成されている。検出用共通電極120には引き出し用端子aが接続される。
A
傾斜センサ100における基板111とキャップ部基板113との間の密閉された空間には、検出用液体114が封入される。このような検出用液体114によれば、傾斜センサ100を図6に示すような立てた状態にしたとき、検出用共通電極120と第1駆動用電極121との間に静電容量Cx+のキャパシタを、また、検出用共通電極120と第2駆動用電極122との間に静電容量Cx-のキャパシタが構成される。
A
以上のように構成される傾斜センサ100は、図6に示すような状態とし、当該傾斜センサ100の傾きθを検出する一軸傾斜センサとして利用する。
The
次に傾斜センサ100の検出原理について説明する。検出用液体114の誘電率をε1とし、また、電極間の距離をd1とし、第1駆動用電極121上の検出用液体114が接している面積をS+、第2駆動用電極22上の検出用液体114が接している面積をS-とすると、キャパシタの静電容量Cx+、キャパシタの静電容量Cx-は、
Next, the detection principle of the
また、傾斜センサ100の傾斜角θによらず、第1駆動用電極121上の検出用液体114が接している面積S+と第2駆動用電極122上の検出用液体114が接している面積S-と和Sは等しいので、以下の式が成立する。
Further, the area S + in contact with the
面積S+の変化は傾斜センサ100の傾斜角θに比例すること、及び、(1)乃至(4)式の関係により、容量検出回路の出力電圧Voutと傾斜センサ100の傾斜角θとの関係は次式によって求めることができる。
The change of the area S + is proportional to the inclination angle θ of the
以上のように構成される傾斜センサ100と共に用いる容量検出回路について説明する。スイッチS1、スイッチS2が交互にオンオフされるときの状況について説明する。
A capacitance detection circuit used with the
スイッチS1がオンで、スイッチS2がオフの状態であるときにおいては、2つの傾斜センサ10のキャパシタCx+及びキャパシタCx-は電源電圧Vddとグランド間に直列接続された状態となり、電源電圧VddによってキャパシタCx+及びキャパシタCx-が充電される。キャパシタCx+に蓄積する電荷をQ+、キャパシタCx-に蓄積する電荷をQ―とすると、
When the switch S1 is on and the switch S2 is off, the capacitors Cx + and Cx − of the two
スイッチS1がオンで、スイッチS2がオフの状態であるときのインバータアンプINVをみると、入力電圧Vinv-inと出力電圧Vinv-outとがショート状態となっている。図7はインバータアンプINVの入力と出力との関係を示す図である。スイッチS1のときは、インバータアンプINVは、入力電圧Vinv-inと出力電圧Vinv-outと等しい、図7における動作点にある状態であることが分かる。 Looking at the inverter amplifier INV when the switch S1 is on and the switch S2 is off, the input voltage Vinv-in and the output voltage Vinv-out are short-circuited. FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the input and output of the inverter amplifier INV. In the case of the switch S1, it can be seen that the inverter amplifier INV is in a state at the operating point in FIG. 7, which is equal to the input voltage Vinv-in and the output voltage Vinv-out.
次に、スイッチS2がオンで、スイッチS1がオフの状態である状態をみてみる。キャパシタCx+及びキャパシタCx-(傾斜センサ100)からのインバータアンプINVへ電荷の流入があるとすると、この動作点はaの方向に移動し、キャパシタCx+及びキャパシタCx-(傾斜センサ100)からの電荷の引き抜きがあると、動作点はbの方向に移動する。 Next, let us consider a state where the switch S2 is on and the switch S1 is off. If there is an inflow of charge from the capacitor Cx + and the capacitor Cx − (inclination sensor 100) to the inverter amplifier INV, the operating point moves in the direction a, and the capacitor Cx + and the capacitor Cx − (inclination sensor 100) When the electric charge is extracted, the operating point moves in the direction b.
また、スイッチS2がオンで、スイッチS1がオフの状態である状態のとき、2つの傾斜センサ100のキャパシタCx+及びキャパシタCx-は電源電圧Vddとグランドとから切り離された状態となる。
Further, the switch S2 is turned on, a state switch S1 is in the OFF state, the two capacitors Cx + and capacitor Cx of the
スイッチS1、S2が前述のような駆動周波数でオンオフを繰り返し定常状態となると、サンプルホールドキャパシタCmの充放電が飽和する。このとき、 When the switches S1 and S2 are repeatedly turned on and off at the drive frequency as described above to reach a steady state, the charge / discharge of the sample hold capacitor Cm is saturated. At this time,
本実施形態に係る傾斜センサ100に用いる容量検出回路では、上述のように、スイッチS1がオンで、スイッチS2がオフの状態であるとき、キャパシタCx+及びキャパシタCx-は電源電圧Vddとグランド間に直列接続された状態となり、各キャパシタが充電され、スイッチS2がオンで、スイッチS1がオフの状態であるときに、キャパシタCx+及びキャパシタCx-は並列接続された状態となり電荷が移動する。
In the capacitance detecting circuit used in the
キャパシタCx+及びキャパシタCx-に係る電荷の移動によって、電荷がインバータアンプINVの入力端子に入力されたり、電荷がインバータアンプINVの入力端子から引き抜かれたりする。キャパシタCx+及びキャパシタCx-からインバータアンプINVの入力端子に電荷が入力されると、インバータアンプINVの出力端子の出力電圧Vinv-outは下降し、逆に、インバータアンプINVの入力端子からキャパシタCx+及びキャパシタCx-に電荷が引き抜かれると、インバータアンプINVの出力電圧Vinv-outは上昇する。出力電圧Vout(Vm)のこのような増減は、キャパシタCmにチャージされていき、スイッチS1、S2が前述のような駆動周波数でオンオフを繰り返し、定常状態でVout(Vm)は安定し、収束する。この収束の条件は、インバータアンプINVに入力される電荷と、インバータアンプINVから出力される電荷がちょうどバランスする点であり、インバータアンプINVと、Cx+及びCx-からなるキャパシタ群との間で電荷の移動がなくなる点である。すなわち、本実施形態に係る傾斜センサ100に用いる容量検出回路では、定常状態では、
Due to the movement of charges related to the capacitors Cx + and Cx − , charges are input to the input terminal of the inverter amplifier INV, or charges are extracted from the input terminal of the inverter amplifier INV. When charges are input from the capacitor Cx + and the capacitor Cx − to the input terminal of the inverter amplifier INV, the output voltage Vinv-out of the output terminal of the inverter amplifier INV decreases, and conversely, the capacitor Cx from the input terminal of the inverter amplifier INV. When charge is extracted to + and the capacitor Cx − , the output voltage Vinv-out of the inverter amplifier INV increases. Such increase or decrease in the output voltage Vout (Vm) is charged in the capacitor Cm, the switches S1 and S2 are repeatedly turned on and off at the drive frequency as described above, and Vout (Vm) stabilizes and converges in a steady state. . This convergence condition is that the charge input to the inverter amplifier INV and the charge output from the inverter amplifier INV are just balanced. Between the inverter amplifier INV and the capacitor group composed of Cx + and Cx −. This is the point where there is no charge movement. That is, in the capacitance detection circuit used for the
以上のように、本発明においては、従来のオペアンプの代わりにインバータアンプINVを用いて容量値に対応した電圧出力を得る回路構成としてある。このような本発明の回路によれば、出力電圧の理論式はオペアンプを用いたものと同じであるが、図7にも示すように、電圧増幅率が通常のオペアンプの増幅率(数10万倍)に比べ小さいため(数10倍)、スイッチS2がONした時のスパイク状のノイズが減少する。また、インバータアンプINVを用いているためCMOSデジタル集積回路の電源電圧1〜1.8Vにおいても確実に動作する。なお、ホールド容量の電圧Vmを出力として用い、ホールド用容量の容量値を大きくする事で電圧変動の影響を減少できる。 As described above, the present invention has a circuit configuration that obtains a voltage output corresponding to the capacitance value by using the inverter amplifier INV instead of the conventional operational amplifier. According to such a circuit of the present invention, the theoretical expression of the output voltage is the same as that using an operational amplifier, but as shown in FIG. 7, the voltage amplification factor is the amplification factor of an ordinary operational amplifier (several hundred thousand). Therefore, the spike noise when the switch S2 is turned on is reduced. Further, since the inverter amplifier INV is used, it operates reliably even at a power supply voltage of 1 to 1.8 V of the CMOS digital integrated circuit. Note that the influence of the voltage fluctuation can be reduced by using the voltage Vm of the hold capacitor as an output and increasing the capacitance value of the hold capacitor.
次に、本発明の他の実施の形態に係る傾斜センサ10に用いる容量検出回路について説明する。図8は本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路の回路図である。図8において、Vddは電源電圧、S1、S2はスイッチ、Cmはサンプルホールドキャパシタ(それぞれの静電容量はCmとする)、INVはインバータアンプ、Vinv-inはインバータアンプINVの入力電圧、Vinv-outはインバータアンプINVの出力電圧、Voutは容量検出回路の出力端子をそれぞれ示している。キャパシタCx+、Cx-、Coからなる傾斜センサ10の等価回路は、容量検出回路に対して、引き出し端子a乃至cを利用し図11に示されるように接続される。インバータアンプINVは、図示するようにP型のMOSトランジスタとN型のMOSトランジスタの対から構成される。
Next, a capacitance detection circuit used for the
3つのスイッチS1は全て同時にオンオフされ、また、3つのスイッチS2も全て同時にオンオフされる。3つのスイッチS1は3つのスイッチS2がオフのときにオンされ、また、3つのスイッチS2は3つのスイッチS1がオフのときにオンされる。これらのスイッチのオンオフ周期の周波数が駆動周波数であり、前述のように本発明においては、検出用液体14が見かけ上導電体としてふるまう駆動周波数である数100Hz〜数100kHzが利用される。本発明の他の実施の形態における容量検出回路のスイッチS1及びスイッチS2のオンオフタイミングも図2のものを用いる。
All three switches S1 are turned on and off at the same time, and all three switches S2 are turned on and off at the same time. The three switches S1 are turned on when the three switches S2 are off, and the three switches S2 are turned on when the three switches S1 are off. The frequency of the on / off period of these switches is the driving frequency. As described above, in the present invention, several hundred Hz to several hundred kHz, which is the driving frequency at which the
次に、本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路が接続される傾斜センサ10について説明する。図9は他の実施の形態の容量検出回路に用いる傾斜センサの断面を示す図であり、図10は他の実施の形態の容量検出回路に用いる傾斜センサの基板上の電極パターンを示す図であり、図11は他の実施の形態の容量検出回路に用いる傾斜センサの使用状況を示す図である。図9乃至図11において、10は傾斜センサ(又は傾斜スイッチ)、11は基板、12は絶縁膜、13はキャップ、14は検出用液体、15は気体部、20は検出用共通電極、21は第1駆動用電極、22は第2駆動用電極、25はリード線をそれぞれ示している。図9において示される傾斜センサ10の断面図は、図10の基板11上の電極パターンを線A−A’で切ったものを示している。傾斜センサ10は一軸傾斜センサであり、図11に示すような状態として、当該傾斜センサ10の傾きθを検出するものである。
Next, an
傾斜センサ10の基板11上には、検出用共通電極20、第1駆動用電極21、第2駆動用電極22が図示するような電極パターンにて形成されている。第1駆動用電極21及び第2駆動用電極22は、面積がほぼ等しい略半円形状のパターンであり、それぞれに引き出し用端子b及びcが接続される構成となっている。また、検出用共通電極20は、第1駆動用電極21及び第2駆動用電極22のパターンを囲むように形成され、引き出し用端子aが接続される構成となっている。検出用共通電極20の終端と第2駆動用電極22の引き出し用端子cとの間には、十分な絶縁性が確保できるような距離の間隙gが形成される。引き出し用端子a乃至cにはリード線25が接続され、検出用共通電極20、第1駆動用電極21、第2駆動用電極22からの信号が傾斜センサ10外に取り出せるようになっている。
On the
検出用共通電極20、第1駆動用電極21、第2駆動用電極22が形成された基板11上には、ガラス、シリコン系有機材料或いはフッ素系有機材料などからなる絶縁膜12が形成される。この絶縁膜12には、絶縁膜12全体を覆い、絶縁膜12とキャップ13との間の内部空間を設け、かつこの内部空間を密閉するようなキャップ13が設けられる。絶縁膜12とキャップ13との間の密閉された空間には、検出用液体14が封入される。この検出用液体14には、分極しやすい(比誘電率が大きい)液体(例:有機溶媒、水等)もしくは導電性液体(例:食塩水、イオン性液体)が用いられる。検出用液体14は、傾斜センサ10を図10に示すような立てた状態にしたとき、検出用共通電極20、第1駆動用電極21、第2駆動用電極22の略半分の上に検出用液体14が存在する状態となる程度の量が封入される。
An insulating
検出用液体14には、上記のような電気的な性質に加え、絶縁膜12とキャップ13との間の内部空間において、傾斜センサ10の傾斜角θに追随して動くような物理的な性質も要求される。
In addition to the electrical properties as described above, the
このような傾斜センサ10の検出用液体14には、上記のような電気的な性質に加え、動粘度としても低い値を有する炭酸プロピレン(表1参照)が好適である。この炭酸プロピレンには、安全性が高く、沸点が高く、凝固点が低く、さらに安価であるというメリットもある。
For the
次に、以上のように構成される傾斜センサ10の検出原理について説明する。図12は他の実施の形態の容量検出回路に用いる傾斜センサ10の等価回路を示す図であり、図13は他の実施の形態の容量検出回路に用いる傾斜センサ10の計測状態における内部状態を示す図である。
Next, the detection principle of the
傾斜センサ10に用いる容量検出回路における駆動周波数が数100Hz〜数100kHzであるとき、分極しやすい液体である検出用液体14は見かけ上導電体としてふるまう。したがって、図12において、検出用共通電極20と検出用液体14との間の絶縁膜12、第1駆動用電極21と検出用液体14との間の絶縁膜12、第2駆動用電極22と検出用液体14との間の絶縁膜12は、駆動周波数が数100Hz〜数100kHzの下でそれぞれキャパシタとしてふるまう。
When the drive frequency in the capacitance detection circuit used for the
絶縁膜12の誘電率をεとし、また、各電極と絶縁膜12表層までの距離をdとし、第1駆動用電極21上の絶縁膜12表層と検出用液体14が接している面積をS+、第2駆動用電極22上の絶縁膜12表層と検出用液体14が接している面積をS-とすると、第1駆動用電極21と検出用液体14との間の絶縁膜12が形成するキャパシタの静電容量Cx+、第2駆動用電極22と検出用液体14との間の絶縁膜12が形成するキャパシタの静電容量Cx-は、
The dielectric constant of the insulating
また、傾斜センサ10の傾斜角θによらず、第1駆動用電極21上の絶縁膜12表層と検出用液体14が接している面積S+と第2駆動用電極22上の絶縁膜12表層と検出用液体14が接している面積S-と和Sは等しいので、以下の式が成立する。
Regardless of the inclination angle θ of the
面積S+の変化は傾斜センサ10の傾斜角θに比例すること、及び、(1)乃至(4)式の関係により、容量検出回路の出力電圧Voutと傾斜センサ10の傾斜角θとの関係は次式によって求めることができる。
The change of the area S + is proportional to the inclination angle θ of the
傾斜センサ10の計測状態における内部状態は、図13に示されるような状態となっている。絶縁膜12とキャップ13との間の内部空間に満たされた検出用液体14は、メニスカス力によって、図13のSに示すようにキャップ13内壁面に引きつけられた状態となる。すなわち、傾斜センサ10においては、検出用共通電極20が存在する絶縁膜 12上に検出用液体14が安定して存在する状態を物理的にも作り出しやすく、傾斜センサとして非常に好適である。
The internal state in the measurement state of the
以上のように、構成される傾斜センサ10に用いる容量検出回路について説明する。まず、スイッチS1、スイッチS2が交互にオンオフされるときの状況について説明する。
The capacitance detection circuit used for the
スイッチS1がオンで、スイッチS2がオフの状態であるときにおいては、2つの傾斜センサ10のキャパシタCx+及びキャパシタCx-は電源電圧Vddとグランド間に直列接続された状態となり、電源電圧VddによってキャパシタCx+及びキャパシタCx-が充電される。なお、駆動周波数が数100Hz〜数100kHzの下では、キャパシタCoはほぼショート状態と見なすことができる。キャパシタCx+に蓄積する電荷をQ+、キャパシタCx-に蓄積する電荷をQ―とすると、
When the switch S1 is on and the switch S2 is off, the capacitors Cx + and Cx − of the two
スイッチS1がオンで、スイッチS2がオフの状態であるときのインバータアンプINVをみると、入力電圧Vinv-inと出力電圧Vinv-outとがショート状態となっている。図7はインバータアンプINVの入力と出力との関係を示す図である。スイッチS1のときは、インバータアンプINVは、入力電圧Vinv-inと出力電圧Vinv-outと等しい、図7における動作点にある状態であることが分かる。 Looking at the inverter amplifier INV when the switch S1 is on and the switch S2 is off, the input voltage Vinv-in and the output voltage Vinv-out are short-circuited. FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the input and output of the inverter amplifier INV. In the case of the switch S1, it can be seen that the inverter amplifier INV is in a state at the operating point in FIG. 7, which is equal to the input voltage Vinv-in and the output voltage Vinv-out.
次に、スイッチS2がオンで、スイッチS1がオフの状態である状態をみてみる。キャパシタCx+及びキャパシタCx-(傾斜センサ10)からのインバータアンプINVへ電荷の流入があるとすると、この動作点はaの方向に移動し、キャパシタCx+及びキャパシタCx-(傾斜センサ10)からの電荷の引き抜きがあると、動作点はbの方向に移動する。 Next, let us consider a state where the switch S2 is on and the switch S1 is off. If there is an inflow of charge from the capacitor Cx + and the capacitor Cx − (inclination sensor 10) to the inverter amplifier INV, the operating point moves in the direction a, and the capacitor Cx + and the capacitor Cx − (inclination sensor 10) When the electric charge is extracted, the operating point moves in the direction b.
また、スイッチS2がオンで、スイッチS1がオフの状態である状態のとき、2つの傾斜センサ10のキャパシタCx+及びキャパシタCx-は電源電圧Vddとグランドとから切り離された状態となる。
Further, the switch S2 is turned on, a state switch S1 is in the OFF state, the capacitor Cx + and capacitor Cx of two
スイッチS1、S2が前述のような駆動周波数でオンオフを繰り返し定常状態となると、キャパシタCmの充放電が飽和する。このとき、 When the switches S1 and S2 are repeatedly turned on and off at the drive frequency as described above to be in a steady state, the charge / discharge of the capacitor Cm is saturated. At this time,
本実施形態に係る傾斜センサ10に用いる容量検出回路では、上述のように、スイッチS1がオンで、スイッチS2がオフの状態であるとき、キャパシタCx+及びキャパシタCx-は電源電圧Vddとグランド間に直列接続された状態となり、各キャパシタが充電され、スイッチS2がオンで、スイッチS1がオフの状態であるときに、キャパシタCx+及びキャパシタCx-は並列接続された状態となり電荷が移動する。
In the capacitance detecting circuit used in the
キャパシタCx+及びキャパシタCx-に係る電荷の移動によって、電荷がインバータアンプINVの入力端子に入力されたり、電荷がインバータアンプINVの入力端子から引き抜かれたりする。キャパシタCx+及びキャパシタCx-からインバータアンプINVの入力端子に電荷が入力されると、インバータアンプINVの出力端子の出力電圧Vinv-outは下降し、逆に、インバータアンプINVの入力端子からキャパシタCx+及びキャパシタCx-に電荷が引き抜かれると、インバータアンプINVの出力電圧Vinv-outは上昇する。出力電圧Vout(Vm)のこのような増減は、キャパシタCmにチャージされていき、スイッチS1、S2が前述のような駆動周波数でオンオフを繰り返し、定常状態でVout(Vm)は安定し、収束する。この収束の条件は、インバータアンプINVに入力される電荷と、インバータアンプINVから出力される電荷がちょうどバランスする点であり、インバータアンプINVと、Cx+及びCx-からなるキャパシタ群との間で電荷の移動がなくなる点である。すなわち、本実施形態に係る傾斜センサ10に用いる容量検出回路では、定常状態では、
Due to the movement of charges related to the capacitors Cx + and Cx − , charges are input to the input terminal of the inverter amplifier INV, or charges are extracted from the input terminal of the inverter amplifier INV. When charges are input from the capacitor Cx + and the capacitor Cx − to the input terminal of the inverter amplifier INV, the output voltage Vinv-out of the output terminal of the inverter amplifier INV decreases, and conversely, the capacitor Cx from the input terminal of the inverter amplifier INV. When charge is extracted to + and the capacitor Cx − , the output voltage Vinv-out of the inverter amplifier INV increases. Such increase or decrease in the output voltage Vout (Vm) is charged in the capacitor Cm, the switches S1 and S2 are repeatedly turned on and off at the drive frequency as described above, and Vout (Vm) stabilizes and converges in a steady state. . The condition for this convergence is that the charge input to the inverter amplifier INV and the charge output from the inverter amplifier INV are just balanced, and between the inverter amplifier INV and the capacitor group consisting of Cx + and Cx −. This is the point where there is no charge movement. That is, in the capacitance detection circuit used for the
なお、サンプルホールド容量の電圧Vmを出力として用い、ホールド用容量の容量値を大きくする事で電圧変動の影響を減少できる。 Note that the influence of voltage fluctuation can be reduced by using the voltage Vm of the sample hold capacitor as an output and increasing the capacitance value of the hold capacitor.
以上のように、本発明においては、従来のオペアンプの代わりにインバータアンプINVを用いて容量値に対応した電圧出力を得る回路構成としてある。このような本発明の回路によれば、出力電圧の理論式は従来のオペアンプを用いたものと同じであるが、図7にも示すように、電圧増幅率が通常のオペアンプの増幅率(数10万倍)に比べ小さいため(数10倍)、スイッチS2がONした時のスパイク状のノイズが減少する。また、インバータアンプINVを用いているためCMOSデジタル集積回路の電源電圧1〜1.8Vにおいても確実に動作する。このような容量検出回路を、モバイル機器などに搭載する際には、電源電圧を、アナログ用電源電圧(3〜5V程度)の系統、デジタル用電源電圧(1〜1.8V)の系統の2系統設ける必要がない。すなわち、本発明の容量検出回路は、デジタル用のICなどと併用するときの親和性が高いと言える。 As described above, the present invention has a circuit configuration that obtains a voltage output corresponding to the capacitance value by using the inverter amplifier INV instead of the conventional operational amplifier. According to such a circuit of the present invention, the theoretical expression of the output voltage is the same as that using a conventional operational amplifier, but as shown in FIG. Therefore, the spike noise when the switch S2 is turned on is reduced. Further, since the inverter amplifier INV is used, it operates reliably even at a power supply voltage of 1 to 1.8 V of the CMOS digital integrated circuit. When such a capacitance detection circuit is mounted on a mobile device or the like, the power supply voltage is divided into two systems: an analog power supply voltage (about 3 to 5 V) system and a digital power supply voltage (1 to 1.8 V) system. There is no need to provide a system. That is, it can be said that the capacitance detection circuit of the present invention has high affinity when used in combination with a digital IC or the like.
次に本発明の他の実施形態について説明する。図14は本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路の回路図である。図14における実施形態は、端子Vmと端子Vinv-outとの間に抵抗Rが介挿される点で先の実施形態と相違するのみであり、その他の構成については先の実施形態と同様のものである。このような実施形態によれば、インバータアンプ出力端子Vinv-outとサンプルホールド容量Cmとの間の抵抗Rと、サンプルホールド容量Cmとの間にRCローパスフィルタが形成される構成となるので、ノイズを低減して低雑音の電圧出力Voutを得ることができる。 Next, another embodiment of the present invention will be described. FIG. 14 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention. The embodiment in FIG. 14 is different from the previous embodiment only in that a resistor R is inserted between the terminal Vm and the terminal Vinv-out, and other configurations are the same as those of the previous embodiment. It is. According to such an embodiment, an RC low-pass filter is formed between the resistor R between the inverter amplifier output terminal Vinv-out and the sample and hold capacitor Cm, and the sample and hold capacitor Cm. Thus, a low noise voltage output Vout can be obtained.
本実施形態の検証のために、図23と本実施形態の回路を0.35μmCMOS回路で設計、SPICEシミュレーションを行い、動作確認を行った。このSPICEシミュレーションの結果によれば、図23の回路では、サンプルホールド容量の部分の電圧を読み取る構成としても10μFという大きなサンプルホールド容量を用いても雑音電圧が5.7mVrmsと大きく、これを低減するためには後段にLPFを入れる必要があった。 For verification of the present embodiment, the circuit of FIG. 23 and the present embodiment was designed with a 0.35 μm CMOS circuit, SPICE simulation was performed, and operation was confirmed. According to the result of this SPICE simulation, in the circuit of FIG. 23, the noise voltage is as large as 5.7 mVrms even if the configuration of reading the voltage of the sample hold capacitor portion or using a large sample hold capacitor of 10 μF is reduced. In order to achieve this, it was necessary to put LPF in the latter stage.
一方、図1の回路では、サンプルホールド容量が1/100000の100pFでほぼ図23と等しい雑音電圧となった。さらに容量を10μFとしたときには0.1mVrmsと極めて低い雑音電圧が得られた。さらに、インバータアンプ出力端子Vinv-outとサンプルホールド容量Cmとの間の抵抗Rとして、抵抗値100kΩのものをいれた、図14の実施形態の場合は、100pFのホールド容量でも0.1mVrmsと極めて低い雑音電圧が得られた。この100kΩと100pFの値は、集積回路に内蔵する事も可能であり以上より低電圧デジタル回路の対応した外付け部品なしの容量検出集積回路を実現できる。 On the other hand, in the circuit of FIG. 1, the noise voltage was almost equal to that of FIG. Furthermore, when the capacitance was 10 μF, an extremely low noise voltage of 0.1 mVrms was obtained. Furthermore, in the case of the embodiment of FIG. 14 in which the resistance R between the inverter amplifier output terminal Vinv-out and the sample hold capacitor Cm is 100 kΩ, the hold capacity of 100 pF is extremely 0.1 mVrms. A low noise voltage was obtained. The values of 100 kΩ and 100 pF can be built in the integrated circuit, and a capacitance detection integrated circuit without external components corresponding to the low voltage digital circuit can be realized.
図14の実施形態の回路においては、サンプルホールド容量を大きくしていくと、形成されるRCフィルタのために出力の応答速度が遅くなりその時定数τは、τ=RCで与えられる。したがって、例えばR=100kΩ、C=1uFにおいて時定数は0.1sとなる。液体を用いた容量型傾斜センサなどでは、センサに求められる応答速度が遅いことと、振動やショック加速度による雑音混入を防ぐ意味でも応答速度が遅いセンサの方が実応用に好適である場面があり、このような時定数の比較的遅い回路は、そのような応用に向いている。 In the circuit of the embodiment of FIG. 14, when the sample and hold capacity is increased, the response speed of the output becomes slow due to the formed RC filter, and the time constant τ is given by τ = RC. Therefore, for example, when R = 100 kΩ and C = 1 uF, the time constant is 0.1 s. In capacitive tilt sensors that use liquids, there are situations where the response speed required for the sensor is slow, and sensors with a slow response speed are more suitable for practical applications in terms of preventing noise contamination due to vibration and shock acceleration. Such a circuit having a relatively slow time constant is suitable for such an application.
次に、本発明のさらなる他の実施形態について説明する。図15は本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路の要部回路図である。図14における実施形態では、端子Vmと端子Vinv-outとの間に抵抗Rを介挿したが、本実施形態においては、この抵抗Rに代えて多段のRCパッシブフィルタを介挿したものである。このような実施形態によれば、さらなるノイズ低減された低雑音の電圧出力Voutを得ることができる。 Next, still another embodiment of the present invention will be described. FIG. 15 is a main part circuit diagram of a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention. In the embodiment in FIG. 14, the resistor R is inserted between the terminal Vm and the terminal Vinv-out. However, in this embodiment, a multistage RC passive filter is inserted instead of the resistor R. . According to such an embodiment, it is possible to obtain a low noise voltage output Vout with further noise reduction.
次に、本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路について説明する。図16は本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路を示す図であり、図17は本発明の他の実施の形態に係る傾斜センサの基板上の電極パターンを示す図であり、図18は本発明の他の実施の形態に係る傾斜センサの使用状況を示す図である。 Next, a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention will be described. FIG. 16 is a diagram illustrating a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention, and FIG. 17 is a diagram illustrating an electrode pattern on a substrate of a tilt sensor according to another embodiment of the present invention. FIG. 18 is a diagram illustrating a usage state of a tilt sensor according to another embodiment of the present invention.
本発明の他の実施の形態に係る傾斜センサは、二軸傾斜センサである。本発明の他の実施の形態に係る傾斜センサは、基本的な構造は先の実施形態の傾斜センサ10と構造を同じくするものであり、基板11上の電極パターン及び容量検出回路を異にするものである。図16乃至図18において、30は傾斜センサ、31−1は第1検出用共通電極、31−2は第2検出用共通電極、32は第1駆動用電極、33は第2駆動用電極、34は第3駆動用電極、35は第4駆動用電極をそれぞれ示している。このような傾斜センサは、図18に示すような状態として用い、当該傾斜センサ30の傾きθx及びθyの検出を行うものである。
A tilt sensor according to another embodiment of the present invention is a biaxial tilt sensor. A tilt sensor according to another embodiment of the present invention has the same basic structure as that of the
二軸の傾斜センサ30の基板11上には、第1検出用共通電極31−1、第2検出用共通電極31−2、第1駆動用電極32、第2駆動用電極33、第3駆動用電極34、第4駆動用電極35が図示するような電極パターンにて形成されている。第1駆動用電極32、第2駆動用電極33、第3駆動用電極34、第4駆動用電極35は、面積がほぼ等しい略1/4円形状のパターンであり、それぞれ引き出し用端子b、e、c、fが接続される構成となっている。第1検出用共通電極31−1は第1駆動用電極32、第4駆動用電極35のパターンを、第2検出用共通電極31−2は第2駆動用電極33、第3駆動用電極34のパターンを囲むように形成され、それぞれに引き出し用端子a、dが接続される構成となっている。第1検出用共通電極31−1の終端と第4駆動用電極35の引き出し用端子fとの間、及び、第2検出用共通電極31−2の終端と第3駆動用電極34の引き出し用端子cとの間には、十分な絶縁性ができるような距離の間隙g2、g1が形成される。引き出し用端子a乃至fにはリード線25が接続され、各電極からの信号が傾斜センサ30外に取り出せるようになっている。
On the
以上のように構成される二軸の傾斜センサ30において、例えば、第1検出用共通電極31−1と検出用液体14との間の絶縁膜12が形成するキャパシタをCo1、第2検出用共通電極31−2と検出用液体14との間の絶縁膜12が形成するキャパシタをCo2、第1駆動用電極32と検出用液体14との間の絶縁膜12が形成するキャパシタをCx+、第2駆動用電極33と検出用液体14との間の絶縁膜12が形成するキャパシタをCx−、第3駆動用電極34と検出用液体14との間の絶縁膜12が形成するキャパシタをCy+、第4駆動用電極35と検出用液体14との間の絶縁膜12が形成するキャパシタをCy−として用いる。
In the
以上のように構成される傾斜センサ30のための容量検出回路が図16である。この回路において、不図示の4相クロック回路によってスイッチS1乃至S4で時分割を行う。図19は、本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路のスイッチS1乃至スイッチS4のオンオフタイミングを示す図である。これによって、二軸分の出力電圧Vxout、Vyoutを得ることができる。なお、本回路においては、電圧Vm1、Vm2は他方の回路動作時には回路からを切り離され電圧を保持するため、これらを出力とすることでクロック動作に伴う電圧変動の少ない安定した出力が得られる。
A capacitance detection circuit for the
次に、本発明の他の実施形態に係る容量検出回路について説明する。図20は本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路の回路図である。図20の実施形態は、図1の実施形態と相違する点は、図20の実施形態では容量検出回路の出力を増幅するインバータアンプからなる回路が設けられている点である。より具体的には、本実施形態では、このようなインバータアンプからなる増幅回路が、サンプルホール用のキャパシタCmが接続される端子Vmと、出力端子Vinvとの間に挿入される構成となっている。 Next, a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention will be described. FIG. 20 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention. The embodiment of FIG. 20 is different from the embodiment of FIG. 1 in that a circuit including an inverter amplifier that amplifies the output of the capacitance detection circuit is provided in the embodiment of FIG. More specifically, in the present embodiment, such an amplifier circuit including an inverter amplifier is inserted between the terminal Vm to which the sample hole capacitor Cm is connected and the output terminal Vinv. Yes.
インバータアンプINVは、P型のMOSトランジスタとN型のMOSトランジスタの対から構成される。より詳しくは、P型のMOSトランジスタのゲートとN型のMOSトランジスタのゲートが互いに接続され、この接続中点が、インバータアンプINVの入力Vinv-inとされる。また、P型のMOSトランジスタのソースが電源電圧Vddに接続され、N型のMOSトランジスタのソースがグランドに接続される。また、P型のMOSトランジスタのドレインとN型のMOSトランジスタのドレインが互いに接続され、この接続中点が、インバータアンプINVの出力Vinv-outとして取り出される構成となっている。 The inverter amplifier INV is composed of a pair of a P-type MOS transistor and an N-type MOS transistor. More specifically, the gate of the P-type MOS transistor and the gate of the N-type MOS transistor are connected to each other, and this connection midpoint is used as the input Vinv-in of the inverter amplifier INV. The source of the P-type MOS transistor is connected to the power supply voltage Vdd, and the source of the N-type MOS transistor is connected to the ground. Further, the drain of the P-type MOS transistor and the drain of the N-type MOS transistor are connected to each other, and this connection midpoint is taken out as the output Vinv-out of the inverter amplifier INV.
本実施形態における、端子Vmの出力増幅用のインバータアンプINVとしては、Vm端子と、インバータアンプINVの入力Vinv-in端子との間に抵抗R1が接続され、P型のMOSトランジスタとN型のMOSトランジスタの共通ゲート接続端子(Vinv-in端子)と、P型のMOSトランジスタとN型のMOSトランジスタの共通ドレイン接続端子(Vinv-out端子)との間には、抵抗R2が接続される構成となっている。このようなインバータアンプからなる増幅回路によれば、式(19)に示す出力を得ることができる。 In this embodiment, as the inverter amplifier INV for amplifying the output of the terminal Vm, a resistor R1 is connected between the Vm terminal and the input Vinv-in terminal of the inverter amplifier INV, and a P-type MOS transistor and an N-type transistor are connected. A resistor R2 is connected between the common gate connection terminal (Vinv-in terminal) of the MOS transistor and the common drain connection terminal (Vinv-out terminal) of the P-type MOS transistor and the N-type MOS transistor. It has become. According to the amplifier circuit composed of such an inverter amplifier, the output shown in Expression (19) can be obtained.
以上のような、インバータアンプからなる増幅回路が設けられた実施形態によれば、傾斜センサからの出力が小さいときなどに、出力を増幅することができる。しかも、インバータを利用する増幅回路であるので容量検出回路のオフセットと温度特性が等しく、その他のデジタル回路との親和性が高く、容量検出回路を内蔵するモバイル機器などの電源をアナログ用・デジタル用の2系統設ける必要がなくなる。 According to the embodiment provided with the amplifier circuit including the inverter amplifier as described above, the output can be amplified when the output from the inclination sensor is small. In addition, because the amplifier circuit uses an inverter, the capacitance detection circuit has the same offset and temperature characteristics and high compatibility with other digital circuits. Power supplies such as mobile devices that incorporate the capacitance detection circuit are used for analog and digital applications. There is no need to provide two systems.
次に、本発明の他の実施形態に係る容量検出回路について説明する。図21は本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路の回路図である。図21の実施形態が、図1の実施形態と相違する点は、図21の実施形態では容量検出回路の出力をオフセット調整するインバータアンプからなる回路が設けられている点である。より具体的には、本実施形態では、図21に示すようなインバータアンプからなるオフセット調整用回路が、サンプルホール用のキャパシタCmが接続される端子Vmと、出力端子Vinvとの間に挿入される構成となっている。 Next, a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention will be described. FIG. 21 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention. The embodiment shown in FIG. 21 is different from the embodiment shown in FIG. 1 in that the embodiment shown in FIG. 21 is provided with a circuit including an inverter amplifier that adjusts the output of the capacitance detection circuit. More specifically, in the present embodiment, an offset adjustment circuit composed of an inverter amplifier as shown in FIG. 21 is inserted between the terminal Vm to which the sample hole capacitor Cm is connected and the output terminal Vinv. It is the composition which becomes.
このようなインバータアンプからなるオフセット調整回路が設けられた実施形態によれば、傾斜センサに対してオフセット調整が必要なときに、出力を調整することができる。しかも、インバータアンプを利用するオフセット調整回路であるので、その他のデジタル回路との親和性が高く、容量検出回路を内蔵するモバイル機器などの電源をアナログ用・デジタル用の2系統設ける必要がなくなる。 According to the embodiment in which the offset adjustment circuit including such an inverter amplifier is provided, the output can be adjusted when the offset adjustment is necessary for the tilt sensor. Moreover, since the offset adjustment circuit uses an inverter amplifier, it has high compatibility with other digital circuits, and there is no need to provide two systems for analog and digital power supplies such as a mobile device incorporating a capacitance detection circuit.
次に、本発明の他の実施形態に係る容量検出回路について説明する。図22は本発明の他の実施の形態に係る容量検出回路の回路図である。図22の実施形態が、図1の実施形態と相違する点は、図22の容量検出回路の出力段には、3段からなるインバータアンプ回路、オフセット調整するインバータアンプ回路が設けられている点である。より具体的には、本実施形態では、サンプルホールド用のキャパシタCmから出力側をみて、第1段目と第3段目のインバータアンプに抵抗R3とキャパシタC1を接続したことを特徴とする。 Next, a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention will be described. FIG. 22 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention. The embodiment of FIG. 22 differs from the embodiment of FIG. 1 in that the output stage of the capacitance detection circuit of FIG. 22 is provided with an inverter amplifier circuit having three stages and an inverter amplifier circuit for adjusting the offset. It is. More specifically, this embodiment is characterized in that a resistor R3 and a capacitor C1 are connected to the first-stage and third-stage inverter amplifiers as viewed from the output side of the sample-hold capacitor Cm.
1段のインバータアンプでは、それ自体の増幅度が数十倍であるため式(19)で得られる増幅度は数倍〜10倍程度であるが、本実施形態のように3段からなるインバータアンプ回路とすると、トータルの増幅度が数万倍となり、増幅度を数10〜100倍程度とすることができ、センサ等からの出力が微弱な場合にも対応することが可能となる。3段からなるインバータアンプINV回路では、図のような抵抗R3を介装することで、主にR1とR3の抵抗比によって増幅度を決定することができる。3段からなるインバータアンプINV回路においては高い周波数領域において発振を起こしやすいが、抵抗R3に並列にキャパシタC1を設けることで、この問題も解決することができる。ここで、このようなキャパシタC1はpFオーダーのものを用いることができるので、IC化を行うときにおいても外付けの必要がない。 In the single-stage inverter amplifier, the amplification degree itself is several tens of times, and therefore the amplification degree obtained by the equation (19) is about several times to 10 times. However, as shown in this embodiment, the inverter is composed of three stages. When the amplifier circuit is used, the total amplification factor is several tens of thousands of times, the amplification factor can be several tens to 100 times, and it is possible to cope with the case where the output from the sensor or the like is weak. In the inverter amplifier INV circuit having three stages, the amplification degree can be determined mainly by the resistance ratio of R1 and R3 by interposing a resistor R3 as shown in the figure. In a three-stage inverter amplifier INV circuit, oscillation is likely to occur in a high frequency region, but this problem can also be solved by providing a capacitor C1 in parallel with the resistor R3. Here, since such a capacitor C1 can be of the pF order, there is no need for external connection even when an IC is made.
また、このような3段のインバータアンプ回路、及び、インバータアンプからなるオフセット調整回路が設けられた実施形態によれば、傾斜センサに対してオフセット調整が必要なときに、出力を調整することができる。しかも、インバータアンプを利用するオフセット調整回路であるので、その他のデジタル回路との親和性が高く、容量検出回路を内蔵するモバイル機器などの電源をアナログ用・デジタル用の2系統設ける必要がなくなる。 Further, according to the embodiment provided with such a three-stage inverter amplifier circuit and an offset adjustment circuit including the inverter amplifier, the output can be adjusted when the offset adjustment is required for the tilt sensor. it can. Moreover, since the offset adjustment circuit uses an inverter amplifier, it has high compatibility with other digital circuits, and there is no need to provide two systems for analog and digital power supplies such as a mobile device incorporating a capacitance detection circuit.
以上、本発明の容量検出回路によれば、出力端子Voutに発生するスパイク状ノイズを低減することができる。また、本発明の容量検出回路は、インバータアンプが用いられているので、動作電圧を1〜1.8V程度とすることができ、モバイル機器などに搭載する際には、モバイル機器に電源電圧を、アナログ用電源電圧(3〜5V程度)の系統、デジタル用電源電圧(1〜1.8V)の系統の2系統設ける必要がない。すなわち、本発明の容量検出回路は、デジタル用のICなどと併用するときの親和性が高いと言える。また、本発明によれば、容量検出回路を1〜1.8V程度の動作電圧とすることができ、容量検出回路もその他のデジタル回路とともにワンチップ化を図れることが可能となる。 As described above, according to the capacitance detection circuit of the present invention, spike noise generated at the output terminal Vout can be reduced. In addition, since the capacity detection circuit of the present invention uses an inverter amplifier, the operating voltage can be set to about 1 to 1.8 V. When the capacity detection circuit is mounted on a mobile device, the power supply voltage is supplied to the mobile device. It is not necessary to provide two systems of an analog power supply voltage (about 3 to 5 V) and a digital power supply voltage (1 to 1.8 V). That is, it can be said that the capacitance detection circuit of the present invention has high affinity when used in combination with a digital IC or the like. Further, according to the present invention, the capacitance detection circuit can be set to an operating voltage of about 1 to 1.8 V, and the capacitance detection circuit can be made into one chip together with other digital circuits.
また、以上、本発明に係る種々の実施形態についてそれぞれを説明したが、本発明は、それぞれの実施形態の構成要素の任意の組み合わせからなる実施形態も含まれるものである。 Further, various embodiments according to the present invention have been described above, but the present invention includes embodiments composed of arbitrary combinations of components of the respective embodiments.
10・・・傾斜センサ(又は傾斜スイッチ)、11・・・基板、12・・・絶縁膜、13・・・キャップ、14・・・検出用液体、15・・・気体部、20・・・検出用共通電極、21・・・第1駆動用電極、22・・・第2駆動用電極、25・・・リード線、30・・・傾斜センサ、31−1・・・第1検出用共通電極、31−2・・・第2検出用共通電極、32・・・第1駆動用電極、33・・・第2駆動用電極、34・・・第3駆動用電極、35・・・第4駆動用電極、100・・・傾斜センサ(又・・・傾斜スイッチ)、111・・・基板、113・・・キャップ部基板、114・・・検出用液体、115・・・気体部、120・・・検出用共通電極、121・・・第1駆動用電極、122・・・第2駆動用電極、125・・・リード線
DESCRIPTION OF
Claims (8)
オン状態とオフ状態とを交互に繰り返す第1スイッチ群と、
該第1スイッチ群がオン状態のときオフ状態となり、該第1スイッチ群がオフ状態のときオン状態となることを交互に繰り返す第2スイッチ群と、
該第1キャパシタと該第2キャパシタとの間の電圧を入力するインバータアンプと、
該第1キャパシタ、該第2キャパシタの静電容量に関連する電圧値をサンプルホールドするサンプルホールドキャパシタと、からなる容量検出回路であって、
該第1スイッチ群がオン状態のとき、該第1キャパシタ、該第2キャパシタは、電源電圧とグランドとの間で充電され、該インバータアンプは該インバータアンプの入力端子と出力端子とがショートされる第1接続形態をとり、
該第2スイッチ群がオン状態のとき、直列接続された該第1キャパシタ、該第2キャパシタの両端と、該インバータアンプの出力端子と、が該サンプルホールドキャパシタと接続される第2接続形態をとることを特徴とする容量検出回路。 A first capacitor and a second capacitor connected in series;
A first switch group that alternately repeats an on state and an off state;
A second switch group that alternately turns off when the first switch group is on and turns on when the first switch group is off;
An inverter amplifier for inputting a voltage between the first capacitor and the second capacitor;
A capacitance detection circuit comprising: a first hold capacitor; a sample hold capacitor that samples and holds a voltage value related to the capacitance of the second capacitor;
When the first switch group is in the ON state, the first capacitor and the second capacitor are charged between the power supply voltage and the ground, and the inverter amplifier has a short circuit between the input terminal and the output terminal of the inverter amplifier. The first connection form
A second connection configuration in which when the second switch group is in an ON state, the first capacitor connected in series, both ends of the second capacitor, and the output terminal of the inverter amplifier are connected to the sample hold capacitor; A capacitance detection circuit characterized by that.
オン状態とオフ状態とを交互に繰り返す第1スイッチ群と、
該第1スイッチ群がオン状態のときオフ状態となり、該第1スイッチ群がオフ状態のときオン状態となることを交互に繰り返す第2スイッチ群と、
該第1キャパシタと該第2キャパシタとの間の電圧を、第3キャパシタを介して入力するインバータアンプと、
該第1キャパシタ、該第2キャパシタの静電容量に関連する電圧値をサンプルホールドするサンプルホールドキャパシタと、からなる容量検出回路であって、
該第1スイッチ群がオン状態のとき、該第1キャパシタ、該第2キャパシタは、電源電圧とグランドとの間で充電され、該インバータアンプは該インバータアンプの入力端子と出力端子とがショートされる第1接続形態をとり、
該第2スイッチ群がオン状態のとき、直列接続された該第1キャパシタ、該第2キャパシタの両端と、該インバータアンプの出力端子と、が該サンプルホールドキャパシタと接続される第2接続形態をとることを特徴とする容量検出回路。 A first capacitor and a second capacitor connected in series;
A first switch group that alternately repeats an on state and an off state;
A second switch group that alternately turns off when the first switch group is on and turns on when the first switch group is off;
An inverter amplifier for inputting a voltage between the first capacitor and the second capacitor via a third capacitor;
A capacitance detection circuit comprising: a first hold capacitor; a sample hold capacitor that samples and holds a voltage value related to the capacitance of the second capacitor;
When the first switch group is in the ON state, the first capacitor and the second capacitor are charged between the power supply voltage and the ground, and the inverter amplifier has a short circuit between the input terminal and the output terminal of the inverter amplifier. The first connection form
A second connection configuration in which when the second switch group is in an ON state, the first capacitor connected in series, both ends of the second capacitor, and the output terminal of the inverter amplifier are connected to the sample hold capacitor; A capacitance detection circuit characterized by that.
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