JP2008259288A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路構成、素子バラツキ、温度や経時の変化等の影響を受けずに、共振信号波形の谷部検出を正確に行う。
【解決手段】擬似共振方式のフライバック型スイッチング電源装置において、トランス２の駆動巻線２３に発生する電圧Ｖｒを微分した電圧Ｖｄｉｆと、その電圧Ｖｒを整流平滑し分圧して得た閾値電圧Ｖｔｈ１とを電圧比較器１で比較することで、トランス２のエネルギー放出後の共振信号の谷部を検出し、その谷部でトランジスタＭＮ１をオンさせる。
【選択図】図１

Description

本発明は、擬似共振方式のフライバック型スイッチング電源装置に関するものである。

図３に従来の擬似共振方式のフライバック型スイッチング電源装置の構成を示す（例えば、特許文献１参照）。図３において、２は１次巻線２１、２次巻線２２および駆動巻線２３を有するトランス、ＭＮ１はスイッチング素子としてのＮＭＯＳトランジスタ、３はそのトランジスタＭＮ１をオン／オフ駆動するオン／オフ信号発生回路、４は入力直流電源、５は電圧比較器、６は閾値電圧Ｖｔｈ２を生成する閾値電圧源、Ｒ５〜Ｒ８は抵抗、Ｄ１，Ｄ４は整流用ダイオード、Ｃ２は平滑用コンデンサ、Ｃ３はトランジスタＭＮ１のドレイン・ソース間の寄生容量、Ｃ４は遅延用コンデンサである。駆動巻線２３に関連する回路は制御回路を構成する。

このスイッチング電源装置では、オン／オフ信号発生回路３によってトランジスタＭＮ１がオンにすることにより、トランス２の１次巻線２１にエネルギーが蓄えられ、抵抗Ｒ５に生じる電圧が所定値に達するとオン／オフ信号発生回路３によってトランジスタＭＮ１がオフする。このオフ時に、１次巻線２１に蓄えられたエネルギーが２次巻線２２から放出される。この２次巻線２２に生じる電圧は所定倍率の電圧となり、整流平滑されて出力電圧となる（図示せず）。なお、１次巻線２１に蓄えられたエネルギーの一部は駆動巻線２３からも放出される。その後、１次巻線２１のインダクタンスとそれに直列接続された容量（トランジスタＭＮ１の寄生容量Ｃ３）とによって、ＬＣ共振動作（リンギング）が始まる。このリンギング波形の谷部でトランジスタＭＮ１を再度オンさせると、スイッチング損失を最小にすることができ、電源の変換効率を高くできる。

そこで、リンギング発生中において、トランジスタＭＮ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓと相似な波形の電圧Ｖｒを駆動巻線２３で生成させ、その電圧Ｖｒの谷部を電圧比較器５で検出し、その検出信号によりオン／オフ信号発生回路３を制御し、トランジスタＭＮ１をオンさせている。

すなわち、その駆動巻線２３の電圧ＶｒをダイオードＤ４により半波整流して正電圧を取り出し、この正電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８により分圧して相似電圧Ｖｂｍを作成し、この相似電圧ＶｂｍをコンデンサＣ４によって波形整形するとともに遅延させて、電圧比較器５の非反転入力端子に入力する。そして、この電圧Ｖｂｍを、電圧比較器５の反転入力端子に入力している閾値電圧Ｖｔｈ２と比較することにより、パルス電圧Ｖｂｄを作成し、このパルス電圧ＶｂｄによりトランジスタＭＮ１を制御するものである。駆動巻線２３の電圧Ｖｒの谷部に相当するタイミングは、パルス電圧Ｖｂｄの立下りエッジであり、このパルス電圧Ｖｂｄを入力するオン／オフ信号発生回路３では、図４の時刻ｔａのタイミングでトランジスタＭＮ１をオンさせる信号を作成する。

図５はトランジスタＭＮ１をオンさせるパルス電圧Ｖｂｄを作成する制御回路の別の従来例を示す図である。ここでは、駆動巻線２３の電圧Ｖｒをそのまま抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧して相似電圧Ｖｂｍ’を作成し、この相似電圧Ｖｂｍ’と閾値電圧Ｖｔｈ２とを電圧比較器５で比較して、その比較電圧を遅延回路７で遅延させるようにしたものであり、遅延回路７から出力する電圧が図３に示した回路と同様のパルス電圧Ｖｂｄとなる。この遅延回路７はコンデンサＣ４による遅延と同様の遅延を行う。
特開２００５−２７８２６３号公報

ところが、従来のスイッチング電源装置では、ターゲットとする電源仕様（入力電圧、出力電圧、出力電流など）が異なれば、トランス２やリンギング共振信号波形が異なり、駆動巻線２３の出力特性（電圧、容量、タイミングなど）も異なる。また、ダイオード、抵抗、コンデンサ等の素子バラツキによってパルス電圧Ｖｂｄの遅延時間も異なり、共振信号波形の谷部の検出タイミングがずれるので、製品ごとに合わせ込みが必要になる。しかし、合わせ込んだとしても、共振信号波形は一定ではなく、温度や経時によって変化するので、その波形の谷部検出タイミングがずれてしまう。

本発明の目的は、回路構成、素子バラツキ、温度や経時の変化等の影響を受けずに、共振信号波形の谷部検出を正確に行うことができるようにしたスイッチング電源装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のスイッチング電源装置は、トランスの１次巻線にスイッチング素子を介して直流電圧を印加し、前記スイッチング素子のオン時に前記１次巻線に蓄えたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に前記トランスの２次巻線と駆動巻線から放出し、前記スイッチング素子のオフ時に前記スイッチング素子両端間に生じるリンギング電圧の谷部で前記スイッチング素子を再度オンさせる擬似共振方式のフライバック型スイッチング電源において、前記駆動巻線に生じる電圧を微分する微分手段と、前記微分手段から出力する微分電圧を閾値電圧とを比較する電圧比較手段とを備え、前記電圧比較手段から前記リンギングの谷部の検出信号を出力させ、前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記駆動巻線に生じる電圧を整流平滑し分圧して前記微分電圧のバイアスとする一方、前記駆動巻線に生じる電圧を整流平滑し分圧して前記閾値電圧を生成する閾値電圧生成手段を備えたことを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記閾値電圧生成手段は、前記微分電圧をバイアスする電圧より低い閾値電圧を生成することを特徴とする。

本発明によれば、駆動巻線に生じる電圧を微分した電圧を閾値電圧と比較するので、電源の回路構成、温度変動、プロセス変動による素子バラツキ等にかかわらず、共振信号の谷部を正確に検出することができる。また、駆動巻線に生じる電圧を整流平滑し分圧した電圧を閾値電圧とし、この閾値電圧を該整流平滑した電圧の１／２より低くすることにより、谷部検出のタイミングからスイッチング素子をオンするまでの遅れ時間を補償して、より正確に谷部検出が可能となる。以上から、電源の変換効率が向上する。

図１は本発明のスイッチング電源装置のパルス信号Ｖｂｄを生成する制御回路の実施例の構成を示す回路図である。トランス２の駆動巻線２３、整流用ダイオードＤ１、平滑用コンデンサＣ２等は図３で説明したものと同じである。１は電圧比較器、Ｃ１は微分用コンデンサ、Ｄ２，Ｄ３はクランプ用ダイオード、Ｒ１はバイアス用抵抗、Ｒ２〜Ｒ４は分圧用抵抗である。

さて、前記したリンギング発生時の共振周波数ｆは、およそ下記の式で示され、トランジスタＭＮ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの波形は、Ｄをリンギング振幅とすると、Ｄ・cosθと近似である。
ｆ＝１／｛２π√（Ｌ１・Ｃ３）｝
θ＝２πｆｔ＝ｔ／√（Ｌ１・Ｃ３）
Ｌ１は１次巻線２１のインタクタンス、Ｃ３は前記したトランジスタＭＮ１のドレイン・ソース間容量である。

駆動巻線２３には、電圧Ｖｄｓの波形と相似の波形の電圧Ｖｒが現れる。そこで、この電圧ＶｒをコンデンサＣ１によって微分すると、リンギング部分（Ｒcosθ）は−Ｒsinθになる。Ｒは電圧Ｖｒの振幅である。
Ｖｄｉｆ＝Ｒcosθ／ｄθ
＝−Ｒsinθ
この微分電圧Ｖｄｉｆがゼロになる箇所は、リンギングの谷部または山部である。そこで本実施例では、電圧比較器１によって、その微分電圧Ｖｄｉｆがゼロになる谷部を検出することで、パルス電圧Ｖｂｄを作成する。

具体的には、駆動巻線２３に直列に微分用コンデンサＣ１を接続して、そこで微分された微分電圧Ｖｄｉｆを電圧比較器１の反転入力端子に入力する。このとき、微分電圧Ｖｄｉｆは正／負に振れるので、電圧比較器１を保護するために、その電圧Ｖｄｉｆの値がＧＮＤ以下ないし電源（Ｖｃｃ）以上にならないように、ダイオードＤ２，Ｄ３でクランプする。これには他のクランプ方法を用いてもよい。電源電圧Ｖｃｃは、駆動巻線２３の電圧ＶｒをダイオードＤ１で整流し、コンデンサＣ２で平滑して作成する。この電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４で分圧して、抵抗Ｒ３，Ｒ４の共通接続点の電圧を閾値電圧Ｖｔｈ１として、電圧比較器１の非反転入力端子に接続する。なお、抵抗Ｒ２，Ｒ３の共通接続点の電圧はＶｃｃ／２に設定し、閾値電圧Ｖｔｈ１に大きな影響を与えない程度の値の抵抗Ｒ１を介して、微分電圧Ｖｄｉｆにバイアスとして印加する。

図２の波形図において、電圧Ｖｂｄの点線部分（Ａ部）は、トランジスタＭＮ１のオン時にマスクされる部分である。また、図２の波形図では、電圧Ｖｂｄの立下りである時刻ｔａにおいて、トランジスタＭＮ１がオンさせているが、別の立下りである時刻ｔｂにおいてオンさせてもよい。どちらを選ぶかは、オン／オフ信号発生回路３で選択する。

本実施例では、電圧比較器１の非反転入力端子側の閾値電圧Ｖｔｈ１が中点電圧Ｖｃｃ／２よりも低いので、電圧Ｖｒの谷部検出のタイミングが実際の谷部よりもいくらか早くなるが、これは電圧比較器１や後処理における遅延を補償するためであり、その閾値電圧Ｖｈｔ１の値は抵抗Ｒ３，Ｒ４の値で適宜設定すればよい。

図１の回路の定数としては、例えば、Ｖｃｃ＝１５Ｖ、Ｃ１＝１００ｐＦ、Ｒ１＝１ＭΩ、Ｒ２＝２００ｋΩ、Ｒ３＝５０ｋΩ、Ｒ４＝１５０ｋΩとすれば、Ｖｔｈ１≒５．６Ｖとなる。

本発明のスイッチング電源装置の制御回路の実施例の回路図である。 図１の制御回路の動作波形図である。 従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図３のスイッチング電源装置の動作波形図である。 図３のスイッチング電源装置の別の例の制御回路の回路図である。

符号の説明

１：電圧比較器、２：トランス、２１：１次巻線、２２：２次巻線、２３：駆動巻線、３：オン／オフ信号発生回路、４：入力直流電源、５：電圧比較器、６：閾値電圧源、７：遅延回路。

Claims (3)

1. トランスの１次巻線にスイッチング素子を介して直流電圧を印加し、前記スイッチング素子のオン時に前記１次巻線に蓄えたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に前記トランスの２次巻線と駆動巻線から放出し、前記スイッチング素子のオフ時に前記スイッチング素子両端間に生じるリンギング電圧の谷部で前記スイッチング素子を再度オンさせる擬似共振方式のフライバック型スイッチング電源において、
   前記駆動巻線に生じる電圧を微分する微分手段と、前記微分手段から出力する微分電圧を閾値電圧と比較する電圧比較手段とを備え、前記電圧比較手段から前記リンギングの谷部の検出信号を出力させ、前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
   前記駆動巻線に生じる電圧を整流平滑し分圧して前記微分電圧のバイアスとする一方、前記駆動巻線に生じる電圧を整流平滑し分圧して前記閾値電圧を生成する閾値電圧生成手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
   前記閾値電圧生成手段は、前記微分電圧をバイアスする電圧より低い閾値電圧を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。

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