JP2008258966A - Vth shift circuit and d/a converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、Vthシフト回路及びD/A変換器に関するものである。 The present invention relates to a Vth shift circuit and a D / A converter.
図5は、従来の電流出力型デジタルアナログ変換器(電流出力型D/A変換器)の回路図である。
電流出力型D/A変換器50のデコーダ回路51にはデジタル信号Dinとクロック信号CLKとが入力される。デコーダ回路51は、デジタル信号Dinをデコードしてそのデジタル信号Dinのビット数nに対応する複数の制御信号S1を生成する。これら複数の制御信号S1は、それぞれ対応する電流出力部52に入力される。
FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional current output type digital-analog converter (current output type D / A converter).
The digital signal Din and the clock signal CLK are input to the decoder circuit 51 of the current output type D / A converter 50. The decoder circuit 51 decodes the digital signal Din and generates a plurality of control signals S1 corresponding to the bit number n of the digital signal Din. The plurality of control signals S1 are respectively input to the corresponding current output units 52.
電流出力部52のインバータ回路53及びバッファ回路54には制御信号S1が入力され、インバータ回路53とバッファ回路54の出力信号により、差動対を構成する一対のPチャネルMOSトランジスタTA,TBを、相補的にオンオフ制御する。複数の電流出力部52は同様に構成されており、各電流出力部52のトランジスタTAが抵抗R1に接続され、トランジスタTBが抵抗R2に接続されている。
The control signal S1 is input to the inverter circuit 53 and the
一対のトランジスタTA,TBは、例えば、Hレベルの制御信号S1により、トランジスタTAがオンし、トランジスタTBがオフする。つまり、Hレベルの制御信号S1が入力される電流出力部52のトランジスタTAがオンし、オンしたトランジスタTAの数に応じた電流が抵抗R1に流れる。制御信号S1のレベルはデジタル信号Dinにより決定される。従って、デジタル信号Dinに応じた電流が抵抗R1に流れる、つまりこのD/A変換器は、デジタル信号Dinに応じた電流を出力する。 In the pair of transistors TA and TB, for example, the transistor TA is turned on and the transistor TB is turned off by an H level control signal S1. That is, the transistor TA of the current output unit 52 to which the H level control signal S1 is input is turned on, and a current corresponding to the number of the turned on transistors TA flows to the resistor R1. The level of the control signal S1 is determined by the digital signal Din. Therefore, a current corresponding to the digital signal Din flows through the resistor R1, that is, the D / A converter outputs a current corresponding to the digital signal Din.
インバータ回路53及びバッファ回路54の低電位側電源端子は、NチャネルMOSトランジスタTCを介して低電位電源AVSに接続されている。トランジスタTCのゲート及びドレインは互いに接続されている。これにより、トランジスタTCのドレイン−ソース間の電圧は、トランジスタTCのゲート−ソース間電圧Vgsとなる。これは、差動対を構成するトランジスタTA,TBを飽和領域で動作させるためである。
The low potential side power supply terminals of the inverter circuit 53 and the
トランジスタTA,TBを飽和領域で動作させることにより、出力される電圧が変化しても、D/A変換器の出力インピーダンスは、変化しません。両トランジスタTA,TBが接続された電流源55による電流が抵抗R1又はR2に流れる。これにより、デジタル信号Dinの変化に対して直線的に変化する出力電流(抵抗R1,R2の端子電圧)を得ることができる。 By operating transistors TA and TB in the saturation region, the output impedance of the D / A converter does not change even if the output voltage changes. A current from the current source 55 to which both transistors TA and TB are connected flows to the resistor R1 or R2. Thereby, an output current (terminal voltages of the resistors R1 and R2) that changes linearly with respect to the change of the digital signal Din can be obtained.
ところで、D/A変換器の外部条件(高電位電源AVDの電圧或いは、抵抗R1,R2の値)は、ユーザにより任意に設定される。D/A変換器の出力トランジスタは、任意に設定された外部条件に対して、抵抗R1,R2の端子電圧が最大値となっても、飽和領域で動作しなければならない。しかしながら、従来のD/A変換器50は、トランジスタTCのゲート−ソース間電圧Vgsによりインバータ回路53及びバッファ回路54の電源端子電圧を生成している。このトランジスタTCのゲート−ソース間電圧Vgsは、プロセスバラツキの影響を受けるため、上記のように外部条件の変化に合わせて設定することができず、最大電圧を得ることができないという問題があった。
Incidentally, the external conditions of the D / A converter (the voltage of the high potential power supply AVD or the values of the resistors R1 and R2) are arbitrarily set by the user. The output transistor of the D / A converter must operate in the saturation region even when the terminal voltages of the resistors R1 and R2 reach the maximum value with respect to an external condition set arbitrarily. However, the conventional D / A converter 50 generates the power supply terminal voltages of the inverter circuit 53 and the
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、プロセスバラツキを受けることなく入力電圧を所定電圧シフトした出力電圧が得られるVthシフト回路、及びそのシフト回路を用いたD/A変換器を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to use a Vth shift circuit capable of obtaining an output voltage obtained by shifting an input voltage by a predetermined voltage without being subjected to process variations, and the shift circuit. It is to provide a D / A converter.
上記目的を達成するため、請求項1に記載の発明は、高電位電源に接続された定電流源と低電位電源との間の直列接続された第1及び第2のトランジスタと、前記定電流源と前記低電位電源との間の直列接続された第3乃至第5のトランジスタと、を備え、前記第1のトランジスタのゲートには入力電圧が供給され、前記第3のトランジスタはゲートがその第3のトランジスタのドレインに接続され、前記第4のトランジスタのゲートがその第4のトランジスタのドレインと前記第5のトランジスタのドレインに接続され、前記第2及び第5のトランジスタは、ゲートが互いに接続されるとともに第2のトランジスタのドレインに接続されてカレントミラー回路を構成し、互いに接続された前記第5のトランジスタ及び第4のトランジスタのドレイン電圧を出力電圧として出力するVthシフト回路である。
In order to achieve the above object, the invention according to
この構成によれば、出力電圧は、入力電圧に対して、第1、第3、及び第4のトランジスタのゲート−ソース間電圧に応じて設定される。各トランジスタのゲート−ソース間電圧は、それぞれのトランジスタのしきい値電圧に対応するから、入力電圧に対してトランジスタのしきい値電圧分シフトした出力電圧が得られる。 According to this configuration, the output voltage is set according to the gate-source voltages of the first, third, and fourth transistors with respect to the input voltage. Since the gate-source voltage of each transistor corresponds to the threshold voltage of each transistor, an output voltage shifted from the input voltage by the threshold voltage of the transistor is obtained.
請求項2に記載の発明は、高電位電源に接続された定電流源と低電位電源との間の直列接続された第1及び第2のトランジスタと、前記定電流源と前記低電位電源との間の直列接続された第3乃至第5のトランジスタと、を備え、前記第1のトランジスタのゲートには入力電圧が供給され、前記第3のトランジスタはゲートがその第3のトランジスタのドレインに接続され、前記第4のトランジスタのドレインと前記第5のトランジスタのドレインが接続され、前記第2及び第5のトランジスタは、ゲートが互いに接続されるとともに第5のトランジスタのドレインに接続されてカレントミラー回路を構成し、前記高電位電源と前記低電位電源との間に第2の定電流源と第6のトランジスタとが直列接続され、前記第6のトランジスタのゲートには前記第2のトランジスタのドレインが接続され、前記第2の定電流源と前記第6のトランジスタとの間のノードから出力電圧を出力し、その出力電圧を前記第4のトランジスタのゲートに帰還したVthシフト回路である。この構成によれば、第6のトランジスタがソース接地回路として機能し、出力インピーダンスが小さくなる。 According to a second aspect of the present invention, there are provided first and second transistors connected in series between a constant current source connected to a high potential power source and a low potential power source, the constant current source, the low potential power source, 3 to 5 connected in series, and an input voltage is supplied to the gate of the first transistor, and the gate of the third transistor is connected to the drain of the third transistor. The drain of the fourth transistor and the drain of the fifth transistor are connected, and the second and fifth transistors have their gates connected to each other and connected to the drain of the fifth transistor, A mirror circuit is configured, and a second constant current source and a sixth transistor are connected in series between the high potential power source and the low potential power source, and a gate of the sixth transistor is connected. Is connected to the drain of the second transistor, outputs an output voltage from a node between the second constant current source and the sixth transistor, and outputs the output voltage to the gate of the fourth transistor. This is a feedback Vth shift circuit. According to this configuration, the sixth transistor functions as a source grounded circuit, and the output impedance is reduced.
請求項3に記載の発明は、デジタル信号をデコードして複数の制御信号を生成するデコーダ回路と、前記制御信号がそれぞれ入力される複数の電流出力部と、前記複数の電流出力部は、前記制御信号により相補信号を生成する信号生成回路と、前記相補信号が入力される一対のトランジスタと、をそれぞれ備え、前記制御信号に基づいてオンしたトランジスタから流れる電流を合成して前記デジタル信号に対応する出力電流を負荷に供給するD/A変換器において、前記負荷の端子電圧に対応する電圧を生成する電圧生成回路と、前記電圧生成回路の出力電圧を入力電圧とし、該入力電圧をシフトした出力電圧を出力する請求項1又は2に記載のVthシフト回路と、を備え、前記信号生成回路は、前記Vthシフト回路の出力電圧を低電位レベルとして前記一対のトランジスタのゲートに信号を供給するようにしたD/A変換器である。
The invention according to claim 3 is a decoder circuit that decodes a digital signal to generate a plurality of control signals, a plurality of current output units to which the control signals are respectively input, and the plurality of current output units, A signal generation circuit for generating a complementary signal by a control signal and a pair of transistors to which the complementary signal is input are respectively provided, and a current flowing from a transistor that is turned on based on the control signal is combined to correspond to the digital signal In the D / A converter that supplies the output current to the load, the voltage generation circuit that generates a voltage corresponding to the terminal voltage of the load, and the output voltage of the voltage generation circuit is used as the input voltage, and the input voltage is shifted The Vth shift circuit according to
この構成によれば、Vthシフト回路の出力電圧に基づいて一対のトランジスタのゲートに信号を供給することで、その一対のトランジスタを飽和領域にて動作させることができ、最大電圧まで出力することができるようになる。 According to this configuration, by supplying a signal to the gates of the pair of transistors based on the output voltage of the Vth shift circuit, the pair of transistors can be operated in the saturation region, and the maximum voltage can be output. become able to.
請求項4に記載の発明は、請求項3に記載のD/A変換器において、前記信号生成回路は、前記制御信号が入力されるインバータ回路と、前記制御信号が入力されるバッファ回路とから構成され、前記Vthシフト回路の出力電圧を前記インバータ回路及びバッファ回路の低電位側電源端子に供給するようにした。この構成によれば、Vthシフト回路の出力電圧に応じた低レベルの信号を一対のトランジスタに容易に供給することができる。 According to a fourth aspect of the present invention, in the D / A converter according to the third aspect, the signal generation circuit includes an inverter circuit to which the control signal is input and a buffer circuit to which the control signal is input. The output voltage of the Vth shift circuit is supplied to the low potential side power supply terminals of the inverter circuit and the buffer circuit. According to this configuration, a low level signal corresponding to the output voltage of the Vth shift circuit can be easily supplied to the pair of transistors.
本発明によれば、プロセスバラツキを受けることなく入力電圧を所定電圧シフトした出力電圧が得られるVthシフト回路、及びそのVthシフト回路を用いたD/A変換器を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a Vth shift circuit capable of obtaining an output voltage obtained by shifting an input voltage by a predetermined voltage without receiving process variations, and a D / A converter using the Vth shift circuit.
以下、本発明の具体例を図面に従って説明する。
図1は、Vthシフト回路の一例を示す回路図である。
このVthシフト回路10は、入力電圧Viを、低電位側にトランジスタのしきい値電圧Vth分シフトした出力電圧Voを生成する。
Hereinafter, specific examples of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a Vth shift circuit.
The
入力電圧Viは、第1のトランジスタT1のゲートに供給される。トランジスタT1はPチャネルMOSトランジスタであり、そのソースは定電流源11に接続されており、その定電流源は高電位電源AVDに接続されている。トランジスタT1のドレインは第2のトランジスタT2に接続されている。トランジスタT2はNチャネルMOSトランジスタであり、ソースが低電位電源AVSに接続され、ドレインがトランジスタT1に接続されている。
The input voltage Vi is supplied to the gate of the first transistor T1. The transistor T1 is a P-channel MOS transistor, its source is connected to the constant
上記トランジスタT1,T2の直列回路に対し、トランジスタT3,T4,T5からなる直列回路が並列接続されている。詳しくは、定電流源11の出力端子は、第3のトランジスタT3に接続されている。トランジスタT3はPチャネルMOSトランジスタであり、ソースが定電流源11に接続され、ゲートとドレインが互いに接続され、そのドレインは第4のトランジスタT4に接続されている。トランジスタT4はPチャネルMOSトランジスタであり、ソースがトランジスタT3に接続され、ゲート及びドレインが互いに接続され、そのドレインが第5のトランジスタT5に接続されている。
A series circuit composed of transistors T3, T4, and T5 is connected in parallel to the series circuit of transistors T1 and T2. Specifically, the output terminal of the constant
トランジスタT5はNチャネルMOSトランジスタであり、ソースが低電位電源AVSに接続され、ドレインがトランジスタT4に接続されている。トランジスタT5のゲートはトランジスタT2のゲート及びドレインに接続されている。従って、トランジスタT2及びT5は、カレントミラー回路を構成する。そして、トランジスタT5のドレイン電圧が出力電圧Voとして出力される。このトランジスタT5のドレインはトランジスタT4のゲートに接続されている。 The transistor T5 is an N-channel MOS transistor, the source is connected to the low potential power source AVS, and the drain is connected to the transistor T4. The gate of the transistor T5 is connected to the gate and drain of the transistor T2. Therefore, the transistors T2 and T5 constitute a current mirror circuit. Then, the drain voltage of the transistor T5 is output as the output voltage Vo. The drain of the transistor T5 is connected to the gate of the transistor T4.
上記のように構成されたVthシフト回路10において、トランジスタT2及びトランジスタT5はカレントミラー回路を構成するため、両トランジスタT2,T5に流れる電流I(T2),I(T5)は等しく(=I)なる。そして、トランジスタT1,T3,T4は、トランジスタT1の素子パラメータβ(T1)に対し、トランジスタT3,T4の素子パラメータβ(T3),β(T4)が4倍となるように形成されている。尚、素子パラメータβは、チャネル幅Wとチャネル長Lの比に比例した値である。更に、各トランジスタT1,T3,T4は、それぞれのしきい値電圧Vth(T1),Vth(T3),Vth(T4)が等しくなるように形成されている。つまり、条件として、以下が設定されている。
In the
I(T2)=I(T5)=I
β(T1)=β,β(T3)=β(T4)=4β
Vth(T1)=Vth(T3)=Vth(T4)=Vth
以上により、トランジスタT1とトランジスタT3,T4に流れる電流Iは、
I=β/2×(Vgs(T1)−Vth)^2
I=(4β)/2×(Vgs(T3)−Vth)^2
I=(4β)/2×(Vgs(T4)−Vth)^2
となる。尚、「^2」は2乗を表す。
I (T2) = I (T5) = I
β (T1) = β, β (T3) = β (T4) = 4β
Vth (T1) = Vth (T3) = Vth (T4) = Vth
Thus, the current I flowing through the transistor T1 and the transistors T3 and T4 is
I = β / 2 × (Vgs (T1) −Vth) ^ 2
I = (4β) / 2 × (Vgs (T3) −Vth) ^ 2
I = (4β) / 2 × (Vgs (T4) −Vth) ^ 2
It becomes. “^ 2” represents the square.
トランジスタT1,T3,T4のゲート−ソース間電圧Vgs(T1),Vgs(T3),Vgs(T4)は、
Vgs(T1)=Vth+√(2I/β)
Vgs(T3)=Vth+(1/2)×√(2I/β)
Vgs(T4)=Vth+(1/2)×√(2I/β)=Vgs(T3)
となる。尚、「√」は平方根を表す。
The gate-source voltages Vgs (T1), Vgs (T3), Vgs (T4) of the transistors T1, T3, T4 are
Vgs (T1) = Vth + √ (2I / β)
Vgs (T3) = Vth + (1/2) × √ (2I / β)
Vgs (T4) = Vth + (1/2) × √ (2I / β) = Vgs (T3)
It becomes. “√” represents a square root.
オーバードライブ電圧√(2I/β)をαとすると、
Vgs(T1)=Vth+α
Vgs(T3)=Vgs(T4)=Vth+α/2
上記により、出力電圧Voは、入力電圧ViよりトランジスタT1のゲート−ソース間電圧Vgs(T1)だけ高い電位から、トランジスタT3,T4のゲート−ソース間電圧Vgs(T3),Vgs(T3)低い電圧となる。つまり、
Vi+Vgs(T1)−(Vgs(T3)+Vgs(T4))=Vo
となるから、
Vo=Vi+{Vth+α}−2×{Vth+α/2}
=Vi−Vth
となる。
If the overdrive voltage √ (2I / β) is α,
Vgs (T1) = Vth + α
Vgs (T3) = Vgs (T4) = Vth + α / 2
As described above, the output voltage Vo is lower than the input voltage Vi by the gate-source voltage Vgs (T1) of the transistor T1, and is lower than the gate-source voltages Vgs (T3) and Vgs (T3) of the transistors T3 and T4. It becomes. That means
Vi + Vgs (T1) − (Vgs (T3) + Vgs (T4)) = Vo
So,
Vo = Vi + {Vth + α} −2 × {Vth + α / 2}
= Vi-Vth
It becomes.
このように、Vthシフト回路10は、入力電圧ViからトランジスタT1(T3,T4)のしきい値電圧Vth分、降下した電圧Voを生成する。そして、上記各式には、高電位電源AVDが含まれていないため、高電位電源AVDの電圧に依らず、入力電圧Viから正しくしきい値電圧Vthシフトした出力電圧Voが得られる。
In this way, the
図2はVthシフト回路の他の例を示す回路図である。
このVthシフト回路20は、図1に示すVthシフト回路10に対し、定電流源21とコンデンサC1とトランジスタT6が追加されている。
FIG. 2 is a circuit diagram showing another example of the Vth shift circuit.
In the
定電流源21は高電位電源AVDに接続され、その定電流源21の出力端子は第6のトランジスタT6に接続されている。トランジスタT6はNチャネルMOSトランジスタであり、ソースが低電位電源AVSに接続され、ドレインが定電流源21に接続され、ゲートがトランジスタT2のドレインに接続されている。尚図2では、カレントミラー回路を構成するトランジスタT5のゲート及びドレインが互いに接続されている。そして、トランジスタT6のゲート−ドレイン間にコンデンサC1が接続されている。
The constant
このVthシフト回路20においても、上記のVthシフト回路10と同様に動作し、入力電圧ViからトランジスタT1,T3,T4のしきい値電圧Vthシフトした出力電圧Voを得ることができる。更に、このVthシフト回路20は、図1にVthシフト回路10に比べて出力インピーダンスが小さくなっている。
This
図3は、上記Vthシフト回路10(又はVthシフト回路20)を適用したデジタル−アナログ変換器(D/A変換器)の回路図である。
このD/A変換器30は、デジタル信号Dinとクロック信号CLKがデコーダ回路31に入力される。デコーダ回路31は、デコード機能及びラッチ機能を有しており、デジタル信号Dinをデコードしてそのデジタル信号Dinのビット数nに対応する複数の制御信号S1を生成するとともに、クロック信号CLKに応答して信号S1をラッチする。デコーダ回路31は、複数の制御信号S1を、それぞれ対応する電流出力部32に出力する。
FIG. 3 is a circuit diagram of a digital-analog converter (D / A converter) to which the Vth shift circuit 10 (or Vth shift circuit 20) is applied.
In the D /
複数の電流出力部32は互いに同じ構成であるため、1つの電流出力部32の構成を示す。制御信号S1は、電流出力部32のインバータ回路33及びバッファ回路34に入力される。信号生成回路としてのインバータ回路33の高電位側電源端子は高電位電源AVDに接続され、低電位側電源端子はVthシフト回路10に接続されている。同様に図では省略しているが、信号生成回路としてのバッファ回路34の高電位側電源端子は高電位電源AVDに接続され、低電位側電源端子はVthシフト回路10に接続されている。インバータ回路33は、制御信号S1を論理反転した信号S2xを出力する。バッファ回路34は、制御信号S1と実質的に等しいレベルの信号S2を出力する。従って、信号S2x,S2は、相補な信号である。これらの信号S2x,S2は、それぞれトランジスタTA,TBのゲートに供給される。
Since the plurality of
トランジスタTA,TBはともにPチャネルMOSトランジスタであり、ソースが互いに接続されるとともに定電流源35に接続されている。トランジスタTAのドレインは抵抗R1に接続され、トランジスタTBのドレインは抵抗R2に接続されている。
The transistors TA and TB are both P-channel MOS transistors, the sources of which are connected to each other and the constant
Vthシフト回路10は、基準電圧生成回路36に接続されている。基準電圧生成回路36は定電流源37と抵抗R3とから構成されている。定電流源37の第1端子は高電位電源AVDに接続され、定電流源37の第2端子は抵抗R3の第1端子に接続され、抵抗R3の第2端子は低電位電源AVSに接続されている。定電流源37は、電流出力部32の定電流源35の供給電流(例えば10mA)と比例した電流(例えば100μA)を流すように設定されている。そして、抵抗R3は、その抵抗R3と定電流源37との間のノードN1が、抵抗R1,R2の端子電圧の最大値(例えば1V)となるようにその抵抗値(例えば10kΩ)に設定されている。そして、このノードN1の電圧がVthシフト回路10に対する入力電圧Viとして、そのVthシフト回路10に供給される。
The
図4(a)は、本実施形態におけるトランジスタTA,TBの動作状態を示し、図4(b)は、従来例におけるトランジスタTA,TBの動作状態を示す。従来例では、トランジスタによりインバータ回路53及びバッファ回路54の低電位側電源端子の電圧を生成している。このため、プロセスによってトランジスタTA,TBの動作がばらつく。そして、トランジスタTA,TBは縦軸が0以上の部分で飽和領域にて動作する。このため、出力電圧の最大値を例えば1Vに設定した場合、プロセスバラツキによって非飽和領域で動作することになる。
4A shows the operating state of the transistors TA and TB in the present embodiment, and FIG. 4B shows the operating state of the transistors TA and TB in the conventional example. In the conventional example, the voltage of the low potential side power supply terminal of the inverter circuit 53 and the
一方、本実施形態では、Vthシフト回路10が出力電圧に対してしきい値電圧Vth分シフトした電圧Voを生成しているため、プロセスによってトランジスタTA,TBの状態にバラツキを生じない。尚、図4(a)では、図4(b)の特性を示す波形が1つに重なっている。このように本実施形態のVthシフト回路10,20を用いることで、プロセスバラツキの影響がしない回路設計が可能となる。
On the other hand, in the present embodiment, since the
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
(1)高電位電源AVDに接続された定電流源11と低電位電源AVSとの間には第1のトランジスタT1及び第2のトランジスタT2が直列接続される。また、定電流源11と低電位電源AVSとの間は第3〜第5のトランジスタT3〜T5が直列接続される。第1のトランジスタT1のゲートには入力電圧Viが供給され、第3のトランジスタT3はゲートとドレインを互いに接続した。第4のトランジスタT4はゲートとドレインを互いに接続し、かつ、第5のトランジスタのドレインに接続した。トランジスタT2及びトランジスタT5は、ゲートが互いに接続されるとともにトランジスタT2のドレインに接続されてカレントミラー回路を構成する。そして、接続されたトランジスタT4,T5のドレイン電圧を出力電圧Voとして出力する。
As described above, according to the present embodiment, the following effects can be obtained.
(1) A first transistor T1 and a second transistor T2 are connected in series between the constant
この構成によれば、出力電圧Voは、入力電圧Viに対して、第1、第3、及び第4のトランジスタT1,T3,T4のゲート−ソース間電圧に応じた値となる。各トランジスタT1,T3,T4のゲート−ソース間電圧は、それぞれのトランジスタのしきい値電圧Vthに対応するから、入力電圧Viに対してトランジスタT1,T3,T4のしきい値電圧Vth分シフトした出力電圧Voを得ることができる。 According to this configuration, the output voltage Vo has a value corresponding to the gate-source voltages of the first, third, and fourth transistors T1, T3, and T4 with respect to the input voltage Vi. Since the gate-source voltages of the transistors T1, T3, and T4 correspond to the threshold voltage Vth of the respective transistors, they are shifted by the threshold voltage Vth of the transistors T1, T3, and T4 with respect to the input voltage Vi. The output voltage Vo can be obtained.
(2)高電位電源AVDと低電位電源AVSとの間に第2の定電流源21と第6のトランジスタT6とを直列接続し、トランジスタT6のゲートにトランジスタT2のドレイン電圧を供給し、第2の定電流源21とトランジスタT6との間のノードから出力電圧Voを出力するようにした。この結果、トランジスタT6がソース接地回路として機能し、出力インピーダンスの小さいVthシフト回路20が得られる。
(2) The second constant
(3)D/A変換器30は、Vthシフト回路10(20)を備え、そのVthシフト回路10(20)の出力電圧Voに応じたレベルの信号S2x,S2を一つのトランジスタTA,TBに供給するようにした。
(3) The D /
この結果、Vthシフト回路の出力電圧に基づいて一対のトランジスタのゲートに信号を供給することで、その一対のトランジスタを飽和領域にて動作させることができ、最大電圧まで出力することができるようになる。 As a result, by supplying a signal to the gates of the pair of transistors based on the output voltage of the Vth shift circuit, the pair of transistors can be operated in the saturation region, and the maximum voltage can be output. Become.
尚、上記実施の形態は、以下の態様で実施してもよい。
・上記実施の形態では、シフト回路10,20をD/A変換器30に適用したが、その他の回路に適用するようにしてもよい。
In addition, you may implement the said embodiment in the following aspects.
In the above embodiment, the
10,20 Vthシフト回路
11,12 定電流源
T1〜T6 トランジスタ
Vi 入力電圧
Vo 出力電圧
Vth しきい値電圧
AVD 高電位電源
AVS 低電位電源
10, 20
Claims (4)
前記定電流源と前記低電位電源との間の直列接続された第3乃至第5のトランジスタと、を備え、
前記第1のトランジスタのゲートには入力電圧が供給され、
前記第3のトランジスタはゲートがその第3のトランジスタのドレインに接続され、
前記第4のトランジスタのゲートがその第4のトランジスタのドレインと前記第5のトランジスタのドレインに接続され、
前記第2及び第5のトランジスタは、ゲートが互いに接続されるとともに第2のトランジスタのドレインに接続されてカレントミラー回路を構成し、
互いに接続された前記第5のトランジスタ及び第4のトランジスタのドレイン電圧を出力電圧として出力すること、
を特徴とするVthシフト回路。 A first and a second transistor connected in series between a constant current source connected to a high potential power source and a low potential power source;
Third to fifth transistors connected in series between the constant current source and the low potential power source,
An input voltage is supplied to the gate of the first transistor;
The third transistor has a gate connected to a drain of the third transistor;
The gate of the fourth transistor is connected to the drain of the fourth transistor and the drain of the fifth transistor;
The second and fifth transistors have a gate connected to each other and a drain of the second transistor to form a current mirror circuit,
Outputting drain voltages of the fifth transistor and the fourth transistor connected to each other as an output voltage;
A Vth shift circuit characterized by the above.
前記定電流源と前記低電位電源との間の直列接続された第3乃至第5のトランジスタと、を備え、
前記第1のトランジスタのゲートには入力電圧が供給され、
前記第3のトランジスタはゲートがその第3のトランジスタのドレインに接続され、
前記第4のトランジスタのドレインと前記第5のトランジスタのドレインが接続され、
前記第2及び第5のトランジスタは、ゲートが互いに接続されるとともに第5のトランジスタのドレインに接続されてカレントミラー回路を構成し、
前記高電位電源と前記低電位電源との間に第2の定電流源と第6のトランジスタとが直列接続され、
前記第6のトランジスタのゲートには前記第2のトランジスタのドレインが接続され、
前記第2の定電流源と前記第6のトランジスタとの間のノードから出力電圧を出力し、その出力電圧を前記第4のトランジスタのゲートに帰還したこと、を特徴とするVthシフト回路。 A first and a second transistor connected in series between a constant current source connected to a high potential power source and a low potential power source;
Third to fifth transistors connected in series between the constant current source and the low potential power source,
An input voltage is supplied to the gate of the first transistor;
The third transistor has a gate connected to a drain of the third transistor;
The drain of the fourth transistor and the drain of the fifth transistor are connected;
The second and fifth transistors have a gate connected to each other and a drain of the fifth transistor to form a current mirror circuit,
A second constant current source and a sixth transistor are connected in series between the high potential power source and the low potential power source,
The drain of the second transistor is connected to the gate of the sixth transistor;
An output voltage is output from a node between the second constant current source and the sixth transistor, and the output voltage is fed back to the gate of the fourth transistor.
前記制御信号がそれぞれ入力される複数の電流出力部と、
前記複数の電流出力部は、前記制御信号により相補信号を生成する信号生成回路と、前記相補信号が入力される一対のトランジスタと、をそれぞれ備え、前記制御信号に基づいてオンしたトランジスタから流れる電流を合成して前記デジタル信号に対応する出力電流を負荷に供給するD/A変換器において、
前記負荷の端子電圧に対応する電圧を生成する電圧生成回路と、
前記電圧生成回路の出力電圧を入力電圧とし、該入力電圧をシフトした出力電圧を出力する請求項1又は2に記載のVthシフト回路と、
を備え、
前記信号生成回路は、前記Vthシフト回路の出力電圧を低電位レベルとして前記一対のトランジスタのゲートに信号を供給するようにした、ことを特徴とするD/A変換器。 A decoder circuit for decoding a digital signal and generating a plurality of control signals;
A plurality of current output units to which the control signals are respectively input;
The plurality of current output units each include a signal generation circuit that generates a complementary signal by the control signal, and a pair of transistors to which the complementary signal is input, and currents flowing from transistors that are turned on based on the control signal In a D / A converter that supplies an output current corresponding to the digital signal to a load,
A voltage generation circuit for generating a voltage corresponding to the terminal voltage of the load;
The Vth shift circuit according to claim 1 or 2, wherein the output voltage of the voltage generation circuit is an input voltage, and an output voltage obtained by shifting the input voltage is output.
With
The D / A converter characterized in that the signal generation circuit supplies a signal to the gates of the pair of transistors by setting the output voltage of the Vth shift circuit to a low potential level.
前記Vthシフト回路の出力電圧を前記インバータ回路及びバッファ回路の低電位側電源端子に供給するようにした、ことを特徴とする請求項3に記載のD/A変換器。 The signal generation circuit includes an inverter circuit to which the control signal is input and a buffer circuit to which the control signal is input.
4. The D / A converter according to claim 3, wherein an output voltage of the Vth shift circuit is supplied to a low potential side power supply terminal of the inverter circuit and the buffer circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007099552A JP2008258966A (en) | 2007-04-05 | 2007-04-05 | Vth shift circuit and d/a converter |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017511061A (en) * | 2014-03-27 | 2017-04-13 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | System and method for common level shifting |
CN114465617A (en) * | 2021-12-30 | 2022-05-10 | 北京奕斯伟计算技术有限公司 | Level shift circuit, integrated circuit, and electronic device |
-
2007
- 2007-04-05 JP JP2007099552A patent/JP2008258966A/en not_active Withdrawn
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2017511061A (en) * | 2014-03-27 | 2017-04-13 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | System and method for common level shifting |
CN114465617A (en) * | 2021-12-30 | 2022-05-10 | 北京奕斯伟计算技术有限公司 | Level shift circuit, integrated circuit, and electronic device |
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