JP2008199830A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換器の数が少なくても歪みの少ない電圧波形を得ることを目的とする。
【解決手段】電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊に追従するように第１の直流電位群１に基づき第１の出力電圧を出力する第１の電力変換手段２、所定のサンプリング周期Ｔｓ毎に第１の電力変換手段２から出力する第１の出力電圧波形の平均値を演算し当該平均値をサンプリング周期Ｔｓ毎に連ねた波形の平均電圧値Ｖ１ａ’、Ｖ１ｂ’、Ｖ１ｃ’を推定して出力する電圧推定手段５、および電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊と平均電圧値Ｖ１ａ’、Ｖ１ｂ’、Ｖ１ｃ’との偏差に追従するように第２の直流電位群３１ａ〜３１ｃに基づき第２の出力電圧を出力する第２の電力変換手段３２ａ〜３２ｃを備え、第１の出力電圧に第２の出力電圧を重畳した電圧を、電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊に応答する電圧として第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃから出力する。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流電圧を交流電圧に変換して電動機などの負荷を駆動する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置では、負荷に出力する正弦波状の電圧をステップ状に制御していた（例えば、特許文献１参照）。電圧が異なる直流電源を備えた複数の電力変換器が直列に接続されて負荷に交流電圧を供給する。そして、それぞれの電力変換器は、直列に接続されて合成された電圧が階段状に変化して正弦波状となるように制御される。
例えば、それぞれの電力変換器が、Ｖｄｃの直流電圧を有し、それぞれが＋Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃの電圧を出力できる回路構成になっている。そして、出力電圧に０を出力する場合は、すべての電力変換器が０を出力し、＋Ｖｄｃを出力するときは１つの電力変換器が＋Ｖｄｃを、残りが０を出力する。＋２Ｖｄｃを出力するときは、２つが＋Ｖｄｃを出力すればよい。
この方法をさらに進め、異なる直流電圧を有する電力変換器を組み合わせ、例えば１段目の電力変換器が３Ｖｄｃ、２段目の電力変換器がＶｄｃの直流電圧を有する場合、＋Ｖｄｃを出力する場合は、２段目の電力変換器で＋Ｖｄｃを出力し、１段目が０を出力する。＋２Ｖｄｃを出力する場合は、１段目で＋３Ｖｄｃを出力すると共に２段目では−Ｖｄｃを出力して、合成された電圧を＋２Ｖｄｃとする。

米国特許第３５７９０８１号

従来の電力変換装置では、複数の電力変換器を直列に接続しその合成出力電圧波形が階段状になるように制御されているため、歪みの少ない電圧を得るためには、その階段の数を増加する必要があり、その結果変換器の数が多くなり経済的に不利になるという問題があった。
この発明は、以上のような問題を解決するためになされたものであり、電力変換器の数が少なくても歪みの少ない電圧波形を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、第１の直流電源、スイッチング素子のオンオフ動作により交流信号である電圧指令値に追従するように第１の直流電源に基づき第１の出力電圧を出力する第１の電力変換手段、所定のサンプリング周期毎に第１の電力変換手段から出力する第１の出力電圧波形の平均値を演算し当該平均値をサンプリング周期毎に連ねた波形の平均電圧値を推定して出力する電圧推定手段、第２の直流電源、およびスイッチング素子のオンオフ動作により電圧指令値と平均電圧値との偏差に追従するように第２の直流電源に基づき第２の出力電圧を出力する第２の電力変換手段を備え、
第１の出力電圧に第２の出力電圧を重畳した電圧を、電圧指令値に応答する電圧として出力するものである。

以上のように、この発明に係る電力変換装置は、第１の電力変換手段が出力する第１の出力電圧と電圧指令値との偏差を埋めるように第２の電力変換手段が第２の出力電圧を出力し、この第１の出力電圧に第２の出力電圧を重畳した電圧を最終の出力電圧とするので、特に、第２の電力変換手段は、最終の出力電圧の歪みを低減するように機能的に作用し、全体として、少ない電力変換手段で歪みの少ない電圧波形を得ることが出来る。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置を説明するための構成図である。第１の直流電源である第１の直流電位群１は、２つの電位Ｐ１１とＰ１２を持ち（Ｐ１１＞Ｐ１２）、第１の電力変換手段２に接続されている。第１の電力変換手段２の直流側は第１の直流電位群１に、交流側は第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃを介して第２の電力変換手段群３に接続されており、第２の電力変換手段群３から第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃへ電圧を出力する。第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃには、例えば、電動機などの負荷が接続されて駆動される。

先ず、全体構成の概要について説明する。
第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃが発生すべき電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊を第１の電位選択手段４に入力し、第１の電位選択手段４は、第１の電力変換手段２のスイッチング状態Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３を出力すると共に、スイッチングシーケンスＳＥＱとスイッチング期間信号ＳＷＴを電圧推定手段５に出力する。
電圧推定手段５は、第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃに出力される電圧（第１の出力電圧）の波形から後述する方法で平均電圧値Ｖ１ａ’、Ｖ１ｂ’、Ｖ１ｃ’を出力する。
減算手段７ａ、７ｂ、７ｃは、平均電圧値Ｖ１ａ’、Ｖ１ｂ’、Ｖ１ｃ’と電圧指令Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊との偏差を演算し、第２の電位選択手段６に入力する。

そして、第２の電位選択手段６は、第２の電力変換手段群３のスイッチング状態Ｓ３１ａ、Ｓ３２ａ、Ｓ３１ｂ、Ｓ３２ｂ、Ｓ３１ｃ、Ｓ３２ｃを出力し、第２の電力変換手段３２ａ、３２ｂ、３２ｃが、第２の直流電源である第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃの電位Ｐ３ａ１＞Ｐ３ａ２、Ｐ３ｂ１＞Ｐ３ｂ２、Ｐ３ｃ１＞Ｐ３ｃ２を選択して電圧を出力する。そして、第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃには、第１の電力変換手段２が出力する電圧（第１の出力電圧）に、第２の電力変換手段群３が出力する電圧（第２の出力電圧）が重畳された電圧が出力される。

図２は、本発明の実施の形態１による第１の電位選択手段４の詳細を説明するための構成図である。第２の出力端子Ｔ２ａが発生すべき電圧の指令値Ｖ２ａ^＊は、減算手段４１６ａ及び割り算手段４０２ａで第１の直流電位群１の電位Ｐ１１とＰ１２との電位差で割り算して規格化し、減算手段４０３ａでスイッチング期間信号ＳＷＴ１ａを演算しサンプルホールド手段４０７ａを介して減算手段４０４ａに入力される。
減算手段４０４ａと、入力が負値のとき０、それ以外のとき１となる関数手段４０５ａとで構成される比較手段により、サンプルホールドされたスイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ’と基準信号発生手段４０１ａで発生した基準信号ＳＷＴ０ａとを比較した結果であるＳＷ１ａをスイッチングパターン選択手段４０６ａに入力する。
スイッチングパターン選択手段４０６ａでは、スイッチングパターンＳＥＱａと比較結果ＳＷ１ａとに基づき第１の電力変換手段２のスイッチング状態Ｓ２１を出力する。

基準信号ＳＷＴ０ａは、サンプルホールド手段４０８ａでサンプルされて、スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ’と共に出力される（図中、ＳＷＴａ’と示した信号）。スイッチングパターンＳＥＱａ、ＳＥＱｂ、ＳＥＱｃ（図中、ＳＥＱと示した信号）、スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ’、ＳＷＴ１ｂ’、ＳＷＴ１ｃ’と基準信号ＳＷＴ０ａ’、ＳＷＴ０ｂ’、ＳＷＴ０ｃ’は、電圧推定手段５に出力される（図中、ＳＷＴ’と示した信号）。電圧指令値Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊からスイッチング状態Ｓ２２、Ｓ２３を出力する構成も同様である。

図３は、本発明の実施の形態１による電圧推定手段５の詳細を説明するための構成図である。状態推定手段５２ａは、スイッチングパターンＳＥＱａとスイッチング期間信号ＳＷＴａ’とを減算手段５０１ａ、５０２ａに入力し、その出力を制限手段５０３ａ、５０４ａを介して乗算手段５０５ａ、５０６ａでＳＥＱａの第１要素と第２要素をそれぞれ乗算する。
乗算手段５０５ａ、５０６ａの出力は、加算手段５０７ａで加算されて、除算手段５０８ａで一定値Δで除算して所定のサンプリング期間Ｔｓの平均スイッチング状態ＳＳａを出力する。平均スイッチング状態ＳＳａと第１の直流電位群１の電位Ｐ１１とＰ１２との電位差を乗算手段５１ａで乗算し、電位Ｐ１２を加算手段５３ａで加算して平均電圧値Ｖ１ａ’を得る。
ここで得られた平均電圧値Ｖ１ａ’は、第１の出力端子Ｔ１ａに出力される第１の出力電圧波形の平均値をサンプリング周期Ｔｓ毎に連ねた波形の電圧となる。
ＳＥＱｂ、ＳＷＴｂ’及びＳＥＱｃ、ＳＷＴｃ’からＶ１ｂ’、Ｖ１ｃ’を演算する構成も同様である。

図４は、本発明の実施の形態１による第２の電位選択手段６の詳細を説明するための構成図である。電位選択手段６は、各相に同じ電位選択手段６１ａ、６１ｂ、６１ｃが構成されため、ここでは電位選択手段６１ａの構成を示す。減算手段６０３ａと６０４ａ及び入力が負値のとき０、それ以外のとき１となる関数手段６０５ａ、６０６ａで構成される比較手段には、電圧指令値Ｖ２ａ^＊と平均電圧値Ｖ１ａ’との偏差をサンプルホールド手段６０７ａで各サンプリング周期毎にホールドした信号と、信号発生手段６０１ａで発生した基準信号ＳＷＴ２０ａに第２の直流電位群３１ａの電位Ｐ３ａ１とＰ３ａ２との電位差を乗算手段６０２ａで乗算した信号を入力し、第２の電力変換手段３２ａのスイッチング状態Ｓ３１ａ、Ｓ３２ａを出力する。

次に、各部の動作について説明する。先ず、電圧指令値Ｖ２ａ^＊からスイッチング状態Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３を出力し、第１の電力変換手段２が第１の出力端子Ｔ１ａに電位を出力する動作を説明する。
電圧指令値Ｖ２ａ^＊は、第１の直流電位群１の電位Ｐ１２からＰ１１の範囲の大きさを持つ交流信号（固定周波数または直流成分を含む可変周波数の交流信号）である。これを減算手段４１６ａで電位Ｐ１２を減算し、割り算手段４０２ａで電位差Ｐ１１−Ｐ１２で割り算すると、０〜１の規格化された大きさを持つ信号が得られ、減算手段４０３ａではその信号の反転に１を加算しスイッチング期間信号ＳＷＴ１ａを演算する。

図５に、各部の波形の一例を説明するグラフを示す。正弦波状の電圧指令値Ｖ２ａ^＊と演算された正弦波状信号ＳＷＴ１ａをサンプルホールドした信号ＳＷＴ１ａ’とが１段目及び２段目のグラフに示されている。信号発生手段４０１ａの発生する信号ＳＷＴ０ａも図５の２段目のグラフに示されている。図５の３段目には、２段目の時間拡大波形が示されており、ＳＷＴ１ａ’、ＳＷＴ０ａが、減算手段４０４ａ及び関数手段４０５ａにより比較される。そして、ＳＷＴ１ａ’がＳＷＴ０ａよりも大きい場合は、ＳＷ１ａが０となり、逆に、ＳＷＴ０ａが大きい場合はＳＷ１ａが１となる様子が４段目に示されている。スイッチングパターン選択手段４０６ａでは、ＳＷ１ａの値に応じて、ＳＥＱａ＝（０，１）の要素を参照する。即ち、ＳＷ１ａが０のときはＳＥＱａの第１番目の要素０、ＳＷ１ａが１のときは第２番目の要素１を参照し、その値をＳ２１に出力する。

このように動作して電圧指令値Ｖ２ａ^＊がＰ１２に近いときはＰ１２の電位をとる時間を長く、Ｖ２ａ^＊がＰ１１に近いときはＰ１１の電位をとる時間が長くなるように、その中間ではＶ２ａ^＊に比例した配分でＰ１１及びＰ１２をとる時間をＳ２１にスイッチング状態として与えられる。これにより、ＳＷＴ０ａの繰り返し周期間の時間的な平均電位が電圧指令値Ｖ２ａ^＊に比例した値となる電圧を第１の出力端子Ｔ１ａに出力することができる。
電圧指令値Ｖ２ｂ^＊とＶ２ｃ^＊とからスイッチング状態Ｓ２２、Ｓ２３が与えられる動作も同様である。

そして、Ｓ２１のスイッチング状態に応じて、第１の電力変換手段２では、Ｓ２１が０のときには第１の直流電位群１の低い電位Ｐ１２を、Ｓ２１が１のときには第１の直流電位群１の高い電位Ｐ１１を第１の出力端子Ｔ１ａに出力する。同様に、Ｓ２２、Ｓ２３のスイッチング状態に応じてそれぞれ第１の出力端子Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃにＰ１１かＰ１２の電位が出力される。このように動作して、電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊に比例した電位が第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃに出力される。

次に、電圧推定手段５の動作を説明する。第１の電位選択手段４でサンプリングしたＳＷＴ０ａ’及びＳＷＴ１ａ’を入力し、減算手段５０１ａでは、ＳＷＴ１ａ’からＳＷＴ０ａ’を減算して制限手段５０３ａで０からΔの範囲に制限する。ここで、ΔはＴｓ間でＳＷＴ０ａ’が増加する変化量であり、ＳＷＴ０ａ’の繰り返し周期をＴとすれば、Ｔｓ／Ｔに相当する。減算手段５０２ａでは、ＳＷＴ０ａ’にΔを加算してＳＷＴ１ａ’を減算している。これは、１サンプル後のＳＷＴ０ａ’を推定した値からＳＷＴ１ａ’を減算していることに相当する。減算手段５０２ａの出力も制限手段５０４ａで０からΔの範囲に制限する。これにより、例えば、ＳＷＴ１ａ’がＳＷＴ０ａ’＋Δ以上の場合は、制限手段５０３ａの出力はΔ、制限手段５０４ａの出力は０となる。ＳＷＴ１ａ’がＳＷＴ０ａ’＋Δよりも小さくＳＷＴ０ａ’以上の場合は、制限手段５０３ａの出力はＳＷＴ１ａ’−ＳＷＴ０ａ’、制限手段５０４ａの出力はＳＷＴ０ａ’＋Δ−ＳＷＴ１ａ’となる。ＳＷＴ１ａ’がＳＷＴ０ａ’よりも小さい場合は、制限手段５０３ａの出力は０、制限手段５０４ａの出力はΔとなる。

従って、制限手段５０３ａと５０４ａの出力は、Ｔｓ期間においてスイッチングパターンＳＥＱａの第１要素と第２要素とをとる時間配分を表すことになる。乗算手段５０５ａ及び５０６ａでは、ＳＥＱａの第１要素０と制限手段５０３ａの出力、ＳＥＱａの第２要素１と制限手段５０４ａの出力を乗算し、加算手段５０７ａで加算した後、除算手段５０８ａでΔで除算すると、スイッチング期間Ｔｓにおける平均スイッチング状態ＳＳａとなる。
一例として、図６に波形を示す。この例では、ＳＷＴ０ａ’の繰り返し周期Ｔに対してサンプリング周期Ｔｓは１／８である。最初の３サンプリング周期では、ＳＷＴ１ａ’はＳＷＴ０ａ’以上であり、各サンプリング周期における平均スイッチング状態ＳＳａはＳＥＱａの第１要素に等しく０である。第４サンプリング周期では、サンプリング周期内でＳＷＴ０ａ’とＳＷＴ１ａ’が交差してスイッチング状態が変化するが、ＳＷＴ０ａ’及びＳＷＴ０ａ’＋ΔとＳＷＴ１ａ’の関係から、ＳＥＱａの第１要素と第２要素の中間的な値となる。第５から第８サンプリング周期では、ＳＷＴ１ａ’はＳＷＴ０ａ’よりも小さく、平均スイッチング状態ＳＳａは１となる。図６の２段目のグラフに平均スイッチング状態ＳＳａの例を示している。そして、平均スイッチング状態ＳＳａと第１の直流電位群１の電位差Ｐ１１−Ｐ１２を乗算手段５１ａで乗算し、加算手段５３ａで電位Ｐ１２を加算すると第１の出力端子Ｔ１ａに出力される電位をサンプリング周期Ｔｓで平均化した平均電位値Ｖ１ａ’として推定される。その波形例を図６の３段目に示す。
すなわち、平均電位値Ｖ１ａ’の波形は、サンプリング周期毎に第１の電力変換手段２から出力する第１の出力電圧波形の平均値を演算し当該平均値をサンプリング周期毎に連ねた波形となる。

次に、第２の電位選択手段６の動作について説明する。電圧指令値Ｖ２ａ^＊から電圧平均値Ｖ１ａ’を減算した結果を第２の電力変換手段３２ａが出力すべき電圧指令値とし、サンプルホールド手段６０７ａによりサンプルホールドされてＳＷＴ２１ａ’を出力する。信号発生手段６０１ａにより発生したサンプリング周期Ｔｓを周期とする三角波状の基準信号ＳＷＴ２０ａに第２の直流電位群３１ａの電位差を乗算手段６０２ａで乗算してＳＷＴ２２ａとし、減算手段６０３ａ、６０４ａと関数手段６０５ａ、６０６ａとで構成される比較手段によりＳＷＴ２１ａ’と比較される。
関数手段６０５ａの出力は、ＳＷＴ２１ａ’がＳＷＴ２２ａ以上の場合１、ＳＷＴ２１ａ’がＳＷＴ２２ａよりも小さい場合は０となる。関数手段６０６ａは、ＳＷＴ２１ａ’の符号を反転した信号がＳＷＴ２２ａ以上のときは１、それより小さいときは０を出力する。これにより、ＳＷＴ２１ａ’の正側では関数手段６０５ａが１または０で関数手段６０６ａは０、負側では逆に関数手段６０５ａが０で関数手段６０６ａが１または０となる。関数手段６０５ａ、６０６ａの出力は、それぞれスイッチング状態Ｓ３１ａとＳ３２ａとなり、第２の電力変換手段３２ａのスイッチング状態となる。

図６の４段目にＳＷＴ２１ａ’とＳＷＴ２２ａ及びその符号反転、５段目、６段目にスイッチング状態Ｓ３１ａ、Ｓ３２ａの一例をそれぞれ示している。スイッチング状態Ｓ３１ａが１のときは出力端子Ｔ２ａに電位Ｐ３ａ１を、０のときは電位Ｐ３ａ２を接続する。同様に、スイッチング状態Ｓ３２ａが１のときは出力端子Ｔ１ａに電位Ｐ３ａ１を、０のときは電位Ｐ３ａ２を接続する。そして、第２の電力変換手段３２ａは、出力端子Ｔ２ａとＴ１ａとの間に、図６の７段目に示すような電圧を印加する。これにより、第２の電力変換手段３２ａがサンプリング周期Ｔｓ毎の平均電位が電圧指令値Ｖ２ａ^＊と平均電圧値Ｖ１ａ’との差と一致する電圧を出力端子Ｔ２ａとＴ１ａとの間に出力する。従って、出力端子Ｔ２ａには、サンプリング周期Ｔｓ毎の平均電位値が電圧指令値Ｖ２ａ^＊と一致する電圧が出力される。
電圧指令値Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊と平均電圧値Ｖ１ｂ’、Ｖ１ｃ’とからＳ３１ｂ、Ｓ３２ｂ及びＳ３１ｃ、Ｓ３２ｃが出力される動作も同様である。

平均電位が電圧指令値Ｖ２ａ^＊と一致するように動作する効果を示すために、図７に瞬時値比較のＰＷＭ方式による動作の一例を示す。図７の一段目は、第１の電力変換手段２を制御するための三角波比較キャリア信号と電圧指令値Ｖ２ａ^＊が示されている。２段目は、キャリア信号と電圧指令値との比較により生成されるパルスにより発生した第１の電力変換手段２から出力されるパルス状の電圧である。
第２の電力変換手段群３の電圧指令値は、図７の２段目の電圧指令値Ｖ２ａ^＊とパルス状電圧との差分となり、３段目の波形に相当する。第２の電力変換手段３２ａのＰＷＭのためのキャリア信号と電圧指令値（Ｖ２ａ^＊−Ｖ１ａ）により４段目のパルスが生成される。この４段目のパルスは、スイッチング期間での平均値を４段目に実線示しているが、破線が電圧指令値（Ｖ２ａ^＊−Ｖ１ａ）であり差が生じている。ＰＷＭによる電圧はスイッチング周期間の平均電圧として発生するため、本実施例に示すように平均電位をＶ２ａ^＊と一致するように動作すると指令値に対する偏差を小さくすることができる。

以上のように動作して、第１の電力変換手段２が出力する電位を補正するように第２の電力変換手段群３が動作して出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃには電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊に一致した電位が出力されて負荷に電圧を供給することができる。
第１の電力変換手段２が端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃに出力する電圧の基本波成分は、負荷が必要とする基本波成分にほぼ一致しており、主たるエネルギーは第１の直流電位群１から負荷へ供給される。従って、第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃが必要とするエネルギーは最小限にとどめることができる。

本発明の実施の形態１によれば、出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃのサンプリング周期間の平均電圧をその電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊に一致させることができることから、サンプリング周期を有するプロセッサによる実現に適しているが、同等の内容をアナログ制御回路に代表される連続時間系でも実現は可能である。

基準信号ＳＷＴ０ａの繰り返し周期Ｔとサンプリング周期Ｔｓとの関係は任意であるが、第１の電力変換手段２のスイッチ動作回数と第２の電力変換手段群３のスイッチ動作回数に係わり、スイッチ動作回数に差を付けることでそれぞれに対して適切な電力変換手段を選択することができる。
例えば、第１の直流電位群１の電位差に対して、第２の直流電位群の電位差を小さくし、第１の電力変換手段２は電圧が高く少ないスイッチング頻度に適した電力変換手段、第２の電力変換手段群３は電圧が低く多いスイッチング頻度に適した電力変換手段を選択するというように最適なシステム構成を得ることができる。また、第２の電力変換手段群３が第１の電力変換手段２の電圧を補正するように動作することから、Ｔ＞Ｔｓの関係で動作するのがより好ましく、出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃの電位を電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊に精度良く制御することができる。

さらに、第１の電位選択手段４の基準信号ＳＷＴ０ａは、他の信号波形でもよく、例えば、第２の電位選択手段６の基準信号ＳＷＴ２０ａのように三角波として、スイッチングパターンをＳＥＱａ＝（０，１，０）としても同様の効果を得ることができる。
また、基準信号ＳＷＴ２０ａの周期はかならずしもサンプリング周期Ｔｓである必要はなく、違う周期でも動作し同様の効果がある。
また、第１の電力変換手段２が第１の直流電位群１の電位を出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃへ出力する方法は、スイッチング状態Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３により制御することができればよく、例えば、トランジスタ、サイリスタ、ダイオードといった電力半導体を使って構成することができる。
さらに、本実施例では３相の例を示したが、その構成図から明らかなように各相に同じ制御手段が構成されていることから、３相に限定された発明ではなく３相以外でも容易に構成することができる。

実施の形態２．
図８は、本発明の実施の形態２による電力変換装置を説明するための構成図である。なお、この実施の形態２は、公知である、いわゆる瞬時空間電圧ベクトルの理論を適用した制御を適用する。従って、ここでは、上記理論に係る細部の内容で公知の部分は、適宜説明を割愛するものとする。

第１の直流電位群１は、２つの電位Ｐ１１とＰ１２を持ち（Ｐ１１＞Ｐ１２）、第１の電力変換手段２に接続されている。第１の電力変換手段２の直流側は第１の直流電位群１に、交流側は第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃを介して第２の電力変換手段群３に接続されて、第２の電力変換手段群３から第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃへ電圧を出力する。第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃには、例えば、電動機などの負荷が接続されて駆動される。

第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃが発生すべき多相電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊を直交二相のベクトルで表した電圧指令ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）を第１の電位選択手段４Ａに入力し、第１の電位選択手段４Ａは、第１の電力変換手段２のスイッチング状態Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３を出力すると共に、スイッチングシーケンスＳＥＱとスイッチング期間信号ＳＷＴを電圧推定手段５Ａに出力する。
多相交流信号と直交二相との関係は、例えば、複素数表現では下式となる。

Ｖ２ｘｙ^＊＝Ｋｃ（Ｖ２ａ^＊＋Ｖ２ｂ^＊ｅｘｐ（ｊ２π／３）＋Ｖ２ｃ^＊ｅｘｐ（ｊ４π／３））

実数部をｘ、虚数部をｙとすれば、下式で定義することが出来る。

Ｖ２ｘ^＊＝Ｋｃ（Ｖ２ａ^＊−Ｖ２ｂ^＊／２−Ｖ２ｃ^＊／２）
Ｖ２ｙ^＊＝Ｋｃ（√３）（Ｖ２ｂ^＊−Ｖ２ｃ^＊）／２

ここで、Ｋｃは係数であり、２／√３のとき（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）の大きさが交流信号Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊のピーク値の√３（相間信号のピーク値）に相当する。

電圧推定手段５Ａは、第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃに出力される平均電圧値を直交二相で表したベクトル（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）を出力し、電圧指令値Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊と減算手段７により偏差をとり第２の電位選択手段６Ａに入力する。そして、第２の電位選択手段６Ａは、第２の電力変換手段群３のスイッチング状態Ｓ３１ａ、Ｓ３２ａ、Ｓ３１ｂ、Ｓ３２ｂ、Ｓ３１ｃ、Ｓ３２ｃを出力し、第２の電力変換手段３２ａ、３２ｂ、３２ｃが、第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃの電位Ｐ３ａ１＞Ｐ３ａ２、Ｐ３ｂ１＞Ｐ３ｂ２、Ｐ３ｃ１＞Ｐ３ｃ２を選択して電圧を出力し、第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃには、第１の電力変換手段２が出力する電圧に、第２の電力変換手段群３が出力する電圧が重畳された電圧が出力される。

図９は、本発明の実施の形態２による第１の電位選択手段４Ａの詳細を説明するための構成図である。第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃが発生すべき電圧の指令値を直交二相で表したベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）は、振幅演算手段４０９で振幅を演算して、割り算手段４０２で第１の直流電位群１の電位Ｐ１１とＰ１２との電位差にゲイン４１５を乗じた信号で割り算して規格化し、スイッチング期間演算手段４１３に入力する。
電圧指令値ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）は、位相演算手段４１０で位相を演算し、位相区間演算手段４１２と区間位相演算手段４１１とを介してスイッチング期間演算手段４１３に入力される。スイッチング期間演算手段４１３は、スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ、ＳＷＴ１ｂ、ＳＷＴ１ｃを演算し、サンプルホールド手段４０７ａ、４０７ｂ、４０７ｃを介して減算手段４０４ａ、４０４ｂ、４０４ｃに入力される。

減算手段４０４ａ、４０４ｂ、４０４ｃ及び入力が負値のとき０、それ以外のとき１となる関数手段４０５ａ、４０５ｂ、４０５ｃで構成される比較手段により、スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ、ＳＷＴ１ｂ、ＳＷＴ１ｃと基準信号発生手段４０１で発生した基準信号ＳＷＴ０とを比較した結果、ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃをスイッチングパターン選択手段４０６に入力する。スイッチングパターン選択手段４０６では、位相区間演算手段４１２に応じてスイッチングパターン発生手段４１４で発生したスイッチングパターンＳＥＱと比較結果ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃとに基づき第１の電力変換手段２のスイッチング状態Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３を出力する。基準信号ＳＷＴ０はサンプラー４０８でサンプルホールドされて、同様にサンプルホールドされたスイッチング期間ＳＷＴ１ａ’、ＳＷＴ１ｂ’、ＳＷＴ１ｃ’と共に電圧推定手段５に出力される（図中、信号ＳＷＴ‘と示した信号）。

図１０は、本発明の実施の形態２による電圧推定手段５Ａの詳細を説明するための構成図である。スイッチングパターンＳＥＱのシーケンス毎に電圧行列Ｖａｂｃと電圧ベクトル変換手段５０９ａ、５０９ｂ、５０９ｃ、５０９ｄで乗算されて電圧ベクトルＶ１ｘｙ、Ｖ２ｘｙ、Ｖ３ｘｙ、Ｖ４ｘｙを得る。スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ’、ＳＷＴ１ｂ’、ＳＷＴ１ｃ’は、減算手段５０１ａ、５０１ｂ、５０１ｃで基準信号ＳＷＴ０’を減算し、リミッタ手段５０３ａ、５０３ｂ、５０３ｃで制限する。制限された信号は、減算手段５０１ｄ、５０１ｅ、５０１ｆ及び乗算手段５０５ａ、５０５ｂ、５０５ｃ、５０５ｄで乗算、減算して加算手段５０７で合成して各ベクトルが選択されている期間ＴＶ１ｘｙ’、ＴＶ２ｘｙ’、ＴＶ３ｘｙ’、ＴＶ３ｘｙ’を演算する。
そして、除算手段５０８で正規化して所定期間の平均ベクトル（ＳＳｘ’、ＳＳｙ’）を演算し、第１の直流電位群１の電位差Ｐ１１−Ｐ１２にゲイン５１０を乗じた信号と乗算手段５１で乗算し平均電位ベクトル（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）を出力する。

図１１は、本発明の実施の形態２による第２の電位選択手段６Ａの詳細を説明するための構成図である。電圧指令値ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）と平均電位値ベクトル（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）との差ベクトルを振幅演算手段６０８及び位相演算手段６０９に入力する。振幅演算手段６０８の出力は、第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃの電位Ｐ３ａ１とＰ３ａ２、Ｐ３ｂ１とＰ３ｂ２、Ｐ３ｃ１とＰ３ｃ２の差を加算手段６１１で加算した後ゲイン６１０を乗じた信号で除算手段６１２により除算され、スイッチング期間演算手段６１５に入力される。
位相演算手段６０９の出力は、位相区間演算手段６１４と区間位相演算手段６１３とを介してスイッチング期間演算手段６１５に入力される。スイッチング期間演算手段６１５は、スイッチング期間信号ＳＷＴ２１ａ、ＳＷＴ２１ｂ、ＳＷＴ２１ｃ、ＳＷＴ２１ｄ、ＳＷＴ２１ｅ、ＳＷＴ２１ｆを演算し、サンプルホールド手段６０７ａ、６０７ｂ、６０７ｃ、６０７ｄ、６０７ｄ、６０７ｆを介して（図中、ＳＷＴ２１ａ’、ＳＷＴ２１ｂ’、ＳＷＴ２１ｃ’、ＳＷＴ２１ｄ’、ＳＷＴ２１ｅ’、ＳＷＴ２１ｆ’と示す信号）、減算手段６０４ａ、６０４ｂ、６０４ｃ、６０４ｄ、６０４ｅ、６０４ｆに入力される。

減算手段６０４ａ、６０４ｂ、６０４ｃ、６０４ｄ、６０４ｅ、６０４ｆ及び入力が負値のとき０、それ以外のとき１となる関数手段６０５ａ、６０５ｂ、６０５ｃ、６０５ｄ、６０５ｅ、６０５ｆで構成される比較手段により、サンプルホールドされたスイッチング期間信号ＳＷＴ２１ａ’、ＳＷＴ２１ｂ’、ＳＷＴ２１ｃ’、ＳＷＴ２１ｄ’、ＳＷＴ２１ｅ’、ＳＷＴ２１ｆ’と基準信号発生手段６０１で発生した基準信号ＳＷＴ２０とを比較した結果ＳＷ２１ａ、ＳＷ２１ｂ、ＳＷ２１ｃ、ＳＷ２１ｄ、ＳＷ２１ｅ、ＳＷ２１ｆをスイッチングパターン選択手段６１７に入力する。スイッチングパターン選択手段６１７では、位相区間演算手段６１４、位相演算手段６１３及び電圧指令の振幅Ｖ２ｋに応じてスイッチングパターン発生手段６１６で発生したスイッチングパターンＳＥＱ２と比較結果ＳＷ２１ａ、ＳＷ２１ｂ、ＳＷ２１ｃ、ＳＷ２１ｄ、ＳＷ２１ｅ、ＳＷ２１ｆとに基づき第２の電力変換手段群３のスイッチング状態Ｓ３１ａ、Ｓ３２ａ、Ｓ３１ｂ、Ｓ３２ｂ、Ｓ３１ｃ、Ｓ３２ｃを出力する。

次に、各部の動作について説明する。先ず、電圧指令値ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）からスイッチング状態Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３を出力し、第１の電力変換手段２が第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃに電位を出力する動作を説明する。
Ｖ２ｘ^＊とＶ２ｙ^＊は、直交する交流信号であり、例えば、下式のように与えることが出来る。

Ｖ２ｘ^＊＝Ｖ^＊ｃｏｓ（θ^＊）
Ｖ２ｙ^＊＝Ｖ^＊ｓｉｎ（θ^＊）

振幅演算手段４０９では、Ｖ２ｘ^＊とＶ２ｙ^＊との２乗和の平方根を演算する。これにより振幅演算手段４０９の出力はＶ^＊となる。そして、割り算手段４０２でＫ（Ｐ１１−Ｐ１２）で割り算してＶ２ｋを出力する。ここで、Ｋは、電圧指令値ベクトルのレベルに応じて設定される定数であるが、例えば、Ｖ^＊の最大値が第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃに出力される交流電圧の基本波線間ピーク値とすれば、その最大値がＰ１１−Ｐ１２となりＫ＝１とすればＶ２ｋの最大値が１．０となる。
位相演算手段４１０では、Ｖ２ｙ^＊／Ｖ２ｘ^＊の逆正接を演算し、その出力は０〜２πの範囲の位相θ^＊となる。第１の直流電位群１の２つの電位差Ｐ１１−Ｐ１２に対して、第１の電力変換手段２のスイッチＳ２１、Ｓ２２、Ｓ２３の状態に応じて、第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃには８個の電圧ベクトルｖ０、ｖ１、ｖ２、ｖ３、ｖ４、ｖ５、ｖ６、ｖ７が出力される。

Ｓ２１のスイッチング状態に応じて、第１の電力変換手段２では、Ｓ２１が０のときには第１の直流電位群１の低い電位Ｐ１２を、Ｓ２１が１のときには第１の直流電位群１の高い電位Ｐ１１を第１の出力端子Ｔ１ａに出力する。同様に、Ｓ２２、Ｓ２３のスイッチング状態に応じてそれぞれ第１の出力端子Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃにＰ１１かＰ１２の電位が出力される。
第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃの電位をＰ１ａ、Ｐ１ｂ、Ｐ１ｃとして、（２Ｐ１ａ−Ｐ１ｂ−Ｐ１ｃ）／√３を横軸、（Ｐ１ｂ−Ｐ１ｃ）を縦軸とする平面を考えると、スイッチの状態（Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３）により図１２に示すように８個の点が描画される。各電圧ベクトルのスイッチ状態は、ｖ０：（０，０，０）、ｖ１：（１，０，０）、ｖ２：（０，１，０）、ｖ３：（１，１，０）、ｖ４：（０，０，１）、ｖ５：（１，０，１）、ｖ６：（０，１，１）、ｖ７：（１，１，１）であり、ｖ０とｖ７は平面上では同一の点（原点）となる。この平面上で、電圧指令値ベクトルは、Ｖ２ｘ^＊を横軸、Ｖ２ｙ^＊を縦軸とする値となり、交流信号の振幅が一定のときは平面上の軌跡が円となる。

位相区間演算手段４１２では、位相θ^＊に応じてπ／３毎の位相区間を０、１、２、…、５の整数で出力する。すなわち、０≦θ^＊＜π／３のときＮｔｈ２＝０、π／３≦θ^＊＜２π／３のときＮｔｈ２＝１となる。区間位相演算手段４１１では、位相区間毎の位相を０〜π／３に制限してＶ２ｔｈを出力する。従って、位相θ^＊＝Ｖ２ｔｈ＋Ｎｔｈ２π／３の関係が成り立つ。スイッチングパターン発生手段４１４では、各位相区間について、スイッチングパターンを出力する。位相θ^＊が０〜π／３の場合、（ｖ０、ｖ１、ｖ３、ｖ７）、π／３〜２π／３では（ｖ０、ｖ２、ｖ３、ｖ７）、２π／３〜πでは（ｖ０、ｖ２、ｖ６、ｖ７）、３π／３〜４π／３では（ｖ０、ｖ４、ｖ６、ｖ７）、４π／３〜５π／３では（ｖ０、ｖ４、ｖ５、ｖ７）、５π／３〜２πでは（ｖ０、ｖ１、ｖ５、ｖ７）をＳＥＱに出力する。

スイッチング期間演算手段４１３では、第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃに出力するベクトルの推移を表すスイッチングパターンＳＥＱに関係してスイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ、ＳＷＴ１ｂ、ＳＷＴ１ｃを出力する。スイッチングパターンＳＥＱがＴ期間で完結するとすれば、ＳＷＴ１ａはスイッチングパターンの第１要素のベクトルを継続する期間のＴ期間の比、ＳＷＴ１ｂはＳＷＴ１ａに加えてパターンの第２要素のベクトルが継続する期間のＴ期間の比、ＳＷＴ１ｃはさらにパターンの第３要素のベクトルが継続する期間のＴ期間の比を加え出力する。位相区間が０のときのスイッチングパターンは（ｖ０、ｖ１、ｖ３、ｖ７）であるから、前述した平面では原点（ｖ０及びｖ７）と２つの点ｖ１、ｖ３とを選択しており、これら３つの点による時間平均が電圧指令値ベクトルとなるように、それぞれの点（ベクトル）が継続する時間配分を電圧指令値の振幅Ｖ２ｋと位相Ｖ２ｔｈ及び位相区間Ｎｔｈ２に応じて与える。電圧ベクトルｖ０、ｖ１、ｖ３、ｖ７それぞれの期間をＴｖ０、Ｔｖ１、Ｔｖ３、Ｔｖ７とすると、電圧ベクトルの時間平均ｖ’は下式で表すことが出来る。

ｖ’＝（ｖ０・Ｔｖ０＋ｖ１・Ｔｖ１＋ｖ３・Ｔｖ３＋ｖ７・Ｔｖ７）／Ｔ

スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａは、周期Ｔｓのサンプルホールド手段４０７ａでＴｓ期間一定となる信号ＳＷＴ１ａ’に変換し、基準信号発生手段４０１が出力する三角波ＳＷＴ０との差を減算手段４０４ａで求めて、関数手段４０５ａで０または１の大きさを持つ信号ＳＷ１ａに変換する。これにより、ＳＷＴ１ａ’が基準信号ＳＷＴ０より小さい場合はＳＷ１ａが０、逆に大きいか等しい場合にはＳＷ１ａが１となる。ＳＷＴ１ｂ、ＳＷＴ１ｃも同様にサンプルホールド手段４０７ａ、４０７ｃ、減算手段４０４ｂ、４０４ｃ、関数手段４０５ｂ、４０５ｃにより基準信号ＳＷＴ０と比較されて０または１の大きさを持つ信号ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃを求める。

そして、スイッチングパターン選択手段４０６では、ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃに応じて、スイッチングパターンＳＥＱの電圧ベクトルを選択してスイッチング状態Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３を出力する。（ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｃ）は基準信号ＳＷＴ０が大きくなるに従い、（０，０，０）→（１，０，０）→（１，１，０）→（１，１，１）と推移し、（０，０，０）のときＳＥＱの最初の電圧ベクトル、（１，０，０）のとき２番目、（１，１，０）のとき３番目、（１，１，１）のとき４番目の電圧ベクトルを選択する。（０，０，０）から（１，０，０）へ遷移する期間はＳＷＴ１ａ’に、（１，０，０）から（１，１，０）へ遷移するまでの期間はＳＷＴ１ｂ’−ＳＷＴ１ａ’に、（１，１，０）から（１，１，１）へ遷移するまでの期間はＳＷＴ１ｃ’−ＳＷＴ１ｂ’に依存するが、それらはＳＥＱの電圧ベクトルが持続すべき期間に相当する。

基準信号ＳＷＴ０が減少する場合は、逆に（１，１，１）→（１，１，０）→（１，０，０）→（０，０，０）と推移してＳＥＱの４番目から１番目の電圧ベクトルへ向かい選択される。そして、選択された電圧ベクトルに応じてスイッチング状態が出力される。これより第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃには、基準信号ＳＷＴ０の１／２周期間の平均電圧ベクトルが電圧指令値ベクトルとなるように動作する。この方法は、既述した通り、瞬時空間電圧ベクトルＰＷＭとして知られている。
スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ’、ＳＷＴ１ｂ’、ＳＷＴ１ｃ’と基準信号ＳＷＴ０とをサンプル手段４０８によりサンプリング周期Ｔｓでサンプリングした信号ＳＷＴ０’は電圧推定手段５Ａへ出力する（図中、ＳＷＴ’として示した信号）。

次に、電圧推定手段５Ａの動作について説明する。スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ’から基準信号サンプリングしたＳＷＴ０’を減算手段５０１ａで減算する。そして、リミット手段５０３ａで最小値０、最大値Δで制限する。Δは、周期Ｔｓと基準信号ＳＷＴ０の三角波半周期との比率であり、ＳＷＴ０’がＴｓ期間に変化する大きさに等しい。
ＳＷＴ１ａ’−ＳＷＴ０’がΔ以上の場合、Ｔｓ期間内では電圧ベクトルの変化は発生せず、ＳＥＱの第１番目の電圧ベクトルが出力される。ＳＷＴ１ａ’−ＳＷＴ０’が０以下の場合は、Ｔｓ期間でＳＥＱの第１番目の電圧ベクトルが出力されないことを意味している。ＳＷＴ１ａ’−ＳＷＴ０’が０よりも大きくΔよりも小さい場合は、Ｔｓ期間の一部でＳＥＱの第１番目の電圧ベクトルを出力し、残りの期間で他の電圧ベクトルを出力する。さらに、スイッチング期間信号ＳＷＴ１ｂ’は、減算手段５０１ｂとリミット手段５０３ｂとにより演算されて、ＳＷＴ１ｂ’−ＳＷＴ０’がΔよりも大きい場合は、残りの期間が第２番目の電圧ベクトルを出力し、減算手段５０１ｄによりその期間が演算される。同様にして、第３番目、第４番目の電圧ベクトルを出力する期間を減算手段５０１ｅ及び５０１ｆが出力する。

一方、電圧ベクトル変換手段５０９ａでは、ＳＥＱの第１要素である第１番目の電圧ベクトルを直交座標に変換する。Ｖ１ｘｙは、第１要素がｖ０またはｖ７の場合は（０，０）、ｖ１の場合は（２／√３，０）、ｖ２の場合は（−１／√３，１）、ｖ３の場合は（１／√３，１）、ｖ４の場合は（−１／√３，−１）、ｖ５の場合は（１／√３，−１）、ｖ６の場合は（−２／√３，０）となる。
Ｖ２ｘｙ、Ｖ３ｘｙ、Ｖ４ｘｙも同様にベクトル変換手段５０９ｂ、５０９ｃ、５０９ｄにより第２，３，４番目の電圧ベクトルの座標となる。そして、第１番目の電圧ベクトルの期間に相当するリミット手段５０３ａの出力とＶ１ｘｙ、第２番目の電圧ベクトルの期間に相当する減算手段５０１ｄの出力とＶ２ｘｙ、第３番目の電圧ベクトルの期間に相当する減算手段５０１ｅの出力とＶ３ｘｙ、そして第４番目の電圧ベクトルの期間に相当する減算手段５０１ｆの出力とＶ４ｘｙをそれぞれ乗算手段５０５ａ、５０５ｂ、５０５ｃ、５０５ｄで乗算して加算手段５０７で加算した後、除算手段５０８でΔで除算するとＴｓ期間の平均電圧値ベクトルの座標値（ＳＳｘ’、ＳＳｙ’）が得られる。
さらに、乗算手段５１でＫ（Ｐ１１−Ｐ１２）と乗算して、Ｔｓ期間の平均電圧値ベクトル（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）が演算される。ゲイン５１０の値は、ゲイン４１５と同じ値である。

図１４に、スイッチング期間信号ＳＷＴ１ａ’、ＳＷＴ１ｂ’、ＳＷＴ１ｃ’から平均電圧値ベクトルの座標値（ＳＳｘ’、ＳＳｙ’）を演算するまでの波形例を示す。ここでは、スイッチング期間演算手段４１３で演算されたＳＷＴ１ａ’、ＳＷＴ１ｂ’、ＳＷＴ１ｃ’が一定としており、それぞれ０．１、０．３、０．９の値を持つとしている。図は、位相区間０のときであり、スイッチングパターンは（ｖ０、ｖ１、ｖ３、ｖ７）である。また、ＴｓはＳＷＴ０の半周期の１／４の場合を示している。ＳＷＴ１ａ’、ＳＷＴ１ｂ’、ＳＷＴ１ｃ’とＳＷＴ０との交点でベクトルが推移し、スイッチング状態Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３が決定される。

そして、第１番目のＴｓ期間では、ＳＷＴ１ａ’が０．１であるから電圧ベクトルｖ０が選択されている期間はＴＶ１ｘｙ’＝０．１、ＳＷＴ１ｂ’はＳＷＴ０の大きさ１．０の１／４である０．２５よりも小さいため、この制御期間でｖ１が選択されている期間はＴＶ２ｘｙ’＝０．２５−０．１＝０．１５となる。
次の制御周期では、ＴＶ２ｘｙ’＝０．０５、ＴＶ３ｘｙ’＝０．２、その次はＴＶ３ｘｙ’＝０．２５、そして４番目の制御周期ではＴＶ３ｘｙ’＝０．１５、ＴＶ４ｘｙ’＝０．１となる。これにより、平均電圧値ベクトルの座標値は、図１４に示すような値が演算される。そして、平均電位値ベクトル（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）を得るが、その一例を図１５に示す。
電圧指令値ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）から図１４のような処理を経て、図１５の（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）が演算される。そして、これらの差を第２の電位選択手段６Ａに入力して第２の電力変換手段群３で指令値に応じた電圧が出力されて第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃには電圧指令値ベクトルに一致した電圧が出力される。

次に、第２の電位選択手段６Ａの動作を説明する。基本的な動作は電位選択手段４Ａと同様であるが、（Ｓ３１ａ、Ｓ３１ｂ、Ｓ３１ｃ、Ｓ３２ａ、Ｓ３２ｂ、Ｓ３２ｃ）のスイッチング状態により第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃと第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃとの間に出力する電圧ベクトルは、図１３に示すように６４個となる。
第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃと第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃとの電位差をＶ１２ａ、Ｖ１２ｂ、Ｖ１２ｃとして、（２Ｖ１２ａ−Ｖ１２ｂ−Ｖ１２ｃ）／√３を横軸、（Ｖ１２ｂ−Ｖ１２ｃ）を縦軸とする平面を考えると、直流電位差Ｐ３１ａ−Ｐ３２ａ、Ｐ３１ｂ−Ｐ３２ｂ、Ｐ３１ｃ−Ｐ３２ｃが等しい場合、６４個の電圧ベクトルは平面上で同一の点が複数存在して１９個の点となる。電圧指令値ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）と平均電位値ベクトル（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）との差ベクトルから振幅演算手段６０８、位相演算手段６０９、ゲイン６１０、除算手段６１２、区間位相演算手段６１３、位相区間演算手段６１４により振幅Ｖ２１ｋ、位相Ｖ２１ｔｈ及び区間Ｎｔｈ２１を得る動作は、電位選択手段４Ａの振幅Ｖ２ｋ、Ｖ２ｔｈ、Ｎｔｈ２を得る動作と同様である。
第２の電力変換手段群３には、３つの独立した電位群Ｐ３１ａとＰ３２ａ、Ｐ３１ｂとＰ３２ｂ及びＰ３１ｃとＰ３２ｂを持つ。このため、加算手段６１１で電位群の電位差を加算してゲイン６１０をＫ＝（１／３）・（１／２）とすればＶ２ｔｈがπ／６で、Ｖ２１ｋが最大１．０となる。

スイッチング期間演算手段６１５では、出力する電圧ベクトルの推移を表すスイッチングパターンＳＥＱ２に関係してスイッチング期間信号ＳＷＴ２１ａ、ＳＷＴ２１ｂ、ＳＷＴ２１ｃ、ＳＷＴ２１ｄ、ＳＷＴ２１ｅ、ＳＷＴ２１ｆを出力する。スイッチングパターンＳＥＱ２がＴｓ期間で完結し、ＳＷＴ２１ａはスイッチングパターンＳＥＱ２の第１要素のベクトルを継続する期間のＴｓ期間に対する比、ＳＷＴ２１ｂはスイッチングパターンＳＥＱ２の第２要素のベクトルを継続する期間のＴｓ期間に対する比をＳＷＴ２１ａに加えた信号、さらにＳＷＴ２１ｃはスイッチングパターンＳＥＱ２の第３要素のベクトルを継続する期間のＴｓ期間に対する比を加えた信号というように順次電圧ベクトルを継続する期間のＴｓ期間に対する比を加えてＳＷＴ２１ａ〜ＳＷＴ２１ｆが７つの電圧ベクトルに対して決定される。

スイッチングパターンは、位相区間毎に４つの領域について設定される。Ｖ２１ｋ＜１／（２ｓｉｎ（π／３＋Ｖ２１ｔｈ））を領域０、１／（２ｓｉｎ（π／３−Ｖ２１ｋ））≦Ｖ２１ｋ＜１／（ｓｉｎ（π／３＋Ｖ２１ｔｈ））を領域１、１／（２ｓｉｎ（Ｖ２１ｋ））≦Ｖ２１ｋ＜１／（ｓｉｎ（π／３＋Ｖ２１ｔｈ））を領域３、１／（２ｓｉｎ（π／３＋Ｖ２１ｔｈ））≦Ｖ２１ｋ＜１／（２ｓｉｎ（π／３−Ｖ２１ｋ））かつＶ２１ｋ＜１／（２ｓｉｎ（Ｖ２１ｋ））を領域２とする。
例えば、位相区間Ｎｔｈ２１が０で領域が０のときのスイッチングパターンＳＥＱ２は（ｘ０、ｘ１、ｘ３、ｘ７、ｘ３、ｘ１、ｘ０）、領域１は（ｘ４８、ｘ４９、ｘ５１、ｘ５５、ｘ５１、ｘ４９、ｘ４８）、領域２は（ｘ３２、ｘ３３、ｘ３７、ｘ３９、ｘ３７、ｘ３３、ｘ３２）、領域３は（ｘ３２、ｘ３３、ｘ３５、ｘ３９、ｘ３５、ｘ３３、ｘ３２）であり、それぞれの領域は平面上で３つの点で囲まれている。そして、これら３つの点による時間平均が電圧指令値ベクトル（Ｖ１２ｘ^＊，Ｖ１２ｙ^＊）になるように、それぞれの点が継続する時間配分を決定する。それぞれの点は、複数の電圧ベクトルまたは同じ電圧ベクトルを複数回使っており、それぞれの点の時間配分をさらに各電圧ベクトルが継続する期間に配分する。

スイッチング期間信号ＳＷ２１ａは、周期Ｔｓのサンプルホールド手段６０７ａでＴｓ期間一定となる信号に変換し、基準信号発生手段６０１が発生する基準信号ＳＷＴ２０との差を減算手段６０３ａで求めて、関数手段６０５ａで０または１の大きさを持つ信号ＳＷ２１ａに変換する。これにより、ＳＷＴ２１ａがＳＷＴ２０より小さい場合はＳＷ２１ａが０、逆に大きいか等しい場合はＳＷ２１ａが１となる。同様に、ＳＷＴ２１ｂ〜ＳＷＴ２１ｆはサンプルホールド手段６０７ｂ〜６０７ｆ、減算手段６０３ａ〜６０３ｆ、関数手段６０５ａ〜６０５ｆにより基準信号ＳＷＴ２０と比較されて０または１の大きさを持つ信号ＳＷ２１ｂ〜ＳＷ２１ｆに変換される。

そして、スイッチングパターン選択手段６１７では、ＳＷ２１ａ〜ＳＷ２１ｆに応じて、スイッチングパターンＳＥＱ２の電圧ベクトルを選択してスイッチング状態Ｓ３１ａ〜Ｓ３２ｃを出力する。（ＳＷ２１ａ、ＳＷ２１ｂ、ＳＷ２１ｃ、ＳＷ２１ｄ、ＳＷ２１ｅ、ＳＷ２１ｆ）は基準信号ＳＷＴ２０が大きくなるに従い、（０，０，０，０，０，０）→（１，０，０，０，０，０）→（１，１，０，０，０，０）→（１，１，１，０，０，０）→（１，１，１，１，０，０）→（１，１，１，１，１，０）→（１，１，１，１，１，１）と推移し、（０，０，０，０，０，０）のときＳＥＱ２の１番目の電圧ベクトル、（１，０，０，０，０，０）は２番目、（１，１，１，１，１，１）は７番目の電圧ベクトルを選択する。

（０，０，０，０，０，０）から（１，０，０，０，０，０）へ推移する時間はＳＷ２１ａに、（１，０，０，０，０，０）から（１，１，０，０，０，０）へ推移する時間はＳＷ２１ｂ−ＳＷ２１ａに比例するというように、それぞれに対応する電圧ベクトルが持続すべき期間に比例する。
例えば、位相区間Ｎｔｈ２１が０で領域が０のとき、（Ｓ３１ａ、Ｓ３１ｂ、Ｓ３１ｃ、Ｓ３２ａ、Ｓ３２ｂ、Ｓ３２ｃ）は（０，０，０，０，０，０）→（１，０，０，０，０，０）→（１，１，０，０，０，０）→（１，１，１，０，０，０）→（１，１，０，０，０，０）→（１，０，０，０，０，０）→（０，０，０，０，０，０）と推移してスイッチング状態が第２の電力変換手段群３へ出力される。
第２の電力変換手段群３では、例えば、Ｓ３１ａが１、Ｓ３２ａが０のときは、出力端子Ｔ２ａとＴ１ａとの間に電位差Ｐ３ａ１−Ｐ３ａ２を、Ｓ３１ａが０、Ｓ３２ａが１のときは−（Ｐ３ａ１−Ｐ３ａ２）を、それ以外は０を出力する。これにより、第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃと第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃとの間にはＴｓ期間の平均電圧値ベクトルが電圧指令値ベクトル（Ｖ１２ｘ^＊，Ｖ１２ｙ^＊）となるように動作する。

以上のように動作して、第１の電力変換手段２が出力する電位を補正するように第２の電力変換手段群３が動作して第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃには電圧指令値Ｖ２ａ^＊、Ｖ２ｂ^＊、Ｖ２ｃ^＊に一致した電位が出力されて負荷に電圧を供給することができる。
第１の電力変換手段２の出力できる範囲は、図１２の範囲、また第２の電力変換手段群３が出力できる範囲は、図１３に示す範囲であり、これらの平面上で制御することにより第１の直流電位群１、第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃに対して最大限に出力可能な正弦波状の電圧を得ることができる。
第１の電力変換手段２が第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃに出力する電圧の基本波成分は、負荷が必要とする基本波成分にほぼ一致しており、主たるエネルギーは第１の直流電位群１から負荷へ供給される。従って、第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃが必要とするエネルギーは最小限にとどめることができる。

本実施例では、スイッチングパターンＳＥＱ２は７つの電圧ベクトルで構成したが、図１３の平面上で電圧指令値ベクトルＶ１２ｘ^＊を囲む３つの点を含む電圧ベクトルを選べばその個数は自由であり、それに応じてスイッチング期間に係わる信号（ＳＷＴ２１ａ〜ＳＷＴ２１ｆ、ＳＷ２１ａ〜ＳＷ２１ｆ）の個数を構成することで実現できる。
第１の直流電位群１と第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃは、２つ以上の電位を持つことが可能であり、その電位数に応じて第１の電位選択手段４Ａ、第２の電位選択手段６Ａを構成すれば実現することができる。例えば、第１の直流電位群１の電位が３つの場合、図１２に代わってスイッチング状態の数は異なるが図１３の平面上と同様の点に電圧ベクトルが存在し、第２の電位選択手段６Ａと同様に第１の電位選択手段４Ａのスイッチング期間とスイッチングパターンを構成することができる。

実施の形態３．
図１６は、本発明の実施の形態３による電力変換装置の第２の電位選択手段６Ｂを説明するための構成図である。電位選択手段６Ｂ以外は先の実施の形態２による電力変換装置の制御手段と同様であるのでそれらの説明は省略する。
区間位相Ｖ２１ｔｈは、関数手段６１９に入力され、上限リミット手段６１８の上限値となる。振幅Ｖ２１ｋは上限リミット手段６１８に入力され、減算手段６２０により上限リミット６１８の入力と出力との振幅偏差ｄＶ２１ｋを得る。乗算手段６２２は、減算手段６２０の出力とゲイン手段６１０の出力を乗算し、電圧偏差ｄＶ２１を出力する。乗算手段６２２の出力と位相演算手段６０９の出力とを座標変換手段６２１に入力して電圧偏差の直交座標成分ｄＶ２１ｘ及びｄＶ２１ｙを求める。
そして、座標変換手段６２１の出力ｄＶ２１ｘとｄＶ２１ｙは１サンプル遅れ手段６２４ａ、６２４ｂでＴｓ期間遅らせて、加算手段６２３ａ、６２３ｂでそれぞれ電圧指令値Ｖ１２ｘ^＊、Ｖ１２ｙ^＊に加算する。

次に、動作について説明する。図１２と図１３は第１の電力変換手段２と第２の電力変換手段群３が出力できる電圧を直交座標平面上に示した図である。第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃの電位は、第１の電力変換手段２と第２の電力変換手段群３の電位を加算したものとなる。第１の直流電位群１の電位差Ｐ１１−Ｐ１２に対して、第２の直流電位群の電位差Ｐ３ａ２−Ｐ３ａ２、Ｐ３ｂ２−Ｐ３ｂ２、Ｐ３ｃ２−Ｐ３ｃ２が１／２以下の場合の動作例を示すベクトル図を図１７に示す。
例えば、図１７に示すように、電圧指令値（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）が点Ａ、第１の電力変換手段２のＴｓ期間の平均電圧値（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）が点Ｂにあるとすると、第２の電力変換手段群３が出力すべき電圧はその差となるが、出力可能な範囲にある。しかし、電圧指令値が点Ａ’にある場合は、第２の電力変換手段群３が出力可能な範囲を逸脱しており、負荷に印加する電位を電圧指令値に一致することができない。

図１６に示す実施の形態３では、区間位相Ｖ２１ｔｈから出力可能な振幅を関数手段６１９により演算する。この信号は、図１３に示す電圧ベクトル平面上において、六角形で表された外周をあらわす。従って、上限リミット手段６１８でリミットされた信号と振幅Ｖ２１ｋとの偏差ｄＶ２１ｋは第２の電力変換手段群３が出力できる範囲を超過した大きさを表す。振幅Ｖ２１ｋが関数手段６１９の出力以下の場合は、振幅偏差ｄＶ２１ｋが０となることは明らかである。振幅偏差が０でない場合、ゲイン手段６１０の出力と乗算手段６２２で乗算されて電圧レベルに変換される。
そして、座標変換手段６２１により電圧偏差ｄＶ２１を直交座標の値に変換する。すなわち、位相演算手段６０９の出力θ２１と電圧偏差ｄＶ２１とから下式で表される。

ｄＶ２１ｘ＝ｄＶ２１ｃｏｓθ２１
ｄＶ２１ｙ＝ｄＶ２１ｓｉｎθ２１

電圧偏差（ｄＶ２１ｘ、ｄＶ２１ｙ）は、サンプル期間Ｔｓの１サンプル遅らせて電圧指令値（Ｖ１２ｘ^＊、Ｖ１２ｙ^＊）に加算される。従って、次のサンプルで超過した分を加算して出力できない成分を補正し、第２の電力変換手段群３が飽和した場合でも直ちに電圧指令値（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）と第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃの出力電位とが一致するように動作する。

図１８に、電圧偏差（ｄＶ２１、ｄＶ２１ｙ）が加算される様子を表す電圧ベクトル図、図１９に、時間的に電圧偏差が解消する様子の一例を示した波形例を示す。図１８（ａ）において、電圧指令値ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）は円上を移動し現在の電圧ベクトルと１制御周期前の電圧ベクトルを示している。１制御周期前の電圧指令値ベクトルに対して平均電圧値（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）からのベクトルが第２の電位選択手段６Ｂに与えられる指令値ベクトル（Ｖ１２ｘ^＊、Ｖ１２ｙ^＊）である。
そして、２制御周期前の偏差が加算されて１制御周期前の実際の指令値ベクトル（Ｖ１２ｘ２^＊、Ｖ１２ｙ２^＊）となる。図１８（ｂ）は、第２の電力変換手段群３の電圧ベクトルを示しており、１制御周期前の実際の指令値ベクトル（Ｖ１２ｘ２^＊、Ｖ１２ｙ２^＊）が出力可能範囲を超過して偏差ベクトル（ｄＶ２１、ｄＶ２１ｙ）が発生している。その偏差ベクトルを図１８（ａ）では、現在の平均電圧（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）に対する指令値ベクトルに加算して、現在の実際の指令値ベクトル（Ｖ１２ｘ２^＊、Ｖ１２ｙ２^＊）を演算している。

このように順次偏差ベクトルが加算されて動作するが、図１９には、その時間的な推移を波形例として示している。図１９（ａ）の３つの波形は、偏差ベクトルを補正しないときの比較例であり、先の実施の形態２の方法によるものに相当する。この図では、電圧指令値ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）と平均電圧値ベクトル（Ｖ１ｘ’、Ｖ１ｙ’）に加えて、第２の出力端子の平均電圧（Ｖ２ｘ、Ｖ２ｙ）を示している。加えて３つめの波形には偏差ベクトルの大きさを示している。電圧指令値ベクトル（Ｖ２ｘ^＊、Ｖ２ｙ^＊）と平均電圧値（Ｖ２ｘ、Ｖ２ｙ）を比較すると、２箇所でＶ２ｘは負側に、Ｖ２ｙは正側に偏差が発生している。

以上に対し、図１９（ｂ）の３つの波形は、この実施の形態３による波形例であるが、Ｖ２ｘに負側の偏差が生じた後に正側の偏差に移行して平均値が指令値ベクトルに一致するように動作している。Ｖ２ｙについても同様に偏差が正負両側に生じて平均的な変動を抑制している。図２０は、その効果の一例として第２の出力端子が３相負荷に接続された場合の第２の出力端子（１段目）、負荷の端子電圧（２段目）とその周波数分析結果（３段目）が示されている。この例では、実施の形態２の場合（ａ）に比較し、実施の形態３の場合（ｂ）は、１００〜１０００Ｈｚの高調波が低減されている効果が確認できる。

先に示した空間電圧ベクトルの定義によると、
Ｖ２ｘ^＊＝Ｋｃ（Ｖ２ａ^＊−Ｖ２ｂ^＊／２−Ｖ２ｃ^＊／２）＝Ｋｃ（（Ｖ２ａ^＊−Ｖ２ｂ^＊）−（Ｖ２ｃ^＊−Ｖ２ａ^＊））／２
Ｖ２ｙ^＊＝Ｋｃ（√３）（Ｖ２ｂ^＊−Ｖ２ｃ^＊）／２
となって出力電圧指令値の線間電圧で動作するため、各相に含まれる同一成分（零相）は制御されない。一方、各相での制御の場合は指令値の与え方に依存しており零相成分が含まれる可能性がある。各相で制御すると、第２の電力変換手段群３が飽和する場合に零相成分による飽和も生じるが、本実施の形態では空間電圧ベクトルでの制御であり多相負荷に有効に寄与する成分だけを補正することができ、第２の電力変換手段群３を有効に利用することができる。

以上のように動作して、第２の電力変換手段群３が一時的に飽和しても、それを補正して電位を出力することができ、第２の直流電位群の電位差が低い場合でも歪みの小さい出力を得ることができる。

実施の形態４．
図２１は、本発明の実施の形態４による電力変換装置の第２の電位選択手段６Ｂを説明するための電圧ベクトル図である。本実施の形態の回路の構成は図７と同様である。図２１は、第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃの電位差Ｐ３ａ１−Ｐ３ａ２、Ｐ３ｂ１−Ｐ３ｂ２及びＰ３ｃ１−Ｐ３ｃ２がそれぞれほぼ同一の電位差のときの第２の電力変換手段群３が出力する電圧ベクトルを示している。本実施例では、図１３に示す電圧ベクトル図のうち、第２の電力変換手段群３が第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃと第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃとの間に出力する各相の電位差を加算した値がほぼ零となる組み合わせを選択した電圧ベクトルを示している。

これらの電圧ベクトルを使っても、第２の電力変換手段群３が第１の電力変換手段２が出力する電位を補正するように動作することができる。負荷に印加される電圧を各相で加算した値に比例した電圧（零相電圧）は、例えば、負荷がモータの場合その巻き線と接地間に存在する浮遊静電容量に印加される電圧となるが、これは伝導ノイズとして他の機器へ悪影響を与える可能性がある。
そして、この伝導ノイズは、第１の電力変換手段２及び第２の電力変換手段群３のスイッチング頻度が高いか、スイッチングあたりの電位変化が大きいときに大きくなる。本実施の形態では、第１の電力変換手段２のスイッチング頻度を下げ、第２の電力変換手段群３のスイッチング頻度を高くして負荷へは精度の高い電圧を供給すると共に、スイッチング頻度の高い第２の電力変換手段群３の伝導ノイズに影響する電圧を零とすることができ、伝導ノイズを低減することができる。電圧指令値に対して、三つのベクトルを選択し出力する方法については先の実施の形態２と同様である。

実施の形態５．
図２２は、本発明の実施の形態５による電力変換装置の第２の電位選択手段６Ｂを説明するための電圧ベクトル図である。本実施の形態の回路の構成は図７と同様である。図２２は、第２の直流電位群３１ａ、３１ｂ、３１ｃの電位差Ｐ３ａ１−Ｐ３ａ２、Ｐ３ｂ１−Ｐ３ｂ２及びＰ３ｃ１−Ｐ３ｃ２がそれぞれほぼ同一の電位差のときの第２の電力変換手段群３が出力する電圧ベクトルを示している。本実施例では、図１３に示すベクトル図のうち、図２１の実施の形態４の電圧ベクトルに加えて、電圧ベクトルｘ１４、ｘ２１、ｘ２８、ｘ３５、ｘ４２、ｘ４９を選択対象としている。これら６つの電圧ベクトルは、第２の電力変換手段群３が第２の出力端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｔ２ｃと第１の出力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ１ｃとの間に出力する各相の電位差を加算した値が零に近い電圧ベクトルである。第２の電力変換手段群３が出力する各相の電位差の加算値に比例した電圧（零相電圧）は、７段階存在する。例えば、図１３において、電位が大きい順に一例を示すと、ｘ７＞ｘ３＞ｘ３５＞ｘ０＞ｘ４９＞ｘ４８＞ｘ５６である。従って、本実施の形態における第２の電力変換手段群３が出力する零相電圧は零とその次のステップに限られ、伝導ノイズへの影響を最小限にすると共に、出力として選択できる電圧ベクトルを最大限にすることができる。

実施の形態６．
図２３は、本発明の実施の形態６による電力変換装置の第２の電位選択手段６Ｃを説明するための構成図である。第２の電位選択手段６Ｃ以外は実施の形態１による電力変換装置の制御手段と同様であるのでそれらの説明は省略する。電圧指令値Ｖ２ａ^＊と平均電圧値Ｖ１ａ’との偏差を加算手段６２３ａに入力して偏差信号ｄＶ２１ａ２と加算し、第２の電力変換手段群３の電圧指令値に相当するＶ２１ａ２^＊を出力する。Ｖ２１ａ２^＊は、サンプルホールド手段６０７ａに入力され、その出力ＳＷＴ２１ａ’がリミット手段６１８ａと減算手段６２０ａとから偏差信号ｄＶ２１ａを生成し、１サンプル遅れ手段６２４ａでＴｓ期間遅らせる。その他の構成は実施の形態１と同様である。

次に、動作について説明する。第２の電力変換手段３２ａ、３２ｂ、３２ｃの最大出力可能電圧は、その直流電位群の電位Ｐ３ａ１、Ｐ３ａ２、Ｐ３ｂ１、Ｐ３ｂ２、Ｐ３ｃ１、Ｐ３ｃ２により制限される。すなわち、第２の電力変換手段３２ａの場合、±（Ｐ３ａ１−Ｐ３ａ２）の電圧が最大振幅となる電圧が出力端子Ｔ１ａとＴ２ａとの間に出力される。
電圧指令値Ｖ２ａ^＊と平均電圧値Ｖ１ａ’との差がこの範囲を超えると、第２の電力変換手段３２ａの出力が飽和して第２の出力端子Ｔ２ａには所望の電圧を出力することができない。リミット手段６１８ａでは入力ＳＷＴ２１ａ’を±（Ｐ３ａ１−Ｐ３ａ２）の範囲に制限した信号を出力し、減算手段６２０ａでＳＷＴ２１ａ’から減算することにより、第２の電力変換手段３２ａが出力可能な大きさを超過した分の偏差ｄＶ２１ａが演算される。
そして、１サンプル遅れ手段６２４ａでＴｓ期間遅らせて、Ｖ２ａ^＊−Ｖ１ａ’に加算し修正される。これにより、一時的にＳＷＴ２１ａ’が飽和した分を次回以降の周期で補正するように動作し、平均的には第２の出力端子Ｔ２ａの電圧が電圧指令値Ｖ２ａ^＊に一致する。

図２４に、動作波形の一例を示す。先の図６の動作波形例に対して、Ｐ３ａ１−Ｐ３ａ２レベルが低い場合の例であり、ＳＷＴ２１ａ’が一時的にＳＷＴ２０ａを超過している。図２４の２段目には偏差ｄＶ２１ａを示しているが、超過した量に相当する。そして、超過が発生してから３制御周期（Ｔｓ）目には飽和が解消している。第２の出力端子Ｔ２ａに接続される負荷がインダクタンスを持つような場合や電動機の場合、電圧の積分（磁束）の変動を抑制するとその電流変動が抑制されるため、本実施例の動作により第２の電力変換手段群３が飽和により生じる電圧偏差の積分がゼロとなるように動作して負荷の変動を抑制する効果がある。他の相についても同様に動作する。

以上ように動作して、第２の電力変換手段群３が一時的に飽和しても、それを補正して電位を出力することができ、第２の直流電位群の電位差が低い場合でも歪みの小さい出力を得ることができる。

また、この発明の各変形例において、第１の電力変換手段は、所定の繰り返し周期毎にパルス幅変調制御で第１の出力電圧を出力するので、簡便な構成動作で第１の出力電圧を確実に得ることが出来る。

また、第２の電力変換手段は、サンプリング周期と同一の周期毎にパルス幅変調制御で第２の出力電圧を出力するので、簡便な構成動作で第２の出力電圧を確実に得ることが出来る。

また、第１の直流電源の電圧を第２の直流電源の電圧より大きくし、繰り返し周期をサンプリング周期より長くしたので、スイッチング素子の特性を活かし高精度で効率的な電力変換装置を実現することが出来る。

また、第２の電力変換手段は、電圧指令値と平均電圧値との偏差が、当該第２の電力変換手段の出力電圧上限値に対応して設定された上限設定値を越えたとき偏差を上限設定値までに減算して出力するリミット手段を備え、減算分を次サンプリング周期における偏差入力に加算するようにしたので、第２の電力変換手段の出力に不足が生じても出力電圧の精度の低下を最小限に抑えることが出来る。

また、電圧指令値は、電圧ベクトルで設定され、第１の電圧変換手段および第２の電力変換手段は、電圧ベクトルで設定された電圧指令値に基づきスイッチング素子のスイッチング状態に応じて予め設定される複数の電圧ベクトルの中から制御対象の電圧ベクトルを選択する電圧ベクトル選択手段を備え、三相電圧を出力するので、三相電圧の変換制御が簡便となる。

また、第２の電力変換手段の電圧ベクトル選択手段は、複数の電圧ベクトルの内、零相成分が零または相対的に小さい電圧ベクトルの中から制御対象の電圧ベクトルを選択するので、三相出力電圧の零相成分を有効に抑制でき、負荷における伝導ノイズへの影響を最小限にすることが出来る。

本発明の実施の形態１による電力変換装置を説明するための構成図である。 図１の第１の電位選択手段４の詳細を説明するための構成図である。 図１の電圧推定手段５の詳細を説明するための構成図である。 図１の第２の電位選択手段６の詳細を説明するための構成図である。 本発明の実施の形態１による動作の一例を説明する波形図である。 本発明の実施の形態１による動作の一例を説明する波形図である。 本発明の実施の形態１による動作の効果を説明する波形図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置を説明するための構成図である。 図８の第１の電位選択手段４Ａの詳細を説明するための構成図である。 図８の電圧推定手段５Ａの詳細を説明するための構成図である。 図８の第２の電位選択手段６Ａの詳細を説明するための構成図である。 本発明の実施の形態２による動作の一例を示す電圧ベクトル図である。 本発明の実施の形態２による動作の一例を示す電圧ベクトル図である。 本発明の実施の形態２による動作の一例を示す波形図である。 本発明の実施の形態２による動作の一例を示す波形図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置の第２の電位選択手段６Ｂを説明するための構成図である。 本発明の実施の形態３による動作の一例を示す電圧ベクトル図である。 本発明の実施の形態３による動作の一例を示す電圧ベクトル図である。 本発明の実施の形態３による動作の一例を示す波形図である。 本発明の実施の形態３による動作の一例を示す波形図である。 本発明の実施の形態４による電力変換装置の第２の電位選択手段６Ｂを説明するための電圧ベクトル図である。 本発明の実施の形態５による電力変換装置の第２の電位選択手段６Ｂを説明するための電圧ベクトル図である。 本発明の実施の形態６による電力変換装置の第２の電位選択手段６Ｃを説明するための構成図である。 本発明の実施の形態６による動作の一例を示す波形図である。

符号の説明

１ 第１の直流電位群、２ 第１の電力変換手段、３ 第２の電力変換手段群、
４，４Ａ 第１の電位選択手段、５，５Ａ 電圧推定手段、
６，６Ａ，６Ｂ，６Ｃ 第２の電位選択手段、３１ａ〜３１ｃ 第２の直流電位群、
３２ａ〜３２ｃ 第２の電力変換手段。

Claims (7)

1. 第１の直流電源、スイッチング素子のオンオフ動作により交流信号である電圧指令値に追従するように前記第１の直流電源に基づき第１の出力電圧を出力する第１の電力変換手段、所定のサンプリング周期毎に前記第１の電力変換手段から出力する前記第１の出力電圧波形の平均値を演算し当該平均値を前記サンプリング周期毎に連ねた波形の平均電圧値を推定して出力する電圧推定手段、第２の直流電源、およびスイッチング素子のオンオフ動作により前記電圧指令値と前記平均電圧値との偏差に追従するように前記第２の直流電源に基づき第２の出力電圧を出力する第２の電力変換手段を備え、
   前記第１の出力電圧に前記第２の出力電圧を重畳した電圧を、前記電圧指令値に応答する電圧として出力する電力変換装置。
2. 前記第１の電力変換手段は、所定の繰り返し周期毎にパルス幅変調制御で前記第１の出力電圧を出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記第２の電力変換手段は、前記サンプリング周期と同一の周期毎にパルス幅変調制御で前記第２の出力電圧を出力することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記第１の直流電源の電圧を前記第２の直流電源の電圧より大きくし、前記繰り返し周期を前記サンプリング周期より長くしたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記第２の電力変換手段は、前記電圧指令値と前記平均電圧値との偏差が、当該第２の電力変換手段の出力電圧上限値に対応して設定された上限設定値を越えたとき前記偏差を前記上限設定値までに減算して出力するリミット手段を備え、前記減算分を次サンプリング周期における前記偏差入力に加算するようにしたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記電圧指令値は、電圧ベクトルで設定され、前記第１の電圧変換手段および前記第２の電力変換手段は、前記電圧ベクトルで設定された電圧指令値に基づき前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて予め設定される複数の電圧ベクトルの中から制御対象の電圧ベクトルを選択する電圧ベクトル選択手段を備え、三相電圧を出力することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記第２の電力変換手段の電圧ベクトル選択手段は、前記複数の電圧ベクトルの内、零相成分が零または相対的に小さい電圧ベクトルの中から制御対象の電圧ベクトルを選択するようにしたことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。

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