JP2008182337A

JP2008182337A - Antenna structure

Info

Publication number: JP2008182337A
Application number: JP2007012759A
Authority: JP
Inventors: Ryuta Sonoda; 龍太園田; Fuminori Watanabe; 文範渡辺; Koji Igawa; 耕司井川
Original assignee: Asahi Glass Co Ltd
Current assignee: AGC Inc
Priority date: 2007-01-23
Filing date: 2007-01-23
Publication date: 2008-08-07

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain an antenna structure capable of generating an electromagnetic wave having a polarized wave in a direction perpendicular to a substrate surface where a radiation element is installed. <P>SOLUTION: The antenna structure includes a substrate, a linear radiation element installed on one surface of a substrate, and a ground plane installed on the other surface of the substrate, and the linear radiation element has a feed end coupled to a feed point and an open end. The substrate gradually increases in impedance from the feed end of the linear radiation element toward the open end and also gradually increases in relative magnetic permeability from the feed end of the linear radiation element toward the open end. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、アンテナ構造に関する。 The present invention relates to an antenna structure.

移動通信用およびローカルエリア用に用いられるアンテナは、小型であることが重要であり、この要求を満たすアンテナの一つとして、例えば、特許文献１に記載されているようなアンテナモジュールがある。このアンテナモジュールは、アンテナ部と、無線送受信部とを備える。アンテナ部は、プリント回路基板の片面に、モノポールアンテナ素子を有し、このモノポールアンテナ素子は、トレース部を介して、コネクタと接続されている。また、プリント回路基板の反対側には、グラウンドプレーンが設置される。また、無線送受信部は、ヒンジ部を介して、前述のアンテナ部と結合されている。このようなアンテナモジュールは、例えば、ラップトップ型コンピュータ等のコンピュータに接続して使用される。
米国特許第６３６６２６１号明細書 It is important that antennas used for mobile communications and local areas are small in size, and as one of antennas that satisfy this requirement, for example, there is an antenna module described in Patent Document 1. The antenna module includes an antenna unit and a wireless transmission / reception unit. The antenna part has a monopole antenna element on one side of the printed circuit board, and this monopole antenna element is connected to the connector via the trace part. A ground plane is installed on the opposite side of the printed circuit board. Further, the wireless transmission / reception unit is coupled to the above-described antenna unit via a hinge unit. Such an antenna module is used by being connected to a computer such as a laptop computer.
US Pat. No. 6,366,261

前述のアンテナモジュールを用いて、例えば、鉛直方向の偏波（垂直偏波）を有する電磁波を利用して、無線信号の送受信を行う場合、図１に示すように、アンテナモジュール２０１は、アンテナ部２１０を鉛直方向に立てた状態にする必要がある。アンテナ部２１０のモノポールアンテナ素子がこの方向に配向されなければ、すなわち、アンテナ素子が設置された基板面が、電磁波の偏波面と平行にならなければ、アンテナモジュール２０１は、鉛直方向の偏波を有する電磁波に対して、感度を有さないからである。しかしながら、この場合、アンテナモジュール２０１の使用時に、アンテナを作動させるためには、一定の空間（高さ）が必要となり、アンテナ部２１０を小型化した効果が十分に発揮されなくなってしまうという問題がある。 In the case of transmitting and receiving a radio signal using the above-described antenna module, for example, using electromagnetic waves having vertically polarized waves (vertically polarized waves), as shown in FIG. It is necessary to make 210 stand in the vertical direction. If the monopole antenna element of the antenna unit 210 is not oriented in this direction, that is, if the substrate surface on which the antenna element is installed is not parallel to the plane of electromagnetic wave polarization, the antenna module 201 is polarized in the vertical direction. This is because it does not have sensitivity to electromagnetic waves having However, in this case, when the antenna module 201 is used, in order to operate the antenna, a certain space (height) is required, and there is a problem in that the effect of downsizing the antenna unit 210 cannot be sufficiently exhibited. is there.

本発明は、このような問題に鑑みなされたものであり、アンテナ素子が設置された基板面に対して垂直な方向に偏波を有する電磁波を放射することが可能なアンテナ構造を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such a problem, and provides an antenna structure capable of radiating an electromagnetic wave having a polarization in a direction perpendicular to a substrate surface on which an antenna element is installed. Objective.

本発明では、基板と、該基板の一方の面に設置された放射素子と、前記基板の他方の面に設置されたグラウンドプレーンとを備え、前記放射素子は、給電点に接合された給電端部と、開放端部とを有するアンテナ構造において、
前記放射素子は、線状の放射素子であり、
前記基板は、線状の放射素子の給電端部から開放端部の方向に沿って、インピーダンスが徐々に増大し、
前記基板は、線状の放射素子の給電端部から開放端部の方向に向かって、比透磁率が徐々に増大することを特徴とするアンテナ構造が提供される。 In the present invention, the feeder includes a substrate, a radiating element installed on one surface of the substrate, and a ground plane installed on the other surface of the substrate, and the radiating element is joined to a feeding point. And an antenna structure having an open end,
The radiating element is a linear radiating element,
The substrate gradually increases in impedance along the direction from the feed end to the open end of the linear radiating element,
The substrate is provided with an antenna structure characterized in that the relative permeability gradually increases from the feeding end of the linear radiating element toward the open end.

ここで、線状の放射素子は、マイクロストリップ線路を有しても良い。 Here, the linear radiation element may have a microstrip line.

また、本発明は、基板と、該基板の一方の面に設置された放射素子と、前記基板の他方の面に設置された信号線路とを備え、前記放射素子は、給電点に接合された給電端部と、開放端部とを有するアンテナ構造において、
前記放射素子は、線状の放射素子であり、
前記基板は、線状の放射素子の給電端部から開放端部の方向に沿って、インピーダンスが徐々に増大し、
前記基板は、線状の放射素子の給電端部から開放端部の方向に向かって、比透磁率が徐々に増大することを特徴とするアンテナ構造が提供される。 In addition, the present invention includes a substrate, a radiating element installed on one surface of the substrate, and a signal line installed on the other surface of the substrate, and the radiating element is joined to a feeding point In an antenna structure having a feeding end and an open end,
The radiating element is a linear radiating element,
The substrate gradually increases in impedance along the direction from the feed end to the open end of the linear radiating element,
The substrate is provided with an antenna structure characterized in that the relative permeability gradually increases from the feeding end of the linear radiating element toward the open end.

ここで、前記基板は、線状の放射素子の給電端部から開放端部の方向に沿って、比誘電率が一定であっても良い。 Here, the substrate may have a constant relative dielectric constant along a direction from a feeding end portion to an open end portion of the linear radiating element.

本発明では、アンテナ素子が設置された基板面に対して垂直な方向に偏波を有する電磁波を放射することが可能なアンテナ構造を提供することができる。このアンテナ構造では、基板の向きを水平にしたまま使用することができるため、より小さな空間でアンテナを使用すること、さらにはアンテナの小型化が可能となる。 The present invention can provide an antenna structure capable of radiating electromagnetic waves having a polarization in a direction perpendicular to a substrate surface on which an antenna element is installed. Since this antenna structure can be used with the orientation of the substrate being horizontal, it is possible to use the antenna in a smaller space and to further reduce the size of the antenna.

以下図面により本発明の形態の一例を説明する。 Hereinafter, an example of an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図２には、本発明によるアンテナ構造の一構成例の斜視図を示す。また、図３には、アンテナ構造１の平面図を、図４には、図３のアンテナ構造１の直線Ａ−Ａ’線に沿った断面図を示す。 FIG. 2 shows a perspective view of one configuration example of the antenna structure according to the present invention. 3 is a plan view of the antenna structure 1, and FIG. 4 is a cross-sectional view of the antenna structure 1 in FIG. 3 taken along the line A-A '.

図２に示すように、本発明によるアンテナ構造１は、誘電体からなる基板５０と、基板５０の一方の面（基板表面）８０に設置されたマイクロストリップ線路１０と、基板５０の他方の面（基板裏面）９０の全面に設置されたグラウンドプレーン３１とで構成される。基板５０は、図１のＸＺ平面に沿って延在するように設置されている。また、マイクロストリップ線路１０は、直線状であり、Ｚ軸に沿って延伸している。従って、Ｙ軸は、基板の厚さ方向に相当する。 As shown in FIG. 2, the antenna structure 1 according to the present invention includes a substrate 50 made of a dielectric, a microstrip line 10 installed on one surface (substrate surface) 80 of the substrate 50, and the other surface of the substrate 50. (Back surface of the substrate) The ground plane 31 is provided on the entire surface of 90. The board | substrate 50 is installed so that it may extend along the XZ plane of FIG. Further, the microstrip line 10 is linear and extends along the Z axis. Therefore, the Y axis corresponds to the thickness direction of the substrate.

なお、本発明において、「線」とは、数学的な線ではなく、幅を持った「線」であることはいうまでもない。 In the present invention, it is needless to say that the “line” is not a mathematical line but a “line” having a width.

基板５０は、誘電体材料で構成される。マイクロストリップ線路１０は、例えば、銅のような金属で構成され、プリント印刷、エッチング法など、従来の方法で、基板５０の上に設置される。なお、グラウンドプレーン３１は、後述のように、信号線路と置換されても良い。この場合、マイクロストリップ線路１０への給電は、平衡給電方式となる。 The substrate 50 is made of a dielectric material. The microstrip line 10 is made of a metal such as copper, for example, and is installed on the substrate 50 by a conventional method such as print printing or etching. The ground plane 31 may be replaced with a signal line as will be described later. In this case, the power supply to the microstrip line 10 is a balanced power supply method.

図３、４に示すように、アンテナ構造１は、給電部１０１と放射部１０２とで構成されており、給電部１０１は、給電部側のマイクロストリップ線路２１を有し、放射部１０２は、放射部側のマイクロストリップ線路２２を有する。マイクロストリップ線路１０は、給電部１０１側のＺ方向端部から給電され、マイクロストリップ線路１０の放射部１０２の側の端部は、開放端になっている。なお、以下、給電部１０１の基板部分を特に、誘電体基板１１といい、放射部１０２の基板部分を、特に誘電体基板１２という。 As shown in FIGS. 3 and 4, the antenna structure 1 includes a power feeding unit 101 and a radiating unit 102, and the power feeding unit 101 has a microstrip line 21 on the power feeding unit side, It has a microstrip line 22 on the radiation part side. The microstrip line 10 is fed from the Z-direction end on the power feeding unit 101 side, and the end of the microstrip line 10 on the radiation unit 102 side is an open end. Hereinafter, the substrate portion of the power feeding unit 101 is particularly referred to as a dielectric substrate 11, and the substrate portion of the radiating unit 102 is particularly referred to as a dielectric substrate 12.

誘電体基板１１の厚さｈとマイクロストリップ線路２１の幅Ｗ１の関係は、給電部１０１のインピーダンスが５０Ωとなるように調整されている。一方、放射部１０２では、マイクロストリップ線路２２から、効率よく電磁波を放射させるため、マイクロストリップ線路２２のインピーダンスと自由空間のインピーダンスを整合させる必要がある。 The relationship between the thickness h of the dielectric substrate 11 and the width W1 of the microstrip line 21 is adjusted so that the impedance of the power supply unit 101 is 50Ω. On the other hand, in the radiation unit 102, in order to efficiently radiate electromagnetic waves from the microstrip line 22, it is necessary to match the impedance of the microstrip line 22 with the impedance of free space.

マイクロストリップ線路２２のインピーダンスと自由空間のインピーダンスを整合させるには、放射部１０２を以下のように設計することが好ましい。すなわち、放射部１０２のマイクロストリップ線路２２の終端部が３７７Ωであると仮定した場合、放射部１０２が１／４λ_gインピーダンス変換器として動作することを考慮して、放射部のＺ方向の長さＬ２＝１／４λ_gとなる基本波周波数ｆ_０とインピーダンス整合する。ここで、λ_gは、誘電体基板１２の比誘電率と比透磁率で決まるマイクロストリップ線路の管内波長を表す。これにより、この周波数ｆ_０の奇数倍となる周波数、すなわち高調波成分で、インピーダンス整合が得られる。なお、理想的には、放射部１０２のインピーダンスが、給電部１０１のインピーダンス（５０Ω）と自由空間のインピーダンス（３７７Ω）の相乗平均である１３７Ωのときに、整合性は、最も良好となり、インピーダンスがこの値からずれるにつれて、整合状態は、徐々に悪くなっていくことが予想される。しかしながら、放射部１０２の終端のインピーダンスは、周波数依存性を示し、また基板寸法が有限であるため、基板には共振現象が生じる。従って実際には、これ以外の周波数においても、インピーダンス整合は生じ得る。 In order to match the impedance of the microstrip line 22 and the impedance of the free space, it is preferable to design the radiation unit 102 as follows. That is, when it is assumed that the termination portion of the microstrip line 22 of the radiating portion 102 is 377Ω, the length of the radiating portion in the Z direction is considered in consideration that the radiating portion 102 operates as a ¼λ _g impedance converter. L2 = 1 / 4λ _g to fundamental frequency _{f 0} and the impedance matching becomes. Here, λ _g represents the in-tube wavelength of the microstrip line determined by the relative permittivity and relative permeability of the dielectric substrate 12. Thereby, impedance matching is obtained at a frequency that is an odd multiple of the frequency f ₀ , that is, a harmonic component. Ideally, when the impedance of the radiating unit 102 is 137Ω, which is the geometric mean of the impedance (50Ω) of the power supply unit 101 and the impedance of the free space (377Ω), the matching is the best and the impedance is As the value deviates from this value, the alignment state is expected to gradually deteriorate. However, the impedance at the end of the radiating portion 102 shows frequency dependence, and the substrate dimension is finite, so that a resonance phenomenon occurs on the substrate. Thus, in practice, impedance matching can occur at other frequencies.

一方、伝送線路から空間に電磁波を放射させるためには、伝送線路のインピーダンスを高くして、これを、自由空間の波動インピーダンス３７７Ωとインピーダンス整合させる必要がある。 On the other hand, in order to radiate electromagnetic waves from the transmission line to the space, it is necessary to increase the impedance of the transmission line and to match it with the wave impedance 377Ω of free space.

一般に、インピーダンスηは、以下の式で表される： In general, the impedance η is represented by the following formula:

ここで、μ_ｒは基板の比透磁率、μ_０は真空中の比透磁率、ε_ｒは基板の比誘電率、ε_０は真空中の比誘電率である。

Here, μ _r is the relative permeability of the substrate, μ ₀ is the relative permeability in vacuum, ε _r is the relative permittivity of the substrate, and ε ₀ is the relative permittivity in vacuum.

マイクロストリップ線路のインピーダンスを高くするには、線路を細くするか、基板厚みを厚くする方法があるが、前者は金属パターンの製法によってインピーダンスの上限が制限され、後者は低背化を目的とした平面アンテナの利点を損なう。ところが、物理的な基板厚みを変えなくても、厚み方向の電気長を長く見せる方法（すなわち、波長短縮効果）を利用して、インピーダンスを高くすることができる。 To increase the impedance of the microstrip line, there are methods to make the line thinner or increase the thickness of the board, but the former limits the upper limit of impedance by the metal pattern manufacturing method, and the latter aims to reduce the height Detracts from the advantages of planar antennas. However, even if the physical substrate thickness is not changed, the impedance can be increased by utilizing a method of increasing the electrical length in the thickness direction (that is, the wavelength shortening effect).

波長短縮効果は、波長短縮率Ｋを用いて評価される。波長短縮率Ｋとは、電磁波が真空中を伝搬するときの波長λ_０に対する、誘電体を通るときの波長λ_mediumの短縮率を意味し、 The wavelength shortening effect is evaluated using the wavelength shortening rate K. The wavelength shortening rate K means the shortening rate of the wavelength λ _medium when passing through the dielectric relative to the wavelength λ ₀ when the electromagnetic wave propagates in the vacuum,

で表される。ここで前述のように、ε_rは、誘電体の比誘電率、μ_rは、誘電体の比透磁率である。この式から、誘電体基板の比誘電率ε_rおよび比透磁率μ_rを大きくすることにより、誘電体基板の波長短縮率Ｋを小さくすることが可能であることがわかる。

It is represented by Here, as described above, ε _r is the relative permittivity of the dielectric, and μ _r is the relative permeability of the dielectric. From this equation, it can be seen that the wavelength shortening rate K of the dielectric substrate can be reduced by increasing the relative permittivity ε _r and the relative permeability μ _r of the dielectric substrate.

しかしながら、誘電体基板の比誘電率ε_rのみを増大させた場合、電気長を長くすることは可能であるが、波動インピーダンスηは、低下してしまうため、伝送線路に対して、有効な高いインピーダンスを得ることは難しい。一方、誘電体基板の比透磁率μ_rを増大させた場合は、式（１）、（２）から明らかなように、長い電気長と高い波動インピーダンスが同時に実現でき、伝送線路において有効な高いインピーダンスを得ることができると予想される。 However, when only the relative permittivity ε _{r of the} dielectric substrate is increased, it is possible to increase the electrical length, but the wave impedance η is decreased, so that it is effective and high for the transmission line. It is difficult to obtain impedance. On the other hand, when increasing the relative permeability mu _r of the dielectric substrate, the equation (1), as the (2) is clear, can be realized longer electrical length and a high wave impedance simultaneously, high effective in the transmission line It is expected that impedance can be obtained.

このような考察の下、本願発明者らは、基板に対して垂直な方向に偏波を有する電磁波を発生させる条件について、鋭意研究を実施した。その結果、基板表面（ＸＺ面方向）に、マイクロストリップ線路等の放射素子が設置されたアンテナ構造において、以下の２つの条件が成立するときに、基板に対して垂直な方向（図２のＹ方向）に、偏波を有する電磁波が生じ得ることを見出した。一つ目の条件は、前述のように、放射部１０２のインピーダンスを整合させることである。二つめの条件は、給電部１０１から放射部１０２に向かって、基板の比透磁率を増大させることである。すなわち、線路を細くするだけでは、基板に対して垂直な方向に偏波を有する電磁波は発生しないが、誘電体基板の比透磁率を増大させて、伝送線路のインピーダンスを高くすることでインピーダンス整合させ、かつ厚マイクロストリップ線路の信号線とグラウンドプレーン間の電気長を長くみせることで、所望の偏波特性が得られるようになる。 Under such considerations, the inventors of the present application conducted intensive research on conditions for generating electromagnetic waves having polarization in a direction perpendicular to the substrate. As a result, in an antenna structure in which a radiation element such as a microstrip line is installed on the substrate surface (XZ plane direction), when the following two conditions are satisfied, the direction perpendicular to the substrate (Y in FIG. 2) It was found that an electromagnetic wave having a polarized wave can be generated in the direction). The first condition is to match the impedance of the radiation unit 102 as described above. The second condition is to increase the relative magnetic permeability of the substrate from the power supply unit 101 toward the radiation unit 102. In other words, simply narrowing the line does not generate electromagnetic waves polarized in a direction perpendicular to the substrate, but it increases impedance of the transmission line by increasing the relative permeability of the dielectric substrate, thereby matching the impedance. In addition, a desired polarization characteristic can be obtained by increasing the electrical length between the signal line of the thick microstrip line and the ground plane.

図２〜図４に示したアンテナ構造１では、前述の思想を踏まえ、放射部１０２の誘電体基板１２は、給電部１０１の誘電体基板１１に比べて、比透磁率μ_ｒが大きくなっている。なお、基板の比透磁率は、給電部１０１と放射部１０２のいずれにおいても、１以上となっていることが好ましい。 In the antenna structure 1 shown in FIGS. 2 to 4, based on the above-described idea, the dielectric substrate 12 of the radiating unit 102 has a larger relative permeability μ _r than the dielectric substrate 11 of the power feeding unit 101. Yes. The relative magnetic permeability of the substrate is preferably 1 or more in both the power supply unit 101 and the radiating unit 102.

なお、図２の態様に係るアンテナ装置には給電部１１が設けられているが、給電部をなくし、放射部１２のみとしても、所望のアンテナ性能を得ることができる。すなわち、このアンテナ装置におけるインピーダンスを徐々に変化させなくても、放射部１２のインピーダンスが自由空間と整合できるように、放射部１２を構成する基板が適宜の比透磁率を有するように構成することでも、所望のアンテナ性能を得ることができる。 The antenna device according to the aspect of FIG. 2 is provided with the power feeding unit 11, but the desired antenna performance can be obtained even if the power feeding unit is eliminated and only the radiating unit 12 is used. In other words, the substrate constituting the radiating unit 12 is configured to have an appropriate relative magnetic permeability so that the impedance of the radiating unit 12 can be matched with the free space without gradually changing the impedance in the antenna device. However, desired antenna performance can be obtained.

次に、本発明によるアンテナ構造１のアンテナ特性について説明する。なお、以下に示す結果は、各アンテナ構成素子の寸法が、次のような値である場合に得られたものである：
給電部のマイクロストリップ線路２１の幅Ｗ１＝４ｍｍ、放射部のマイクロストリップ線路２２の幅Ｗ２＝４ｍｍ、基板５０のＸ方向の幅Ｗ３＝２０ｍｍ、誘電体基板１１のＺ方向の幅Ｌ１＝１０ｍｍ、誘電体基板１２のＺ方向の幅Ｌ２＝１０ｍｍ、基板厚さｈ＝２ｍｍ、給電部１０１の誘電体基板１１の比誘電率＝４、給電部１０１の誘電体基板１１の比透磁率＝１、放射部１０２の誘電体基板１２の比誘電率＝４、放射部１０２の誘電体基板１２の比透磁率＝６。 Next, the antenna characteristics of the antenna structure 1 according to the present invention will be described. The results shown below were obtained when the dimensions of each antenna component were as follows:
The width W1 = 4 mm of the microstrip line 21 of the power supply unit, the width W2 = 4 mm of the microstrip line 22 of the radiation unit, the width W3 of the substrate 50 in the X direction = 20 mm, the width L1 of the dielectric substrate 11 in the Z direction = 10 mm, The width L2 of the dielectric substrate 12 in the Z direction = 10 mm, the substrate thickness h = 2 mm, the relative dielectric constant of the dielectric substrate 11 of the power feeding unit 101 = 4, the relative permeability of the dielectric substrate 11 of the power feeding unit 101 = 1, The relative permittivity of the dielectric substrate 12 of the radiating portion 102 is 4, and the relative permeability of the dielectric substrate 12 of the radiating portion 102 is 6.

図５は、本発明によるアンテナ構造１において、給電点を介してエネルギーを入力した際に得られる電磁波の特性を示したものである。図において、横軸は、周波数であり、縦軸は、リターンロスである。リターンロスは、以下に示すように、入力電力に対する反射電力の比で表され、この値が大きいほど、反射電力が少ないことを意味する：
リターンロス（ｄＢ）＝−１０ｌｏｇ（反射電力／入射電力）式（３）
一般に、リターンロスが５ｄＢ以上であれば、そのアンテナは、その周波数において、感度を有し、１０ｄＢ以上では、極めて良好な感度を有するアンテナが得られると言われている。図に示すように、本発明のアンテナ構造では、周波数７．４ＧＨｚおよび７．８ＧＨｚ近傍において、２５ｄＢ以上のリターンロスが得られており、これらの周波数域において、感度が極めて良好であることがわかる。 FIG. 5 shows the characteristics of electromagnetic waves obtained when energy is input through the feeding point in the antenna structure 1 according to the present invention. In the figure, the horizontal axis is frequency, and the vertical axis is return loss. Return loss is expressed as the ratio of reflected power to input power, as shown below, and the higher this value, the less reflected power:
Return loss (dB) =-10 log (reflected power / incident power) Equation (3)
In general, it is said that if the return loss is 5 dB or more, the antenna has sensitivity at that frequency, and if it is 10 dB or more, an antenna having extremely good sensitivity can be obtained. As shown in the figure, in the antenna structure of the present invention, a return loss of 25 dB or more is obtained in the vicinity of frequencies 7.4 GHz and 7.8 GHz, and it can be seen that the sensitivity is very good in these frequency ranges. .

図６には、本発明によるアンテナ構造１によって得られる、基板面（図２のＸＺ平面）に対して垂直な偏波の指向性を示す。図６では、給電点端部から終端部の方向、すなわち信号の伝送方向をゼロ度としている。この結果から、±９０度の角度に、強い放射が生じており、本発明によるアンテナ構造では、伝送方向と直交する方向（図２のＹ方向）に偏波が発生することがわかる。 FIG. 6 shows the directivity of polarization perpendicular to the substrate surface (XZ plane in FIG. 2) obtained by the antenna structure 1 according to the present invention. In FIG. 6, the direction from the feed point end to the end, that is, the signal transmission direction is zero degrees. From this result, it can be seen that strong radiation occurs at an angle of ± 90 degrees, and in the antenna structure according to the present invention, polarization is generated in the direction orthogonal to the transmission direction (Y direction in FIG. 2).

このように、本発明では、基板面に対して垂直な方向に偏波を有する電磁波を送受信することが可能なアンテナ構造を提供することができる。本発明によるアンテナ構造では、従来のように、動作時に基板面を電磁波の偏波方向に対して平行にする必要はなく、より小さな空間でアンテナを使用することが可能となるとともに、アンテナ構造自身の小型化を図ることができる。また、例えば、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−ＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕt）技術を想定した場合、複数のアンテナ間の相互作用は、できるだけ排除されることが好ましいが、本発明によるアンテナ構造を用いることにより、直交する２軸または３軸に対して、交差偏波特性の良好なアンテナを得ることが可能となる。 Thus, the present invention can provide an antenna structure capable of transmitting and receiving electromagnetic waves having a polarization in a direction perpendicular to the substrate surface. In the antenna structure according to the present invention, it is not necessary to make the substrate surface parallel to the polarization direction of the electromagnetic wave during operation as in the prior art, and the antenna can be used in a smaller space, and the antenna structure itself Can be miniaturized. Further, for example, when assuming a MIMO (Multi-Input Multi-Output) technique, it is preferable to eliminate the interaction between a plurality of antennas as much as possible. An antenna having good cross-polarization characteristics with respect to the three or three axes can be obtained.

図７には、本発明によるアンテナ構造の別の構成例を示す。このアンテナ構造２は、前述の給電部１０１と放射部１０２の間に、整合部１１０を有する。この整合部１１０は、セグメント区画１１１、１１２、１１３で構成されており、各セグメント区画を構成する基板は、少なくとも比透磁率が異なっている。すなわち、セグメント区画１１１、１１２、１１３は、放射部１０２の方向に向かって、この順に、徐々に増加する比透磁率を有する。また、給電部１０１に隣接するセグメント区画１１１の基板の比透磁率は、給電部の誘電体基板１１よりも大きく、放射部１０２に隣接するセグメント区画１１３の基板の比透磁率は、放射部の誘電体基板１２よりも小さくなっている。さらに、マイクロストリップ線路２０のインピーダンスは、給電部１０１から整合部１１０、さらには放射部１０２に向かって徐々に増大している。これにより、前述の二つの条件が満たされ、アンテナ構造１の場合と同様に、基板面に対して垂直な偏波を発生させることができる。特に、このような構成では、各セグメント区画１１１、１１２、１１３の基板の比透磁率μ_ｒを制御することにより、より高精度に指向性が制御された偏波を発生させることができる。 FIG. 7 shows another configuration example of the antenna structure according to the present invention. The antenna structure 2 includes a matching unit 110 between the power feeding unit 101 and the radiation unit 102 described above. The matching section 110 is composed of segment sections 111, 112, and 113, and the substrates constituting each segment section have at least different relative magnetic permeability. That is, the segment sections 111, 112, 113 have a relative permeability that gradually increases in this order toward the radiating portion 102. Further, the relative permeability of the substrate of the segment section 111 adjacent to the power supply unit 101 is larger than that of the dielectric substrate 11 of the power supply unit, and the relative permeability of the substrate of the segment section 113 adjacent to the radiation unit 102 is equal to that of the radiation unit. It is smaller than the dielectric substrate 12. Further, the impedance of the microstrip line 20 gradually increases from the power supply unit 101 toward the matching unit 110 and further toward the radiation unit 102. As a result, the two conditions described above are satisfied, and as in the case of the antenna structure 1, it is possible to generate a polarized wave perpendicular to the substrate surface. In particular, in such a configuration, by controlling the relative permeability mu _r of the substrate of each segment sections 111, 112, 113, it is possible to generate a polarization directivity is controlled with higher accuracy.

なお、上記のアンテナ構造の構成では、給電にマイクロストリップ線路を用いる場合を例に説明したが、本発明では、給電方法はこれに限られるものではない。例えば、給電部１０１の代わりに、基板のグラウンドプレーン側から直接同軸線路等で給電することも可能であり、また、他の平面構造の伝送線路を用いても良い。さらに、アンテナ構造２において、整合部１１０を構成するセグメント区画の数は３つに限られるものではなく、２つ以下であっても、４つ以上であっても良いことは明らかである。このとき、各セグメントのインピーダンス値をチェビシェフ多項式等で設計することによって、アンテナを広帯域化することができる。 In the configuration of the antenna structure described above, the case where a microstrip line is used for power feeding has been described as an example. However, in the present invention, the power feeding method is not limited thereto. For example, instead of the power feeding unit 101, power can be fed directly from the ground plane side of the substrate through a coaxial line or the like, or a transmission line having another planar structure can be used. Furthermore, in the antenna structure 2, the number of segment sections constituting the matching unit 110 is not limited to three, and it is apparent that it may be two or less or four or more. At this time, the antenna can be widened by designing the impedance value of each segment with a Chebyshev polynomial or the like.

以下、本発明のアンテナ構造の実施例について説明する。 Hereinafter, embodiments of the antenna structure of the present invention will be described.

（実施例１）
基板の一方の面にマイクロストリップ線路を設け、他方の面にグラウンドプレーンを設け、図２〜４に示すような給電部１０１と放射部１０２とを有するアンテナ構造１を構成した（実施例１）。各構成素子の寸法は、表１に示す値とした。特に、給電部１０１の誘電体基板１１の比誘電率および比透磁率は、それぞれ４および１とし、放射部１０２の誘電体基板１２の比誘電率および比透磁率は、それぞれ４および６とした。なお、給電部のマイクロストリップ線路２１の幅Ｗ１（＝４ｍｍ）は、誘電体基板１１の比誘電率を４、比透磁率を１、高さｈを２ｍｍとした場合に、給電部のマイクロストリップ線路２１のインピーダンスが５０Ωとなるように選定した。アンテナ構造を以上のように構成した場合、マイクロストリップ線路のインピーダンスは、給電部から放射部に向かって増大する。 (Example 1)
A microstrip line is provided on one surface of the substrate, and a ground plane is provided on the other surface, so that an antenna structure 1 having a feeding portion 101 and a radiating portion 102 as shown in FIGS. 2 to 4 is configured (Example 1). . The dimensions of each component were the values shown in Table 1. In particular, the relative dielectric constant and relative magnetic permeability of the dielectric substrate 11 of the power supply unit 101 are 4 and 1, respectively, and the relative dielectric constant and relative magnetic permeability of the dielectric substrate 12 of the radiating unit 102 are 4 and 6, respectively. . Note that the width W1 (= 4 mm) of the microstrip line 21 of the power feeding unit is such that when the relative permittivity of the dielectric substrate 11 is 4, the relative permeability is 1, and the height h is 2 mm, the microstrip of the power feeding unit. The line 21 was selected so that the impedance was 50Ω. When the antenna structure is configured as described above, the impedance of the microstrip line increases from the feeding part toward the radiating part.

図５には、実施例１に係るアンテナ構造で得られたリターンロスの周波数特性を示す。この周波数特性は、表１に示す各値を元に、Ｆ１（Ｆｉｎｉｔｅ−Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）法による電磁界シミュレーションを用いて算出されたものである。また、図６には、基板面（図２のＸＺ平面）に対して垂直な偏波の指向性を示す。指向性の周波数は、７．４ＧＨｚであり、給電点端部から周端部の方向、すなわち信号の伝送方向をゼロ度としている。±９０度の角度に、強い放射が生じており、伝送方向と直交する方向（図２のＹ方向）に偏波が発生していることがわかる。

FIG. 5 shows the frequency characteristics of the return loss obtained with the antenna structure according to the first embodiment. This frequency characteristic is calculated using an electromagnetic field simulation based on the F1 (Finite-Integration) method based on the values shown in Table 1. FIG. 6 shows the directivity of polarization perpendicular to the substrate surface (XZ plane in FIG. 2). The directivity frequency is 7.4 GHz, and the direction from the feed point end to the peripheral end, that is, the signal transmission direction is zero degrees. It can be seen that strong radiation is generated at an angle of ± 90 degrees, and polarization is generated in a direction orthogonal to the transmission direction (Y direction in FIG. 2).

（実施例２）
実施例１と同様の方法により、実施例２のアンテナ構造を構成した。ただし、実施例２では、基板の厚さｈを１ｍｍとした。また、この基板厚さｈにおいて、給電部のインピーダンスが５０Ωとなるように、給電部のマイクロストリップ線路２１の幅Ｗ１は、２ｍｍとした。さらに、放射部のマイクロストリップ線路２２の幅Ｗ２も、２ｍｍとした。その他の構成素子の寸法、および基板の比誘電率、比透磁率は、実施例１の場合と同様である。 (Example 2)
The antenna structure of Example 2 was configured by the same method as in Example 1. However, in Example 2, the thickness h of the substrate was 1 mm. Further, the width W1 of the microstrip line 21 of the power supply unit is set to 2 mm so that the impedance of the power supply unit becomes 50Ω at the substrate thickness h. Furthermore, the width W2 of the microstrip line 22 of the radiating portion is also 2 mm. The dimensions of the other components, the relative permittivity of the substrate, and the relative permeability are the same as in the first embodiment.

（実施例３）
実施例１と同様の方法により、実施例３のアンテナ構造を構成した。ただし、実施例３では、基板の厚さｈを３ｍｍとした。また、この基板厚さｈにおいて、給電部のインピーダンスが５０Ωとなるように、給電部のマイクロストリップ線路２１の幅Ｗ１は、６ｍｍとした。さらに、放射部のマイクロストリップ線路２２の幅Ｗ２も、６ｍｍとした。その他の構成素子の寸法、及び基板の比誘電率、比透磁率は、実施例１の場合と同様である。 (Example 3)
The antenna structure of Example 3 was configured by the same method as in Example 1. However, in Example 3, the thickness h of the substrate was 3 mm. In addition, the width W1 of the microstrip line 21 of the power supply unit is set to 6 mm so that the impedance of the power supply unit becomes 50Ω at the substrate thickness h. Furthermore, the width W2 of the microstrip line 22 of the radiating portion was also 6 mm. The dimensions of other components, the relative permittivity of the substrate, and the relative permeability are the same as in the first embodiment.

図８には、実施例１〜３に係るアンテナ構造において得られた、リターンロスの解析結果をまとめて示す。この図から、基板の厚さｈを厚くすることにより、より低い周波数で整合が得られることがわかる。 FIG. 8 collectively shows the return loss analysis results obtained in the antenna structures according to the first to third embodiments. From this figure, it can be seen that matching is obtained at a lower frequency by increasing the thickness h of the substrate.

（実施例４、５）
実施例３と同様の方法により、実施例４および５のアンテナ構造を構成した。ただし、実施例４では、基板のＸ方向の幅Ｗ３を３０ｍｍとし、実施例５では、基板のＸ方向の幅Ｗ３を４０ｍｍとした。その他の構成素子の寸法、及び基板の比誘電率、比透磁率は、実施例３の場合と同様である。 (Examples 4 and 5)
The antenna structures of Examples 4 and 5 were configured in the same manner as Example 3. However, in Example 4, the width W3 in the X direction of the substrate was 30 mm, and in Example 5, the width W3 in the X direction of the substrate was 40 mm. The dimensions of other components, the relative permittivity of the substrate, and the relative permeability are the same as in the case of Example 3.

図９には、実施例３〜５に係るアンテナ構造において得られた、リターンロスの解析結果を示す。この結果から、Ｗ３がいずれの値であっても、３次高調波である５ＧＨｚと、４次高調波である７ＧＨｚで整合が得られている。ただし、この３次元高調波と４次元高調波との間で整合がとれている周波数については、基板の幅を変えることによる整合周波数の変化によって、基板の幅方向に生じる共振であると考えられる。 In FIG. 9, the analysis result of the return loss obtained in the antenna structures according to Examples 3 to 5 is shown. From this result, even if W3 is any value, matching is obtained at 5 GHz which is the third harmonic and 7 GHz which is the fourth harmonic. However, the frequency that is matched between the three-dimensional harmonic and the four-dimensional harmonic is considered to be resonance generated in the width direction of the substrate due to a change in the matching frequency by changing the width of the substrate. .

図１０には、実施例３〜５に係るアンテナ構造において得られた、整合周波数における偏波の指向性を示す。それぞれの共振周波数において、基板平面に直交する偏波が得られていることがわかる。なお、偏波について良好な指向性利得を得るためには、基板のＸ方向の幅Ｗ３は、Ｗ３＞λ_ｇ／２であることが好ましい。ただし、Ｗ３を広くし過ぎると、指向性が基板上部に集中するため、低仰角方向に指向性が必要な場合は、λ_ｇ＞Ｗ３＞λ_ｇ／２としても良い。また、基板のＸ方向端部で、インピーダンスが大きくなることが好ましい。換言すれば、グラウンドプレーン３１のＸ方向の電流分布において、基板のＸ軸方向の端部が節となることが好ましい。 FIG. 10 shows the directivity of the polarization at the matching frequency obtained in the antenna structures according to Examples 3 to 5. It can be seen that polarized waves orthogonal to the substrate plane are obtained at each resonance frequency. In order to obtain good directivity gain with respect to the polarization, the width W3 in the X direction of the substrate is preferably W3> λ _g / 2. However, if W3 is excessively widened, the directivity is concentrated on the upper part of the substrate. If directivity is required in the low elevation angle direction, λ _g >W3> λ _g / 2 may be satisfied. Moreover, it is preferable that an impedance becomes large in the X direction edge part of a board | substrate. In other words, in the current distribution in the X direction of the ground plane 31, it is preferable that the end of the substrate in the X-axis direction becomes a node.

（実施例６）
実施例６では、グラウンドプレーン３１の代わりに、基板裏面にも、基板表面と同様の信号線路２１’および２２’を設け、対蹠型ストリップ線路を構成した（図１８参照）。給電部および放射部のストリップ線路２１、２２の幅Ｗ１およびＷ２は、それぞれ２ｍｍとし、給電部１０１のインピーダンスは１００Ωとした。また、給電部１０１および放射部１０２の誘電体基板１１、１２の比透磁率は、それぞれ、４および１２とした。表１に示すように、その他の構成素子の寸法、および誘電体基板１１、１２の比誘電率は、実施例１の場合と同様である。 (Example 6)
In Example 6, instead of the ground plane 31, signal lines 21 ′ and 22 ′ similar to those on the substrate surface were provided on the back surface of the substrate to configure an opposing strip line (see FIG. 18). The widths W1 and W2 of the strip lines 21 and 22 of the power feeding unit and the radiation unit were each 2 mm, and the impedance of the power feeding unit 101 was 100Ω. The relative magnetic permeability of the dielectric substrates 11 and 12 of the power feeding unit 101 and the radiating unit 102 was 4 and 12, respectively. As shown in Table 1, the dimensions of the other components and the relative dielectric constants of the dielectric substrates 11 and 12 are the same as those in the first embodiment.

図１１には、実施例６のアンテナ構造におけるリターンロスの解析結果を示す。また、図１２には、整合周波数８．４ＧＨｚにおいて、ＸＺ平面に対して垂直な方向の偏波の指向性を示す。これらの図から、本発明のアンテナ構造は、マイクロストリップ線路のような不平衡給電方式の他、差動伝送線路による平衡給電方式においても、作動することがわかる。 FIG. 11 shows the analysis result of the return loss in the antenna structure of the sixth embodiment. FIG. 12 shows the directivity of the polarization in the direction perpendicular to the XZ plane at the matching frequency of 8.4 GHz. From these figures, it can be seen that the antenna structure of the present invention operates not only in an unbalanced feeding system such as a microstrip line but also in a balanced feeding system using a differential transmission line.

（実施例７）
実施例７では、給電部のＺ方向の幅Ｌ１を２０ｍｍとした。表１に示すように、その他の構成素子の寸法、および誘電体基板の比誘電率、比透磁率は、実施例１の場合と同様である。 (Example 7)
In Example 7, the width L1 in the Z direction of the power feeding unit was 20 mm. As shown in Table 1, the dimensions of the other components, and the relative permittivity and relative permeability of the dielectric substrate are the same as in the case of Example 1.

図１３には、実施例７に係るアンテナ構造で得られたリターンロスの解析結果を、実施例１に係るアンテナ構造と比較して示す。この結果から、給電部のＺ方向の幅Ｌ１を変化させても、アンテナ構造の整合条件は、ほとんど変化しないことがわかる。 FIG. 13 shows the analysis result of the return loss obtained by the antenna structure according to the seventh embodiment in comparison with the antenna structure according to the first embodiment. From this result, it can be seen that the matching condition of the antenna structure hardly changes even when the width L1 of the feeding portion in the Z direction is changed.

図１４には、整合周波数７．４ＧＨｚでの、ＸＺ平面に対して垂直な偏波の指向性を示す。この図から、給電部１０１のＺ方向の幅Ｌ１を変化させることにより、アンテナ構造の整合条件および偏波特性に影響を及ぼさずに、指向性の挙動のみを調整することが可能であることがわかる。 FIG. 14 shows the directivity of polarization perpendicular to the XZ plane at a matching frequency of 7.4 GHz. From this figure, it is possible to adjust only the behavior of directivity without affecting the matching conditions and polarization characteristics of the antenna structure by changing the width L1 of the power feeding unit 101 in the Z direction. I understand.

（実施例８）
実施例８では、給電部１０１と放射部１０２の間に整合部１１０を設け、図７に示すようなアンテナ構造２を構成した。各構成素子の寸法を表２に示した。ここで、Ｗ４は、図７に示すように、整合部１１０のマイクロストリップ線路幅であり、Ｌ３、Ｌ４，Ｌ５は、それぞれ、整合部のセグメント区画１１１、１１２、１１３のＺ方向の幅である。また、表２には、給電部１０１、整合部１１０の各区画１１１〜１１３、および放射部１０２における基板の比誘電率と比透磁率も示されている。 (Example 8)
In Example 8, the matching unit 110 was provided between the power feeding unit 101 and the radiating unit 102 to configure the antenna structure 2 as shown in FIG. The dimensions of each component are shown in Table 2. Here, as shown in FIG. 7, W4 is the microstrip line width of the matching section 110, and L3, L4, and L5 are the widths in the Z direction of the segment sections 111, 112, and 113 of the matching section, respectively. . Table 2 also shows the relative permittivity and relative permeability of the substrate in the power feeding unit 101, the sections 111 to 113 of the matching unit 110, and the radiating unit 102.

実施例８に係るアンテナ構造を用いて得られた、リターンロスの解析結果を図１５に示す。また、図１６には、整合周波数６ＧＨｚでの、基板に対して垂直な偏波の指向性を示す。本アンテナ構成においても、基板面に垂直な方向に偏波を発生させることができる。特に、このアンテナ構造２を用いた場合、伝送方向と直交する方向（図の±９０度の方向）に、より強い偏波が生じ、先に示した実施例１乃至７に比べて、より明確な指向性が得られることがわかる。従って、アンテナ構造をこのような構成とすることにより、多共振化または広帯域化させることが可能となる。

The analysis result of the return loss obtained using the antenna structure according to Example 8 is shown in FIG. FIG. 16 shows the directivity of polarization perpendicular to the substrate at a matching frequency of 6 GHz. Also in this antenna configuration, polarization can be generated in a direction perpendicular to the substrate surface. In particular, when this antenna structure 2 is used, stronger polarization occurs in a direction orthogonal to the transmission direction (direction of ± 90 degrees in the figure), which is clearer than the first to seventh embodiments described above. It can be seen that directivity can be obtained. Therefore, it is possible to increase the number of resonances or increase the bandwidth by using such an antenna structure.

なお、このような整合部１１０を有するアンテナ構造において、さらに、給電部から放射部１０２に向かって、マイクロストリップ線路の幅を徐々に狭くしても良いことは明らかであろう。 It should be apparent that in the antenna structure having such a matching portion 110, the width of the microstrip line may be gradually reduced from the feeding portion toward the radiating portion 102.

（比較例）
前述の実施例１の場合と同様の方法により、アンテナ構造を形成した。ただし、比較例では、表１に示すように、放射部の誘電体基板１２の比誘電率と比透磁率は、給電部の値と同じであり、放射部のマイクロストリップ線路２２の幅Ｗ２を狭くすることにより、インピーダンスを増大させた。その他の構成素子の寸法は、実施例１の場合と同様である。 (Comparative example)
An antenna structure was formed by the same method as in Example 1 described above. However, in the comparative example, as shown in Table 1, the relative permittivity and the relative permeability of the dielectric substrate 12 of the radiating part are the same as the values of the power feeding part, and the width W2 of the microstrip line 22 of the radiating part is The impedance was increased by narrowing. The dimensions of the other components are the same as in the first embodiment.

図１７には、比較例に係るアンテナ構造において得られた、リターンロスの解析結果を示す。この場合、前述の実施例の場合とは異なり、良好な特性が得られなくなることがわかる。このことから、基板のインピーダンスが結合部１０１から放射部１０２に向かって徐々に増加するように、アンテナ構造を構成しただけでは、基板面に対して垂直な偏波は生じない。すなわち前述のように、アンテナ構造において、基板面に対して垂直な偏波を得るためには、インピーダンスを整合させた状態で、放射部１０２のマイクロストリップ線路２２のインピーダンスを増大させることと、給電部から放射部に向かって、基板の比透磁率を徐々に増大させることの両方が必要であることが確認された。 FIG. 17 shows a return loss analysis result obtained in the antenna structure according to the comparative example. In this case, it can be seen that, unlike the case of the above-described embodiment, good characteristics cannot be obtained. For this reason, only by configuring the antenna structure so that the impedance of the substrate gradually increases from the coupling portion 101 toward the radiating portion 102, no polarization perpendicular to the substrate surface occurs. That is, as described above, in the antenna structure, in order to obtain a polarized wave perpendicular to the substrate surface, the impedance of the microstrip line 22 of the radiating unit 102 is increased in a state where the impedances are matched, and feeding is performed. It was confirmed that it was necessary to gradually increase the relative permeability of the substrate from the portion toward the radiating portion.

本発明は、例えば、携帯電話機などのような移動通信用のアンテナに利用することができる。 The present invention can be used for an antenna for mobile communication such as a mobile phone.

従来のアンテナモジュールを作動可能な状態にする際の態様を示した図である。It is the figure which showed the aspect at the time of making the state which can operate the conventional antenna module. 本発明によるアンテナ構造の斜視図を示した図である。It is the figure which showed the perspective view of the antenna structure by this invention. 本発明によるアンテナ構造の平面図を示した図である。It is the figure which showed the top view of the antenna structure by this invention. 図３のアンテナ構造のＡ−Ａ’断面を示した図である。It is the figure which showed the A-A 'cross section of the antenna structure of FIG. 本発明によるアンテナ構造で得られるリターンロスの周波数特性を示すグラフである。It is a graph which shows the frequency characteristic of the return loss obtained with the antenna structure by this invention. 本発明によるアンテナ構造で得られる、基板に対して垂直な偏波の指向性を示すグラフである。It is a graph which shows the directivity of polarization perpendicular | vertical with respect to a board | substrate obtained with the antenna structure by this invention. 本発明によるアンテナ構造の別の構成を示した平面図である。It is the top view which showed another structure of the antenna structure by this invention. 実施例１〜３に係るアンテナ構造で得られるリターンロスの周波数特性を示すグラフである。It is a graph which shows the frequency characteristic of the return loss obtained by the antenna structure concerning Examples 1-3. 実施例３〜５に係るアンテナ構造で得られるリターンロスの周波数特性を示すグラフである。It is a graph which shows the frequency characteristic of the return loss obtained with the antenna structure concerning Examples 3-5. 実施例３〜５に係るアンテナ構造で得られる、基板に対して垂直な偏波の指向性を示すグラフである。It is a graph which shows the directivity of polarization perpendicular | vertical with respect to a board | substrate obtained with the antenna structure which concerns on Examples 3-5. 実施例６に係るアンテナ構造で得られるリターンロスの周波数特性を示すグラフである。10 is a graph showing frequency characteristics of return loss obtained by the antenna structure according to Example 6. 実施例６に係るアンテナ構造で得られる、基板に対して垂直な偏波の指向性を示すグラフである。It is a graph which shows the directivity of polarization perpendicular | vertical with respect to a board | substrate obtained by the antenna structure which concerns on Example 6. FIG. 実施例７および実施例１に係るアンテナ構造で得られるリターンロスの周波数特性を比較して示したグラフである。6 is a graph showing a comparison of frequency characteristics of return loss obtained by the antenna structures according to Example 7 and Example 1. FIG. 実施例７および実施例１に係るアンテナ構造で得られる、基板に対して垂直な偏波の指向性を比較して示したグラフである。It is the graph which compared and showed the directivity of the perpendicular | vertical polarization with respect to a board | substrate obtained with the antenna structure which concerns on Example 7 and Example 1. FIG. 実施例８に係るアンテナ構造で得られるリターンロスの周波数特性を示すグラフである。10 is a graph showing frequency characteristics of return loss obtained by the antenna structure according to Example 8. 実施例８に係るアンテナ構造で得られる、基板に対して垂直な偏波の指向性を示すグラフである。It is a graph which shows the directivity of polarization perpendicular | vertical with respect to a board | substrate obtained with the antenna structure which concerns on Example 8. FIG. 比較例に係るアンテナ構造で得られるリターンロスの周波数特性を示すグラフである。It is a graph which shows the frequency characteristic of the return loss obtained with the antenna structure concerning a comparative example. 実施例６に係るアンテナ構造の斜視図を示した図である。FIG. 9 is a perspective view of an antenna structure according to Example 6.

Explanation of symbols

１、２アンテナ構造
１０、２０マイクロストリップ線路
１１誘電体基板（給電部）
１２誘電体基板（放射部）
２１マイクロストリップ線路（給電部）
２２マイクロストリップ線路（放射部）
３１グラウンドプレーン
５０基板
８０基板表面
９０基板裏面
１０１給電部
１０２放射部
１１０整合部
１１１、１１２、１１３セグメント区画
２０１従来のアンテナモジュール
２１０従来のアンテナモジュールのアンテナ部
２２０従来のアンテナモジュールのヒンジ部
２３０従来のアンテナモジュールの送受信部。 1, 2 Antenna structure 10, 20 Microstrip line 11 Dielectric substrate (feeding part)
12 Dielectric substrate (radiating part)
21 Microstrip line (feeding part)
22 Microstrip line (radiating part)
31 Ground plane 50 Substrate 80 Substrate surface 90 Substrate back surface 101 Feed portion 102 Radiation portion 110 Matching portion 111, 112, 113 Segment section 201 Conventional antenna module 210 Antenna portion of a conventional antenna module 220 Conventional hinge portion of an antenna module 230 Conventional The antenna module transceiver.

Claims

A board, a radiating element installed on one side of the board, and a ground plane installed on the other side of the board, the radiating element open to a feeding end joined to a feeding point; In an antenna structure having an end,
The radiating element is a linear radiating element,
The substrate gradually increases in impedance along the direction from the feed end to the open end of the linear radiating element,
The antenna structure according to claim 1, wherein the relative permeability of the substrate gradually increases from the feeding end of the linear radiating element toward the open end.

The antenna structure according to claim 1, wherein the linear radiating element has a microstrip line.

A board, a radiating element installed on one side of the board, and a signal line installed on the other side of the board, the radiating element being open and connected to a feeding point; In an antenna structure having an end,
The radiating element is a linear radiating element,
The substrate gradually increases in impedance along the direction from the feed end to the open end of the linear radiating element,
The antenna structure according to claim 1, wherein the relative permeability of the substrate gradually increases from the feeding end of the linear radiating element toward the open end.

The antenna structure according to any one of claims 1 to 3, wherein the substrate has a constant relative dielectric constant along a direction from a feeding end portion to an open end portion of the linear radiating element. .