JP6241782B2 - Inverted F-plane antenna and antenna device - Google Patents
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 75
- 230000005855 radiation Effects 0.000 claims description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 5
- 239000011889 copper foil Substances 0.000 description 5
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 229910021578 Iron(III) chloride Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000001312 dry etching Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000005530 etching Methods 0.000 description 1
- RBTARNINKXHZNM-UHFFFAOYSA-K iron trichloride Chemical compound Cl[Fe](Cl)Cl RBTARNINKXHZNM-UHFFFAOYSA-K 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000005404 monopole Effects 0.000 description 1
- 238000000059 patterning Methods 0.000 description 1
- 238000001039 wet etching Methods 0.000 description 1
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Description
この発明は、２．０GHz〜５．０GHz帯の無線通信に用いる平面アンテナであって、広帯域ＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）システム用のプリント基板型の逆Ｆ字アンテナに適用して好適な逆Ｆ平面アンテナ及びアンテナ装置に関するものである。 The present invention is a planar antenna used for radio communication in the 2.0 GHz to 5.0 GHz band, and is suitable for application to a printed circuit board type inverted F-shaped antenna for a broadband MIMO (Multi-Input Multi-Output) system. The present invention relates to an inverted F-plane antenna and an antenna device.
近年、ＷｉＦｉ（Wireless Fidelity：ブランド名）に代表される無線ＬＡＮや中距離通信や移動体通信等に使用されるＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）などの無線通信技術は、携帯情報端末や可搬型のノートＰＣに採用されている。これらの機器に実装されるアンテナは、薄型、軽量が要求されるため、プリント基板等によって形成される平面アンテナが主流となりつつある。 In recent years, wireless communication technologies such as wireless LAN represented by WiFi (Wireless Fidelity) and WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) used for medium-distance communication and mobile communication are portable information terminals and portable types. It is used in notebook PCs. Since antennas mounted on these devices are required to be thin and light, flat antennas formed of printed boards and the like are becoming mainstream.
従来の平面アンテナは、例えば逆Ｆ字アンテナが典型であるが、使用できる周波数帯域が狭いという課題がある。無線通信の規格において、無線ＬＡＮでは周波数帯として、２．４GHz、５．２GHz、５．５GHzが推奨されている。またＷｉＭＡＸでは、２．５GHz、３．５GHz、５．８GHzが推奨されている。 A conventional planar antenna is typically an inverted F-shaped antenna, for example, but has a problem that a usable frequency band is narrow. In the wireless communication standard, 2.4 GHz, 5.2 GHz, and 5.5 GHz are recommended as frequency bands in the wireless LAN. In WiMAX, 2.5 GHz, 3.5 GHz, and 5.8 GHz are recommended.
図２１は、従来例に係る逆Ｆ平面アンテナ３００の構成例を示す平面図である。図２１に示す逆Ｆ平面アンテナ３００は、放射素子１１、短絡素子１２、給電素子１３及び接地導体２０から構成される。給電素子１３は矩形部３１，３２を有している。接地導体２０は導体部２１，２２を有している。放射素子１１はプリント基板の上方でその横方向（ｘ）に配置される。給電素子１３は放射素子１１のほぼ中央で縦方向（ｙ）に配置される。給電素子１３の下方は導体部２１及び導体部２２で挟まれている。放射素子１１の一端と導体部２２とは短絡素子１２で短絡されている。
FIG. 21 is a plan view showing a configuration example of an inverted-F
これらにより、放射素子１１、短絡素子１２及び給電素子１３から構成される形状がローマ字の”Ｆ”を９０°時計回りに回転させた状態に見えることから逆Ｆ字状を称される。
As a result, the shape composed of the
図２２は、逆Ｆ平面アンテナ３００のリターンロス特性例を示すグラフ図である。図２２において、縦軸は反射損失［dB］であり、横軸は周波数［GHz］である。図中の実線は、単体の逆Ｆ平面アンテナ３００のリターンロス特性曲線である。当該特性曲線によれば、周波数２．２GHz付近でグラフの谷部分（共振点）が見られる。逆Ｆ平面アンテナ３００のリターンロス特性によれば、反射損失＝−１０dB以下の領域が狭いことが分かる。
FIG. 22 is a graph showing an example of return loss characteristics of the inverted F-
このため、特許文献１および特許文献２で複数の周波数帯に対応できる逆Ｆ平面アンテナが提案されている。特許文献１は片面プリント基板にてアンテナを形成するものであり、１つの逆Ｆ字アンテナパターンと、グランドを共有するもう１つの寸法の異なる逆Ｆ字アンテナパターンとを備え、２つの周波数帯に対応するものである。
For this reason,
特許文献２も片面プリント基板にてアンテナを形成するものであり、給電線を共有する４つの異なる寸法の逆Ｆ字アンテナパターンを備え、４つの周波数帯に対応するものである。しかしこれらは、基本的に周波数帯に応じた複数のアンテナを備えるものであるため、アンテナ全体の寸法が大きくなるという問題がある。
また、２．０GHz〜５．０GHz帯の無線通信のデータ転送速度を向上させるために、ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output)と呼ばれる通信方式が採用されつつある。これは、複数のアンテナを同時に使用するものである。ＭＩＭＯシステムによれば、例えば、２本の送信アンテナを用い、それぞれのアンテナから異なるデータを同時に送信し、それを２本の受信アンテナで両方のデータをそれぞれ受信した後、演算処理によって２つのデータとして分離するものである。単純に言えばデータ転送速度が２倍になる。この方式では２本のアンテナが独立であること、すなわちアンテナ間の相互影響が少ないことが必要である。 Also, a communication method called MIMO (Multiple Input Multiple Output) is being adopted in order to improve the data transfer rate of wireless communication in the 2.0 GHz to 5.0 GHz band. This uses a plurality of antennas simultaneously. According to the MIMO system, for example, two transmitting antennas are used, different data are simultaneously transmitted from the respective antennas, and both data are received by the two receiving antennas. Are to be separated. Simply put, the data transfer rate is doubled. In this method, it is necessary that the two antennas are independent, that is, the mutual influence between the antennas is small.
図２３は従来例に係るＭＩＭＯ用の逆Ｆ平面アンテナ装置４００の構成例を示す平面図である。図２３に示す逆Ｆ平面アンテナ装置４００によれば、図２１に示した１対の逆Ｆ平面アンテナ３０１，３０２が同一平面内に所定の間隔Ｄを隔てて左右対称に配置される。間隔Ｄは４０ｍｍである。
FIG. 23 is a plan view showing a configuration example of a MIMO inverted-F
図２４は、逆Ｆ平面アンテナ装置４００のリターンロス特性例を示すグラフ図である。図２４において、縦軸は反射損失［dB］であり、横軸は周波数［GHz］である。図中の実線は、２つの逆Ｆ平面アンテナ３０１，３０２を並べた逆Ｆ平面アンテナ装置４００のリターンロス特性曲線である。当該特性曲線によれば、周波数２．２GHz付近でグラフの谷部分（共振点）が見られる。逆Ｆ平面アンテナ装置４００のリターンロス特性によれば、単体の逆Ｆ平面アンテナ３００の場合と同様にして、反射損失＝−１０dB以下の領域が狭いことが分かる。２つの逆Ｆ平面アンテナ３０１，３０２を同一基板上に配置しても狭帯域は変わらない。
FIG. 24 is a graph showing an example of return loss characteristics of the inverted F-
図２５は、逆Ｆ平面アンテナ装置４００の｜Ｓ２１｜特性を示すグラフ図である。図２５において、縦軸は｜Ｓ２１｜［dB］（通過特性）であり、横軸は周波数［GHz］である。図中の実線は、逆Ｆ平面アンテナ装置４００の｜Ｓ２１｜特性曲線である。この｜Ｓ２１｜特性によれば、単体の逆Ｆ平面アンテナ３００が元々狭帯域であるため、逆Ｆ平面アンテナ装置４００でも｜Ｓ２１｜特性は−１５dB以下となっており、２つの逆Ｆ平面アンテナ３０１，３０２の相互影響が少ないことが分かる。
FIG. 25 is a graph showing the | S21 | characteristic of the inverted F-
なお、非特許文献１および非特許文献２には、広帯域で相互影響の少ない平面アンテナが提案されている。非特許文献１は両面プリント基板にてアンテナを形成するものであり、表面に矩形形状のモノポールアンテナパターンを左右対称に配置し、裏面にＬ字形の切欠きを設けたグランドを配置するものである。非特許文献２も両面プリント基板にてアンテナを形成するものであり、表面に特殊な形状のアンテナパターンを左右対称に配置し、裏面にグランドを配置するものである。
Note that Non-Patent
ところで、従来例に係る逆Ｆ平面アンテナ及びアンテナ装置によれば、次のような問題がある。
ｉ．プリント基板型の逆Ｆ字アンテナによれば、小型化が可能であるため、移動体小型端末用アンテナとして利用される場合が多い。しかし、周波数帯域がさほど広くないため、高速通信用アンテナや、幾つかのアプリケーションを一つのアンテナで対応する多周波共用アンテナとして利用できていないのが現状である。
By the way, the inverted F plane antenna and the antenna device according to the conventional example have the following problems.
i. Since a printed board type inverted F-shaped antenna can be miniaturized, it is often used as an antenna for a mobile small terminal. However, since the frequency band is not so wide, the present situation is that it cannot be used as a high-frequency communication antenna or a multi-frequency shared antenna that supports several applications with a single antenna.
ii．携帯情報端末やノートＰＣ等に実装する無線通信用のアンテナによれば、２つの平面アンテナを近接して配置される。このため、２つのアンテナ間で電波干渉等の相互影響が出現しやすい。単独の平面アンテナであって、周波数帯域の広い広帯域アンテナでは、一般にこの相互影響が大きいという問題がある。 ii. According to a wireless communication antenna mounted on a portable information terminal, a notebook PC, or the like, two planar antennas are arranged close to each other. For this reason, mutual influences such as radio wave interference tend to appear between the two antennas. A wide-band antenna that is a single planar antenna and has a wide frequency band generally has a problem that this mutual influence is large.
iii．非特許文献１および非特許文献２によれば、いずれも両面プリント基板にアンテナを形成するため、製造コストが高くなるという問題がある。しかも、プリント基板の表裏面ともに機能回路等の構成部品が実装されるため、携帯情報端末などの他の構成部品との間に一定の間隔が必要となり、高密度実装の妨げとなるという問題が懸念される。
iii. According to Non-Patent
iv．ＭＩＭＯシステムに逆Ｆ平面アンテナを採用する場合、何らの工夫無しに異なる構造の単一の平面アンテナを多数近接配置する方法を採ると、Ｓ２１特性が劣化するという問題が懸念される。従って、広帯域アンテナとしての独立性がなく、多数の単一の平面アンテナを近接配置する方法は、ＭＩＭＯ用システムに不向きであるという問題がある。 iv. When adopting an inverted-F planar antenna in a MIMO system, there is a concern that the S21 characteristic deteriorates if a method of arranging a large number of single planar antennas having different structures in close proximity without any ingenuity. Therefore, there is a problem that there is no independence as a broadband antenna, and a method of arranging a large number of single planar antennas close to each other is not suitable for a MIMO system.
本発明は、このような従来の課題を解決したものであって、単一の平面アンテナで広帯域の周波数帯に対応できるようにすると共に、２つの平面アンテナを近接配置した場合にその相互影響を低減できるようにした逆Ｆ平面アンテナ及びアンテナ装置を提供することを目的とする。 The present invention solves such a conventional problem, and makes it possible to deal with a wide frequency band with a single planar antenna, and to reduce the mutual influence when two planar antennas are arranged close to each other. An object of the present invention is to provide an inverted F-plane antenna and an antenna device that can be reduced.
上述の課題を解決するために、請求項１に記載の逆Ｆ平面アンテナは、各々が所定の長さ及び所定の幅を有した放射素子、短絡素子、給電素子から成る逆Ｆアンテナ導体と、前記逆Ｆアンテナ導体と同一平面内に配設された接地導体とを備える逆Ｆ平面アンテナにおいて、前記給電素子は、給電点の側に設けられた第１の矩形部と、前記放射素子の側に設けられた第２の矩形部とを含み構成され、前記接地導体は、前記第１の矩形部の両側に配設され、前記短絡素子は、前記給電素子の縦方向と同一方向に、前記放射素子と前記接地導体を連結するように配設され、前記給電素子の縦方向と直交する横方向であって、前記第２の矩形部の左側及び右側のいずれか一方の前記短絡素子側に、前記短絡素子に到達しない所定の長さ及び所定の幅を有した整合素子が配設され、前記整合素子は、前記放射素子の側に所定の長さを有した第１の整合部が配設され、前記接地導体の側に所定の長さを有した第２の整合部が配設され、前記第１の整合部の長さが前記第２に整合部の長さと異なるものである。
In order to solve the above-described problem, the inverted F-plane antenna according to
請求項１に係る逆Ｆ平面アンテナによれば、単一の平面アンテナで広帯域の周波数帯に対応できるようになると共に、２つの平面アンテナを近接配置した際の相互影響を低減できるようになる。 According to the inverted-F planar antenna according to the first aspect, it becomes possible to deal with a wide frequency band with a single planar antenna and to reduce the mutual influence when two planar antennas are arranged close to each other.
請求項２に記載の逆Ｆ平面アンテナは請求項１において、前記整合素子は、前記第２の整合部の下方又は前記第１の整合部の上方に所定の長さ及び所定の幅を有した第３の整合部が配設されるものである。 An inverted-F planar antenna according to a second aspect of the present invention is the inverted F-plane antenna according to the first aspect , wherein the matching element has a predetermined length and a predetermined width below the second matching portion or above the first matching portion. A third matching portion is provided.
請求項３に記載の逆Ｆ平面アンテナは請求項１において、前記接地導体は、前記第１の矩形部の左側に配置された第１の導体部と、前記第１の矩形部の右側に配置され、前記短絡素子に接続された第２の導体部とを有し、少なくとも、前記第１の導体部の縦方向の長さが前記第２の導体部の縦方向の長さに対して可変調整されるものである。 An inverted-F planar antenna according to a third aspect is the first aspect of the present invention, wherein the ground conductor is disposed on the left side of the first rectangular portion and on the right side of the first rectangular portion. And a second conductor portion connected to the short-circuit element, and at least a longitudinal length of the first conductor portion is variable with respect to a longitudinal length of the second conductor portion. To be adjusted.
請求項４に記載のアンテナ装置は、送信側及び受信側に複数の無線モジュールが使用され、当該無線モジュールに接続可能な多入力−多出力用のアンテナ装置であって、少なくとも、第１の逆Ｆ平面アンテナと第２の逆Ｆ平面アンテナとが同一平面内に所定の距離を隔てて左右対称の向きもしくは同一の向きに配置され、前記第１の及び第２の逆Ｆ平面アンテナが請求項１から４に記載のいずれかの逆Ｆ平面アンテナから成るものである。
The antenna device according to
請求項１〜３に記載の逆Ｆ平面アンテナによれば、第２の矩形部の左側及び右側の少なくともいずれか一方に所定の長さ及び所定の幅を有した１以上の整合素子が配設されるものである。
According to the inverted-F planar antenna according to any one of
この構成によって、整合素子が無い従来方式の逆Ｆ平面アンテナに比べてリターンロス特性において、−１０dB以下の周波数帯を拡張でき、２GHz帯、５GHz帯といった使用周波数の広帯域化を図ることができる。しかも、片面プリント基板等の同一平面内に２つの逆Ｆ平面アンテナを、所定の距離を隔てて左右対称に配置したアンテナ装置を提供できるようになる。更に、アンテナの広帯域化が図れることから、アプリケーション、あるいは、国によって周波数帯が異なる事情に対して１つの逆Ｆ平面アンテナで対応できるようになる。 With this configuration, the frequency band of −10 dB or less can be expanded in the return loss characteristics as compared with the conventional inverted F-plane antenna having no matching element, and the use frequency such as 2 GHz band and 5 GHz band can be widened. In addition, it is possible to provide an antenna device in which two inverted F plane antennas are arranged symmetrically at a predetermined distance in the same plane such as a single-sided printed board. Furthermore, since the antenna can be widened, one inverted F-plane antenna can cope with the situation where the frequency band varies depending on the application or country.
請求項４に記載のアンテナ装置によれば、本発明に係る逆Ｆ平面アンテナが備えられるので、広帯域ＭＩＭＯシステム用アンテナ及び多周波共用ＭＩＭＯシステム用アンテナを提供できるようになる。しかも、片面プリント基板に２つの逆Ｆ平面アンテナを並べて形成できるため、製造コストの低廉化を図ることができる。 According to the antenna device of the fourth aspect , since the inverted F-plane antenna according to the present invention is provided, it is possible to provide a wideband MIMO system antenna and a multi-frequency shared MIMO system antenna. In addition, since two inverted F-plane antennas can be formed side by side on a single-sided printed board, the manufacturing cost can be reduced.
以下、図面を参照しながら、本発明に係る実施の形態としての逆Ｆ平面アンテナ及びアンテナ装置について説明する。
＜第１の実施形態＞
本発明に係るプリント基板型の逆Ｆ平面アンテナ１００は、アンテナ中央にある給電素子１３に２枚のプレート（整合部）を加え、さらに給電素子１３の外側に位置する接地導体２０の大きさを変更することで広帯域化を図ったものである。
Hereinafter, an inverted F plane antenna and an antenna device as embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings.
<First Embodiment>
The printed circuit board type inverted-F
図１に示す逆Ｆ平面アンテナ１００は２GHz〜６GHzの周波数帯に使用可能なものであって、逆Ｆアンテナ導体１０と接地導体２０とを備えている。逆Ｆ平面アンテナ１００は所定の厚みを有したプリント基板１（銅箔基板）をパターニングすることにより構成される。図中、斜線部分が銅箔パターンであり、梨地が誘電体（絶縁）板である。なお、逆Ｆ平面アンテナ１００は１枚の基板上の銅箔から形成されるが、便宜上、各素子領域を画定するために斜線の向きを変えて領域を分けて記載している。
The inverted F
逆Ｆアンテナ導体１０は放射素子１１、短絡素子１２及び給電素子１３から成り、逆Ｆ字状を成している。逆Ｆ字状については従来例と同様であるので、その説明を省略する。放射素子１１、短絡素子１２及び給電素子１３の各々は図２に示すように所定の長さ及び所定の幅を有している。
The inverted
給電素子１３は第１の矩形部３１及び第２の矩形部３２を含み構成される。矩形部３１は給電点の側に設けられ、矩形部３２は放射素子１１の側に設けられる。矩形部３１はコプレーナ線路を構成し、この範囲がストリップラインと称される。矩形部３１の入力側は給電点となされ、図示しない給電線を介して発信回路又は受信回路等の信号処理回路３３に接続される。給電線には５０Ω又は７５Ω等の特性インピーダンスＺｏを有した同軸ケーブルが使用される。
The
給電素子１３の縦方向（ｙ）と直交する横方向（ｘ）であって、矩形部３２の左側及び右側の少なくともいずれか一方に１以上の整合素子４０が配設されている。整合素子４０は所定の長さ及び所定の幅を有している。整合素子４０は、例えば、プレート状の第１の整合部４１及び第２の整合部４２を含み構成される。整合部４１は、所定の長さを有して放射素子１１の側に設けられる。整合部４２は、所定の長さを有して接地導体２０の側に設けられる。
One or more
接地導体２０は逆Ｆアンテナ導体１０と同一平面内に配設されている。接地導体２０は、矩形部３１の両側に配設されている。例えば、接地導体２０は所定の面積の第１の導体部２１及び第２の導体部２２を含み構成される。導体部２１は矩形部３１の左側に配置され、導体部２２は矩形部３１の右側に配置されて短絡素子１２に接続される。導体部２１の縦方向の長さは、少なくとも、導体部２２の縦方向の長さに対して可変調整されている。この例では、導体部２２の縦方向の長さに比べて導体部２１の縦方向の長さが短くなっている。導体部２１及び導体部２２は、各々がグランド（ＧＮＤ）に接続される。
The
ここで、図２（Ａ）及び（Ｂ）を参照して、逆Ｆ平面アンテナ１００の各部の寸法例について説明をする。なお、図２（Ａ）においては、寸法記載を明確にするために、プリント基板１における誘電体（梨地）の記載を省略する。例えば、アンテナ動作時の中心周波数がｆｏ＝３．７５GHzで、λ／２＝４０mmの逆Ｆ平面アンテナ１００を設計する場合、図２の（Ａ）において、Ｓｗは逆Ｆ平面アンテナ１００の横方向の全体のmmであって、放射素子１１の長さでもある。Ｓｗは、ほぼ半波長（λ／２）に等しい４０mmである。
Here, with reference to FIG. 2 (A) and (B), the dimension example of each part of the inverted
Ｐ１〜Ｐ３は放射素子１１に対する矩形部３２の接続位置を特定するための補助寸法である。この例では、Ｐ１＝Ｐ３＝１８mmである。Ｐ２は矩形部３２の幅でもあり、Ｐ２は４mmである。ｄは矩形部３１の幅であり、ｄは６mmである。Ｓ１は逆Ｆ平面アンテナ１００の縦方向の全体の長さであり、Ｓ１は２７mmである。Ｓhtは放射素子１１の幅であり、Ｓhtは２．０mmである。
P <b> 1 to P <b> 3 are auxiliary dimensions for specifying the connection position of the
Ｓh1は短絡素子１２の長さであり、給電素子１３の矩形部３２の長さでもある。Ｓh1は１０mmである。Ｓhwは短絡素子１２の幅であり、Ｓhwは２．０mmである。Ｐw1は整合素子４０の整合部４１の長さであり、Ｐw1は７．０mmである。Ｐl1は整合部４１の幅であり、Ｐl1は３．０mmである。Ｐw2は整合部４２の長さであり、Ｐw2は４．０mmである。Ｐl2は整合部４２の幅であり、Ｐl2は３．０mmである。
Sh1 is the length of the short-
Ｇl1は導体部２１の縦方向の長さであり、Ｇl1は１０mmである。 Ｇl2は導体部２２の縦方向の長さであり、Ｇl2は１５mmである。 Ｇl2は矩形部３１の縦方向の長さでもある。Ｇw1は導体部２１の横方向の長さであり、Ｇw1は１６mmである。Ｇw2は導体部２２の横方向の長さであり、Ｇw2は１４mmである。
Gl1 is the length of the
また、図中のａは横方向（ｘ）において、導体部２１と矩形部３１との隙間であり、ｂは同様にして矩形部３１と導体部２２との隙間である。ｃは縦方向（ｙ）において、整合部４１と整合部４２との隙間であり、ｆは同様にして整合部４２と導体部２２との隙間である。ｔは同様にして整合部４１と放射素子１１との隙間である。
Further, a in the figure is a gap between the
隙間ａは、導体部２１の横方向の長さや矩形部３１の幅ｄにもよるが、この例ではａ＝１mm程度である。隙間ｂは矩形部３１の幅ｄや導体部２２の横方向の長さ等にもよるが、この例ではｂ＝３mm程度である。隙間ｃは、整合部４１の幅Ｐl1や整合部４２の幅Ｐl2にもよるが、この例ではｃ＝０．５mm程度である。
The gap a depends on the length of the
隙間ｆは整合部４２の幅Ｐl2や、導体部２２の縦方向の長さＧl2にもよるが、この例ではｆ＝０．５mm程度である。隙間ｔは整合部４１の幅Ｐl1や放射素子１１の幅Ｓhtにもよるが、この例では、ｔ＝３．０mm程度である。
The gap f depends on the width Pl2 of the matching
図２の（Ｂ）において、ｈはプリント基板１の厚みであり、ｈ＝３．２mm程度である。銅箔の厚みは０．０１８mm程度である。プリント基板１の比誘電率εrは４．７程度である。これらにより、プリント基板型の広帯域の逆Ｆ平面アンテナ１００を構成する。
In FIG. 2B, h is the thickness of the printed
逆Ｆ平面アンテナ１００の形成方法については周知の技術が利用できる。例えば、所定の厚みｈ及び比誘電率εrを有したプリント基板１を準備する。次に、プリント基板１上に図２の（Ａ）で説明した寸法で逆Ｆアンテナ導体１０、接地導体２０及び整合素子４０を得るためのレジストをパターンニングする。その後、当該レジストをマスクにして余分な銅箔を除去する。ウエットエッチングの場合は塩化第二鉄などのエッチング液を使用する。ドライエッチングの場合は、所望のエッチングガス（ＣＦ４等）を使用する。その後、レジストを除去することで、逆Ｆ平面アンテナ１００を形成することができる。
A well-known technique can be used for the method of forming the inverted F-
続いて、図３を参照して、逆Ｆ平面アンテナ１００のリターンロス特性例（Ｐw1＞Ｐw2）について説明する。図３において、縦軸は反射損失(Return Loss；以下ＲＬという）［dB］である。反射損失は入力電力に対する反射電力の比をデシベル、すなわち、反射係数（反射電力／入力電力）をEとすると、ＲＬ＝−２０ｌｏｇ１０Eで表現したものである。横軸は周波数［GHz］であり、逆Ｆ平面アンテナ１００へ供給される高周波電力の搬送周波数である。
Next, an example of return loss characteristics (Pw1> Pw2) of the inverted F-
図３に示す実線は、単体の逆Ｆ平面アンテナ１００のリターンロス特性曲線である。当該特性曲線によれば、周波数２．２GHz、２．５GHz、４．１GHz及び５．４GHz付近でグラフの谷部分が見られ、特に、２．２GHz、２．５GHz及び５．４GHzに深い谷部（共振点）が見られる。
A solid line shown in FIG. 3 is a return loss characteristic curve of the single inverted
一般に、アンテナとして許容される反射損失の基準値をＲLr＝−１０dB（ＶＳＷＲ； Voltage Standing Wave ）としたとき、逆Ｆ平面アンテナ１００によれば、２GHzから６GHz付近まで広帯域化していることが明確となった。
In general, when the reference value of the reflection loss allowed for the antenna is RLr = −10 dB (VSWR; Voltage Standing Wave), it is clear that the inverted
ここで、図４〜図９を参照して、逆Ｆ平面アンテナ１００の整合素子４０の最適な大きさ（縦・横方向）について考察する。この例では、整合素子４０の最適な大きさを見出すために、縦方向のパラメータとなる幅Ｐl1（ピーエル１と読む），幅Ｐl2（ピーエル２と読む），間隔c，f，ｔ及び横方向のパラメータとなる長さＰw1，Ｐw2のいずれか１つを変えた場合を考察した。
Here, with reference to FIGS. 4 to 9, the optimum size (vertical and horizontal directions) of the matching
図４に示すリターンロス特性例は、整合部４１の幅Ｐl1及び隙間ｔを可変した時のグラフ図である。すなわち、Ｐl1とｔの設定値のみを変化させ、Ｐl2，c，f，Ｐw1，Ｐw2は図２に示した値に固定している。なお、逆Ｆ平面アンテナ１００の外形寸法（Ｓｗ，Ｓ１）は固定しているため、放射素子１１と整合部４１との隙間tも変化することになる。
The return loss characteristic example shown in FIG. 4 is a graph when the width Pl1 and the gap t of the matching
この例では、Ｐl1＋ｔ＝６mmが一定となるように寸法を振ってリターンロス特性を取得した。図４に示す狭い点線は、Ｐl1＝１．０mm、ｔ＝５．０mmのときのリターンロス特性曲線である。一点鎖線は、Ｐl1＝２．０mm、ｔ＝４．０mmのときのリターンロス特性曲線である。太い実線は、Ｐl1＝３．０mm、ｔ＝３．０mmのときのリターンロス特性曲線である。二点鎖線は、Ｐl1＝４．０mm、ｔ＝２．０mmのときのリターンロス特性曲線である。広い点線は、Ｐl1＝５．０mm、ｔ＝１．０mmのときのリターンロス特性曲線である。 In this example, the return loss characteristic was acquired by changing the dimensions so that Pl1 + t = 6 mm is constant. A narrow dotted line shown in FIG. 4 is a return loss characteristic curve when Pl1 = 1.0 mm and t = 5.0 mm. A one-dot chain line is a return loss characteristic curve when Pl1 = 2.0 mm and t = 4.0 mm. The thick solid line is the return loss characteristic curve when Pl1 = 3.0 mm and t = 3.0 mm. A two-dot chain line is a return loss characteristic curve when Pl1 = 4.0 mm and t = 2.0 mm. The wide dotted line is the return loss characteristic curve when Pl1 = 5.0 mm and t = 1.0 mm.
この結果、Ｐl1＝３．０mm、ｔ＝３．０mmが最適な設定値であることが明確となった。整合部４１の幅Ｐl1は寸法が変わると、５GHz帯に比べて２GHz帯及び４GHz帯のリターンロス特性が劣化する傾向となるが、１．０≦Ｐl1≦５．０mmの範囲で広帯域を維持することが明確となった。
As a result, it became clear that Pl1 = 3.0 mm and t = 3.0 mm are the optimum setting values. If the dimension of the width Pl1 of the matching
図５に示すリターンロス特性例は、整合部４２の幅Ｐl2及び隙間ｔを可変した時のグラフ図である。すなわち、Ｐl2とｔの設定値のみを変化させ、Ｐl1，c，f，Ｐw1，Ｐw2は図２に示した値に固定している。
The return loss characteristic example shown in FIG. 5 is a graph when the width Pl2 and the gap t of the matching
この例では、Ｐl2＋ｔ＝６mmが一定となるように寸法を振ってリターンロス特性を取得した。図５に示す狭い点線は、Ｐl2＝０．５mm、ｔ＝５．５mmのときのリターンロス特性曲線である。一点鎖線は、Ｐl2＝１．０mm、ｔ＝５．０mmのときのリターンロス特性曲線である。二点鎖線は、Ｐl2＝２．０mm、ｔ＝４．０mmのときのリターンロス特性曲線である。太い実線は、Ｐl2＝３．０mm、ｔ＝３．０mmのときのリターンロス特性曲線である。広い点線は、Ｐl2＝４．０mm、ｔ＝２．０mmのときのリターンロス特性曲線である。 In this example, the return loss characteristic was acquired by changing the dimensions so that Pl2 + t = 6 mm is constant. The narrow dotted line shown in FIG. 5 is a return loss characteristic curve when Pl2 = 0.5 mm and t = 5.5 mm. A one-dot chain line is a return loss characteristic curve when Pl2 = 1.0 mm and t = 5.0 mm. A two-dot chain line is a return loss characteristic curve when Pl2 = 2.0 mm and t = 4.0 mm. The thick solid line is the return loss characteristic curve when Pl2 = 3.0 mm and t = 3.0 mm. The wide dotted line is the return loss characteristic curve when Pl2 = 4.0 mm and t = 2.0 mm.
この結果、Ｐl1と同様にして、Ｐl2＝３．０mm、ｔ＝３．０mmが最適な設定値であることが明確となった。整合部４２の幅Ｐl2は寸法が変わると、Ｐl1と同様にして、５GHz帯に比べて２GHz帯及び４GHz帯のリターンロス特性が劣化する傾向となるが、０．５≦Ｐl2≦４．０mmの範囲で広帯域を維持することが明確となった。
As a result, similarly to Pl1, it became clear that Pl2 = 3.0 mm and t = 3.0 mm are the optimum set values. If the dimension of the width Pl2 of the matching
図６に示すリターンロス特性例は、整合部４１の長さＰw1を可変した時のグラフ図である。すなわち、Ｐw1の設定値のみを変化させ、Ｐl1，Ｐl2，c，f，ｔ，Ｐw2は図２に示した値に固定している。
The return loss characteristic example shown in FIG. 6 is a graph when the length Pw1 of the
この例では、Ｐw1を５．０〜９．０mmの範囲内で１．０mmピッチで寸法を振ってリターンロス特性を取得した。図７に示す広い点線は、Ｐw1＝５．０mmのときのリターンロス特性曲線である。狭い点線は、Ｐw1＝６．０mmのときのリターンロス特性曲線である。太い実線は、Ｐw1＝７．０mmのときのリターンロス特性曲線である。一点鎖線は、Ｐw1＝８．０mmのときのリターンロス特性曲線である。二点鎖線は、Ｐw1＝９．０mmのときのリターンロス特性曲線である。 In this example, the return loss characteristic was obtained by changing the size of Pw1 within a range of 5.0 to 9.0 mm at a pitch of 1.0 mm. The wide dotted line shown in FIG. 7 is a return loss characteristic curve when Pw1 = 5.0 mm. A narrow dotted line is a return loss characteristic curve when Pw1 = 6.0 mm. The thick solid line is the return loss characteristic curve when Pw1 = 7.0 mm. A one-dot chain line is a return loss characteristic curve when Pw1 = 8.0 mm. A two-dot chain line is a return loss characteristic curve when Pw1 = 9.0 mm.
この結果、Ｐw1＝７．０mmが最適な設定値であることが明確となった。整合部４１の長さＰw1は寸法が変わると、５GHz帯に比べて２GHz帯及び４GHz帯のリターンロス特性が改善される傾向となり、５．０≦Ｐw1≦８．０mmの範囲で広帯域を維持することが明確となった。
As a result, it became clear that Pw1 = 7.0 mm is the optimum setting value. If the length Pw1 of the matching
図７に示すリターンロス特性例は、整合部４２の長さＰw2を可変した時のグラフ図である。すなわち、Ｐw2の設定値のみを変化させ、Ｐl1，Ｐl2，c，f，ｔ，Ｐw1は図２に示した値に固定している。
The return loss characteristic example shown in FIG. 7 is a graph when the length Pw2 of the
この例では、Ｐw2を３．０〜６．０mmの範囲内で１．０mmピッチで寸法を振ってリターンロス特性を取得した。図６に示す狭い点線は、Ｐw2＝３．０mmのときのリターンロス特性曲線である。太い実線は、Ｐw2＝４．０mmのときのリターンロス特性曲線である。一点鎖線は、Ｐw2＝５．０mmのときのリターンロス特性曲線である。二点鎖線は、Ｐw2＝６．０mmのときのリターンロス特性曲線である。 In this example, the return loss characteristics were obtained by varying the Pw2 within a range of 3.0 to 6.0 mm at a pitch of 1.0 mm. The narrow dotted line shown in FIG. 6 is a return loss characteristic curve when Pw2 = 3.0 mm. The thick solid line is the return loss characteristic curve when Pw2 = 4.0 mm. A one-dot chain line is a return loss characteristic curve when Pw2 = 5.0 mm. A two-dot chain line is a return loss characteristic curve when Pw2 = 6.0 mm.
この結果、Ｐw2＝４．０mmが最適な設定値であることが明確となった。整合部４２の長さＰw1は寸法が変わると、５GHz帯に比べて２GHz帯及び４GHz帯のリターンロス特性が改善される傾向となり、３．０≦Ｐw2≦６．０mmの範囲で広帯域を維持することが明確となった。
As a result, it became clear that Pw2 = 4.0 mm is the optimum set value. When the length Pw1 of the matching
図８に示すリターンロス特性例は、隙間ｃ及び隙間ｔを可変した時のグラフ図である。すなわち、隙間ｃ，ｔの設定値のみを変化させ、Ｐl1，Ｐl2，f，Ｐw1，Ｐw2は図２に示した値に固定している。 The return loss characteristic example shown in FIG. 8 is a graph when the gap c and the gap t are varied. That is, only the set values of the gaps c and t are changed, and Pl1, Pl2, f, Pw1, and Pw2 are fixed to the values shown in FIG.
この例では、ｃ＋ｔ＝３．５mmが一定となるように寸法を振ってリターンロス特性を取得した。図８に示す太い実線は、ｃ＝０．５mm、ｔ＝３．０mmのときのリターンロス特性曲線である。狭い点線は、ｃ＝１．０mm、ｔ＝２．５mmのときのリターンロス特性曲線である。一点鎖線は、ｃ＝１．５mm、ｔ＝２．０mmのときのリターンロス特性曲線である。二点鎖線は、ｃ＝２．０mm、ｔ＝１．５mmのときのリターンロス特性曲線である。広い点線は、ｃ＝２．５mm、ｔ＝１．０mmのときのリターンロス特性曲線である。 In this example, the return loss characteristic was obtained by changing the dimensions so that c + t = 3.5 mm was constant. The thick solid line shown in FIG. 8 is a return loss characteristic curve when c = 0.5 mm and t = 3.0 mm. A narrow dotted line is a return loss characteristic curve when c = 1.0 mm and t = 2.5 mm. A one-dot chain line is a return loss characteristic curve when c = 1.5 mm and t = 2.0 mm. A two-dot chain line is a return loss characteristic curve when c = 2.0 mm and t = 1.5 mm. The wide dotted line is the return loss characteristic curve when c = 2.5 mm and t = 1.0 mm.
この結果、ｃ＝０．５mm、ｔ＝３．０mmが最適な設定値であることが明確となった。隙間ｃは寸法が変わると、２GHz帯及び４GHz帯のリターンロス特性にほとんど変化が無いのに対して、最適な設定値以外では５GHz帯で共振点が低い周波数の側に移行する傾向となる。しかし、０．５≦ｃ≦２．５mmの範囲で広帯域を維持することが明確となった。 As a result, it became clear that c = 0.5 mm and t = 3.0 mm are the optimum setting values. When the dimension of the gap c changes, the return loss characteristics in the 2 GHz band and the 4 GHz band hardly change, but the resonance point tends to shift to a lower frequency side in the 5 GHz band except for the optimum setting value. However, it has become clear that a wide band is maintained in the range of 0.5 ≦ c ≦ 2.5 mm.
図９に示すリターンロス特性例は、隙間ｆ及び隙間ｔを可変した時のグラフ図である。すなわち、隙間ｆ，ｔの設定値のみを変化させ、Ｐl1，Ｐl2，ｃ，Ｐw1，Ｐw2は図２に示した値に固定している。 The return loss characteristic example shown in FIG. 9 is a graph when the gap f and the gap t are varied. That is, only the set values of the gaps f and t are changed, and Pl1, Pl2, c, Pw1, and Pw2 are fixed to the values shown in FIG.
この例では、ｆ＋ｔ＝３．５mmが一定となるように寸法を振ってリターンロス特性を取得した。図９に示す太い実線は、ｆ＝０．５mm、ｔ＝３．０mmのときのリターンロス特性曲線である。狭い点線は、ｆ＝１．０mm、ｔ＝２．５mmのときのリターンロス特性曲線である。一点鎖線は、ｆ＝１．５mm、ｔ＝２．０mmのときのリターンロス特性曲線である。 In this example, the return loss characteristic is acquired by changing the dimensions so that f + t = 3.5 mm is constant. The thick solid line shown in FIG. 9 is a return loss characteristic curve when f = 0.5 mm and t = 3.0 mm. A narrow dotted line is a return loss characteristic curve when f = 1.0 mm and t = 2.5 mm. A one-dot chain line is a return loss characteristic curve when f = 1.5 mm and t = 2.0 mm.
この結果、ｆ＝０．５mm、ｔ＝３．０mmが最適な設定値であることが明確となった。隙間ｆは寸法が変わると、最適な設定値以外で２GHz帯及び４GHz帯のリターンロス特性に劣化傾向が見られると共に、５GHz帯で共振点が低い周波数の側に移行する傾向となる。しかし、０．５≦ｆ≦１．０mmの範囲で広帯域を維持することが明確となった。 As a result, it became clear that f = 0.5 mm and t = 3.0 mm are the optimum setting values. When the size of the gap f changes, the return loss characteristics of the 2 GHz band and the 4 GHz band are deteriorated except for the optimum setting value, and the resonance point tends to shift to a lower frequency side in the 5 GHz band. However, it has become clear that a wide band is maintained in the range of 0.5 ≦ f ≦ 1.0 mm.
図１０（Ａ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１００のＰw1，Ｐw2可変時の寸法例によれば、整合部４１の長さＰw1＝２．０ｍｍ、幅Ｐl1＝２．０ｍｍ、整合部４２の長さＰw2＝３．０ｍｍ、幅Ｐl2＝２．０ｍｍ、ｔ＝５．０ｍｍであり、他の寸法は図２と同一である。上述の寸法例において、下側の整合部４２のほうを上側の整合部４１より長くしたときの図１０（Ｂ）に示すリターンロス特性（Ｐw1＜Ｐw2）によれば、２GHzから４GHz付近まで−１０dBを下回っており、従来例に係る逆Ｆ平面アンテナ３００よりも広帯域になっていることが明確である。
According to the example of the dimensions of the inverted F
図１１（Ａ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１００のＰ１，Ｐ２，Ｐ３可変時の寸法例によれば、放射素子１１の補助寸法であるＰ１＝Ｐ３＝１７．０ｍｍ、Ｐ２＝ｄ＝６．０ｍｍ、整合部４１の幅Ｐl1＝２．０ｍｍ、整合部４２の幅Ｐl2＝２．０ｍｍ、ｔ＝５．０ｍｍであり、他の寸法は図２と同一である。上述の寸法例において、給電素子１３の第１の矩形部３１及び第２の矩形部３２の幅を同一としたときの図１１（Ｂ）に示すリターンロス特性（ｄ＝Ｐ２）によれば、２GHzから６GHz付近まで−１０dBを下回っており、図２の寸法関係によって得られる図３のリターンロス特性と同程度の広帯域になっていることが明確である。
According to the dimension example when P1, P2, and P3 of the inverted F
このように、第１の実施形態としての逆Ｆ平面アンテナ１００によれば、給電素子１３の矩形部３２の右側に所定の長さＰw1，ＰW2及び所定の幅Ｐl1，Ｐl2を有した２つの整合部４１，４２が配設されるものである。
As described above, according to the inverted
この構成によって、整合部４１，４２等の整合素子４０が無い従来方式の逆Ｆ平面アンテナ３００に比べ、リターンロス特性において、−１０dB以下の周波数帯を格段に拡張でき、２GHz帯、５GHz帯といった使用周波数の広帯域化を図ることができる。
With this configuration, a frequency band of −10 dB or less can be greatly expanded in return loss characteristics as compared with the conventional inverted F-
この実施形態では、矩形部３２の右側に整合部４１，４２を配設する場合について説明したが、これに限られることはなく、矩形部３２の左側に整合部４１，４２を配設する場合についても同様な効果が得られる。従って、片面プリント基板等の同一平面内に２つの逆Ｆ平面アンテナ１００を所定の距離を隔てて左右対称に配置したアンテナ装置（図１２参照）を提供できるようになる。更に、アンテナの広帯域化が図れることから、アプリケーション、あるいは、国によって周波数帯が異なる事情に対して１つのアンテナで対応できるようになる。
In this embodiment, the case where the
＜第２の実施形態＞
続いて、図１２〜図１４を参照して、第２の実施形態としての逆Ｆ平面アンテナ装置２００について説明をする。図１２に示す逆Ｆ平面アンテナ装置２００はアンテナ装置の一例を構成し、送信側及び受信側に複数の無線モジュールと共に使用され、当該無線モジュールに接続可能な多入力−多出力（Multiple Input Multiple Output：ＭＩＭＯ）用のアンテナ装置を構成する。
<Second Embodiment>
Subsequently, an inverted F-
逆Ｆ平面アンテナ装置２００は、少なくとも、第１の逆Ｆ平面アンテナ１０１と第２の逆Ｆ平面アンテナ１０２とが同一平面内に所定の間隔Ｄを隔てて左右対称に配置される。例えば、１対の逆Ｆ平面アンテナ１０１，１０２を逆向きに向い合せるように配置する。逆Ｆ平面アンテナ１０１，１０２は、本発明に係る広帯域プリント基板型の逆Ｆ平面アンテナ１００から成るものである。このように配置することで、２つの逆Ｆ平面アンテナ１０１，１０２の相互影響を低く抑えることができ、ＭＩＭＯシステムへの対応が可能となる。
In the inverted F-
続いて、図１３を参照して、逆Ｆ平面アンテナ１０１，１０２を２つ並べ、間隔Ｄ＝４０ｍｍとした場合の逆Ｆ平面アンテナ装置２００のリターンロス特性例について説明する。リターンロス特性については、電磁界シミュレーターＣＳＴ（Studio Suite 2006）を用いて解析を行った。図１３において、縦軸は反射損失［dB］であり、横軸は周波数［GHz］である。
Next, an example of the return loss characteristic of the inverted F
図１３に示す実線は、逆Ｆ平面アンテナ装置２００のリターンロス特性曲線である。当該特性曲線によれば、周波数２．２GHz、２．７GHz、４．０GHz、５．０GHz及び５．５GHz付近でグラフの谷部分が見られ、特に、２．２GHz、５．０GHz及び５．５GHzに深い谷部（共振点）が見られる。
A solid line shown in FIG. 13 is a return loss characteristic curve of the inverted F
ここで、本発明に係る逆Ｆ平面アンテナ装置２００のリターンロス特性と、従来例に係る逆Ｆ平面アンテナ装置４００のリターンロス特性とを比較する。比較条件は間隔Ｄが４０mmの場合である。従来例に係るリターンロス特性によれば、リターンロス≦−１０dBとなる周波数帯域が１．９３GHz〜２．１０GHzであった（図２４参照）。
Here, the return loss characteristic of the inverted F-
これに対して、本発明に係るリターンロス特性によれば、図１３に示すようにリターンロス≦−１０dBとなる周波数帯域が２．００GHz〜５．７５GHzと大幅に広帯域化していることが明確となった。 On the other hand, according to the return loss characteristic according to the present invention, as shown in FIG. 13, it is clear that the frequency band where the return loss ≦ −10 dB is significantly widened to 2.00 GHz to 5.75 GHz. became.
このように、逆Ｆ平面アンテナ装置２００によれば、図３に示した単体の逆Ｆ平面アンテナ１００と同様にして、２素子の逆Ｆ平面アンテナ１００を並べた場合も、ＲLr＝−１０dB以下の領域が広く、２GHzから５GHz付近まで広帯域を維持している。従って、逆Ｆ平面アンテナ１００を２個配置した場合もリターンロス特性が変わらないことから、ＭＩＭＯ用のアンテナ装置を提供できるようになった。
As described above, according to the inverted F
続いて、図１４を参照して、逆Ｆ平面アンテナ装置２００の｜Ｓ２１｜特性例について説明する。図１４において、縦軸はＳパラメータの｜Ｓ２１｜［dB］（通過特性）であり、｜Ｓ２１｜は入力電力に対する通過電力の比をデシベル、すなわち、通過係数（通過電力／入力電力）をFとすると、｜Ｓ２１｜＝−２０ｌｏｇ１０Fで表現したものである。横軸は周波数［GHz］である。
Next, with reference to FIG. 14, an example of | S21 | characteristics of the inverted F-
図１４に示す実線は、逆Ｆ平面アンテナ装置２００の｜Ｓ２１｜特性曲線である。当該特性曲線によれば、周波数２．０GHz、２．３GHz及び５．２GHz付近でグラフの山部分が見られる。
The solid line shown in FIG. 14 is the | S21 | characteristic curve of the inverted F
ここで、本発明に係る逆Ｆ平面アンテナ装置２００の｜Ｓ２１｜特性と、従来例に係る逆Ｆ平面アンテナ装置４００の｜Ｓ２１｜特性とを比較する。比較条件は間隔Ｄが４０mmの場合である。従来例に係る｜Ｓ２１｜特性によれば、リターンロス≦−１０dBとなる周波数帯域が２．０GHz〜２．６GHzであった（図２５参照）。
Here, the | S21 | characteristic of the inverted F-
これに対して、本発明に係る｜Ｓ２１｜特性によれば、図１３に示したリターンロスの少ない（−１０dB以下）周波数領域（使用可能領域）で、｜Ｓ２１｜が−１５dB以下となっている。すなわち、本発明によれば、リターンロス≦−１０dBとなる周波数領域（２．００GHz〜５．７５GHz）で、図１４に示す｜Ｓ２１｜特性は、−１８dB以下であった。これにより、２．００GHz〜５．７５GHzの周波数帯域において、｜Ｓ２１｜特性が抑えられていることが確認できる。しかも、逆Ｆ平面アンテナ１０１，１０２で相互影響が少ないことが明確となった。
On the other hand, according to the | S21 | characteristic according to the present invention, | S21 | becomes -15 dB or less in the frequency region (usable region) with a small return loss (−10 dB or less) shown in FIG. Yes. That is, according to the present invention, the | S21 | characteristic shown in FIG. 14 was −18 dB or less in the frequency region (2.00 GHz to 5.75 GHz) where return loss ≦ −10 dB. Thereby, it can be confirmed that the | S21 | characteristic is suppressed in the frequency band of 2.00 GHz to 5.75 GHz. Moreover, it has been clarified that the inverse
このように、第２の実施形態としての逆Ｆ平面アンテナ装置２００によれば、本発明に係る逆Ｆ平面アンテナ１０１，１０２が備えられるので、ＷｉＭａｘやＷｉＦｉ通信において多いに発揮可能な広帯域ＭＩＭＯシステム用アンテナおよび多周波共用ＭＩＭＯシステム用アンテナを提供できるようになる。
As described above, according to the inverted F
＜第３の実施形態＞
続いて、図１５〜図１７を参照して、第３の実施形態としての逆Ｆ平面アンテナ装置２１０について説明をする。図１５に示す逆Ｆ平面アンテナ装置２１０はアンテナ装置の一例を構成し、送信側及び受信側に複数の無線モジュールと共に使用され、当該無線モジュールに接続可能な多入力−多出力（Multiple Input Multiple Output：ＭＩＭＯ）用のアンテナ装置を構成する。
<Third Embodiment>
Next, an inverted F
逆Ｆ平面アンテナ装置２１０は、少なくとも、第１の逆Ｆ平面アンテナ１０１ａと第２の逆Ｆ平面アンテナ１０１ｂとが同一平面内に所定の間隔Ｄを隔てて同一の向きに配置される。逆Ｆ平面アンテナ１０１ａ，１０１ｂは、本発明に係る広帯域プリント基板型の逆Ｆ平面アンテナ１００から成るものである。
In the inverted F-
続いて、図１６を参照して、逆Ｆ平面アンテナ１０１ａ，１０１ｂを同じ向きに２つ並べ、間隔Ｄ＝４０ｍｍとした場合の逆Ｆ平面アンテナ装置２１０のリターンロス特性例について説明する。図１６において、縦軸は反射損失［dB］であり、横軸は周波数［GHz］である。
Next, an example of the return loss characteristic of the inverted F
図１６に示す実線は、逆Ｆ平面アンテナ装置２１０のリターンロス特性曲線である。当該特性曲線によれば、周波数２．２GHz、２．７GHz、４．０GHz、５．０GHz及び５．５GHz付近でグラフの谷部分が見られ、特に、２．２GHz、５．０GHz及び５．５GHzに深い谷部（共振点）が見られ、図１３に示した逆Ｆ平面アンテナ装置２００とほぼ同等の特性となっている。
A solid line shown in FIG. 16 is a return loss characteristic curve of the inverted F
続いて、図１７を参照して、逆Ｆ平面アンテナ装置２１０の｜Ｓ２１｜特性例について説明する。図１７において、縦軸はＳパラメータの｜Ｓ２１｜［dB］（通過特性）であり、｜Ｓ２１｜は入力電力に対する通過電力の比をデシベル、すなわち、通過係数（通過電力／入力電力）をFとすると、｜Ｓ２１｜＝−２０ｌｏｇ１０Fで表現したものである。横軸は周波数［GHz］である。
Next, an example of the | S21 | characteristic of the inverted F
図１７に示す実線は、逆Ｆ平面アンテナ装置２１０の｜Ｓ２１｜特性曲線である。当該特性曲線によれば、周波数２．０GHz、２．３GHz及び５．２GHz付近でグラフの山部分が見られ、図１６に示したリターンロスの少ない（−１０dB以下）周波数領域（使用可能領域）で、｜Ｓ２１｜が−１５dB以下となっている。すなわち逆Ｆ平面アンテナ１０１ａ，１０１ｂで相互影響が少ないことが明確となった。
The solid line shown in FIG. 17 is the | S21 | characteristic curve of the inverted F
このように、第３の実施形態としての逆Ｆ平面アンテナ装置２００によれば、本発明に係る逆Ｆ平面アンテナ１０１ａ，１０１ｂが備えられるので、ＷｉＭａｘやＷｉＦｉ通信において多いに発揮可能な広帯域ＭＩＭＯシステム用アンテナおよび多周波共用ＭＩＭＯシステム用アンテナを提供できるようになる。
As described above, according to the inverted F
続いて、図１８〜図２０を参照して、参考例としての逆Ｆ平面アンテナ１１１〜１１３、１１５、１１６、および変形例としての逆Ｆ平面アンテナ１１４、１１７〜１１９について説明する。ＭＩＭＯ用の逆Ｆ平面アンテナ装置２００，２１０を構成する逆Ｆ平面アンテナ１０１，１０１ａ，１０１ｂ，１０２については、本発明に係る逆Ｆ平面アンテナ１００に限られない。図１８（Ａ）〜（Ｃ）に示すように整合素子４０が１要素のものであってもよい。
Continued have, with reference to FIGS. 18 to 20, the inverse
図１８（Ａ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１１は、矩形部３２の右側に１個の整合部４１を有している。整合部４１は所定の長さ及び所定の幅を有している。整合部４１は矩形部３２の中央から右側の横方向に突出している。整合部４１は放射素子１１、短絡素子１２、導体部２２及び給電素子１３により囲まれている。他の要素は従来例に係る逆Ｆ平面アンテナ３００と同様であるので、その説明を省略する。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１１を構成する。
The inverted F
図１８（Ｂ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１２は、矩形部３２の左側に１個の整合部４１’を有している。整合部４１’は矩形部３２の中央から左側の横方向に突出している。整合部４１’は放射素子１１、導体部２１及び給電素子１３でコ状に挟まれている。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１２を構成する。
The inverted F
図１８（Ｃ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１３は、矩形部３２の左側に１個の整合部４１ａを有し、かつ、右側に１個の整合部４１ｂを有している。整合部４１ａ，４１ｂは矩形部３２の中央から左右の側の横方向に突出している。整合部４１ａ，４１ｂは横方向の中心位置が一致している。整合部４１ａは放射素子１１、導体部２１及び給電素子１３でコ状に挟まれている。整合部４１ｂは放射素子１１、短絡素子１２、導体部２２及び給電素子１３に囲まれている。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１３を構成する。
An inverted-F
図１９（Ａ）及び（Ｂ）に示す整合素子４０は２要素変形例の場合である。図１９（Ａ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１４は、矩形部３２の左右の側に各々２個ずつ整合部４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂを有している。整合部４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂは所定の長さ及び所定の幅を有している。例えば、整合部４１ａ，４１ｂに比べて整合部４２ａ，４２ｂが長い。整合部４１ａ，４２ａは矩形部３２の中央から左側の横方向に突出している。整合部４１ａ，４２ａは放射素子１１、導体部２１及び給電素子１３でコ状に挟まれている。
The matching
整合部４１ｂ，４２ｂは矩形部３２の中央から右側の横方向に突出している。整合部４１ｂ，４２ｂは放射素子１１、短絡素子１２、導体部２２及び給電素子１３により囲まれている。他の要素は従来例に係る逆Ｆ平面アンテナ３００と同様であるので、その説明を省略する。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１４を構成する。
The
図１９（Ｂ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１５は、矩形部３２の左右の側に各々１個ずつ整合部４１ａ，４２ｂを有している。整合部４１ａ，４２ｂは各々が所定の長さ及び所定の幅を有している。例えば、整合部４１ａに比べて整合部４２ｂが長い。整合部４１ａは放射素子１１に近い側であって、矩形部３２の上方から左側の横方向に突出している。整合部４１ａは放射素子１１、導体部２１及び給電素子１３でコ状に挟まれている。
The inverted F
整合部４２ｂは導体部２２に近い側であって、矩形部３２の下方から右側の横方向に突出している。整合部４１ａ，４２ｂは横方向の中心が相互に上下にずれている。整合部４２ｂは放射素子１１、短絡素子１２、導体部２２及び給電素子１３により囲まれている。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１５を構成する。
The matching
図２０（Ａ）〜（Ｄ）に示す整合素子４０は３要素変形例の場合である。図２０（Ａ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１６は、矩形部３２の左側に３個の整合部４１，４２，４３を有している。整合部４３は第３の整合部の一例であり、例えば、整合部４１の上方に配設される。もちろん、整合部４３は整合部４２の下方に配設しても、整合部４１，４２の間に配設してもよい。整合部４１，４２，４３は所定の長さ及び所定の幅を有している。
The matching
例えば、整合部４１に比べて整合部４３が長く、整合部４２は整合部４３に比べて長く設定される。この寸法限定は周波数帯域を広げるためである。整合部４１，４２，４３は矩形部３２から左側の横方向に突出している。整合部４１，４２，４３は放射素子１１、導体部２１及び給電素子１３でコ状に挟まれている。他の要素は従来例に係る逆Ｆ平面アンテナ３００と同様であるので、その説明を省略する。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１６を構成する。
For example, the matching
図２０（Ｂ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１７は、矩形部３２の右側に３個の整合部４１’，４２’，４３’を有している。整合部４１’，４２’，４３’は所定の長さ及び所定の幅を有している。整合部４１’，４２’，４３’は矩形部３２から右側の横方向に突出している。整合部４１’，４２’，４３’は放射素子１１、短絡素子１２、導体部２２及び給電素子１３により囲まれている。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１７を構成する。
An inverted-F
図２０（Ｃ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１８は、矩形部３２の左右の側に各々３個ずつの整合部４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂ，４３ａ，４３ｂを有している。整合部４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂ，４３ａ，４３ｂは所定の長さ及び所定の幅を有している。整合部４１ａ，４２ａ，４３ａは、図に示す順序で矩形部３２から左側の横方向に突出している。整合部４１ａ，４２ａ，４３ａは放射素子１１、導体部２１及び給電素子１３でコ状に挟まれている。整合部４１ｂ，４２ｂ，４３ｂも同様にして矩形部３２から右側の横方向に突出している。整合部４１ｂ，４２ｂ，４３ｂは放射素子１１、短絡素子１２、導体部２２及び給電素子１３により囲まれている。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１８を構成する。
The inverted
図２０（Ｄ）に示す逆Ｆ平面アンテナ１１９は、矩形部３２の左側に１個、右側に２個の整合部４１ａ，４２ｂ，４３ｂを有している。整合部４１ａ，４２ｂ，４３ｂは所定の長さ及び所定の幅を有している。整合部４１ａは矩形部３２の中央から左側の横方向に突出している。整合部４１ａは放射素子１１、導体部２１及び給電素子１３でコ状に挟まれている。整合部４２ｂ，４３ｂは矩形部３２の上下方から右側の横方向に突出している。整合部４２ｂ，４３ｂは放射素子１１、短絡素子１２、導体部２２及び給電素子１３により囲まれている。これらにより、逆Ｆ平面アンテナ１１９を構成する。
An inverted-F
これらの逆Ｆ平面アンテナ１１１〜１１９から選択される１対又は多対の逆Ｆ平面アンテナを同一平面内において所定の間隔Ｄを隔てて左右対称に配置することで、ＭＩＭＯ用の逆Ｆ平面アンテナ装置２００，２１０を構成することができる。
By arranging one or many pairs of inverted F plane antennas selected from these inverted
このように、変形例としての逆Ｆ平面アンテナ１１４、１１７〜１１９によれば、第２、第３の実施形態としての逆Ｆ平面アンテナ装置２００，２１０に応用できるので、ＷｉＭａｘやＷｉＦｉ通信において多いに発揮可能な広帯域ＭＩＭＯシステム用のアンテナ装置及び多周波共用ＭＩＭＯシステム用のアンテナ装置を提供できるようになる。しかも、片面プリント基板に２つの逆Ｆ平面アンテナ１０１，１０２等を並べて形成できるため、製造コストの低廉化を図ることができる。
Thus, according to the inverted-F
本発明は、２．０GHz〜５．０GHz帯の無線通信に用いる平面アンテナであって、広帯域ＭＩＭＯシステム用のプリント基板型の逆Ｆ字アンテナに適用して極めて好適なものである。 The present invention is a planar antenna used for radio communication in the 2.0 GHz to 5.0 GHz band, and is extremely suitable when applied to a printed board type inverted F-shaped antenna for a broadband MIMO system.
１ プリント基板
１０ 逆Ｆアンテナ導体
１１ 放射素子
１２ 短絡素子
１３ 給電素子
２０ 接地導体
２１，２２ 導体部
３１，３２ 矩形部
３３ 信号処理回路
４０ 整合素子
４１，４２，４３，４１ａ，４２ａ，４３ａ，４１ｂ，４２ｂ，４３ｂ 整合部
１００，１０１，１０２，１０１ａ，１０１ｂ，１１１〜１１９ 逆Ｆ平面アンテナ
２００，２１０ 逆Ｆ平面アンテナ装置
1 Printed
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記給電素子は、給電点の側に設けられた第１の矩形部と、前記放射素子の側に設けられた第２の矩形部とを含み構成され、
前記接地導体は、前記第１の矩形部の両側に配設され、
前記短絡素子は、前記給電素子の縦方向と同一方向に、前記放射素子と前記接地導体を連結するように配設され、
前記給電素子の縦方向と直交する横方向であって、前記第２の矩形部の左側及び右側のいずれか一方の前記短絡素子側に、前記短絡素子に到達しない所定の長さ及び所定の幅を有した整合素子が配設され、
前記整合素子は、前記放射素子の側に所定の長さを有した第１の整合部が配設され、前記接地導体の側に所定の長さを有した第２の整合部が配設され、前記第１の整合部の長さが前記第２に整合部の長さと異なる
逆Ｆ平面アンテナ。 Inverted F comprising an inverted F antenna conductor, each of which has a predetermined length and a predetermined width, each composed of a radiating element, a short-circuit element, and a feeding element, and a ground conductor disposed in the same plane as the inverted F antenna conductor. In planar antennas,
The feeding element includes a first rectangular portion provided on the feeding point side and a second rectangular portion provided on the radiating element side,
The ground conductor is disposed on both sides of the first rectangular portion,
The short-circuit element is arranged to connect the radiating element and the ground conductor in the same direction as the longitudinal direction of the feeding element,
A predetermined length and a predetermined width that do not reach the short- circuiting element on the short-circuiting element side on either the left side or the right side of the second rectangular portion in a horizontal direction orthogonal to the vertical direction of the power feeding element A matching element having
The matching element includes a first matching portion having a predetermined length on the radiation element side, and a second matching portion having a predetermined length on the ground conductor side. The inverted F-plane antenna, wherein a length of the first matching portion is different from a length of the second matching portion.
前記第２の整合部の下方又は前記第１の整合部の上方に所定の長さ及び所定の幅を有した第３の整合部が配設される請求項１に記載の逆Ｆ平面アンテナ。 The matching element is:
2. The inverted F-plane antenna according to claim 1, wherein a third matching portion having a predetermined length and a predetermined width is disposed below the second matching portion or above the first matching portion.
前記第１の矩形部の左側に配置された第１の導体部と、
前記第１の矩形部の右側に配置され、前記短絡素子に接続された第２の導体部とを有し、
少なくとも、前記第１の導体部の縦方向の長さが前記第２の導体部の縦方向の長さに対して可変調整される請求項１に記載の逆Ｆ平面アンテナ。 The ground conductor is
A first conductor portion disposed on the left side of the first rectangular portion;
A second conductor portion disposed on the right side of the first rectangular portion and connected to the short-circuit element;
2. The inverted F-plane antenna according to claim 1, wherein at least a longitudinal length of the first conductor portion is variably adjusted with respect to a longitudinal length of the second conductor portion.
少なくとも、第１の逆Ｆ平面アンテナと第２の逆Ｆ平面アンテナとが同一平面内に所定の距離を隔てて左右対称の向きもしくは同一の向きに配置され、
前記第１の及び第２の逆Ｆ平面アンテナが請求項１から３に記載のいずれかの逆Ｆ平面アンテナから成るアンテナ装置。 A plurality of radio modules are used on the transmission side and the reception side, and is a multi-input-multi-output antenna device connectable to the radio module,
At least the first inverted F-plane antenna and the second inverted F-plane antenna are arranged in a bilaterally symmetrical direction or the same direction with a predetermined distance in the same plane,
The antenna apparatus which the said 1st and 2nd inverted F plane antenna consists of an inverted F plane antenna in any one of Claim 1 to 3.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013179280A JP6241782B2 (en) | 2013-08-30 | 2013-08-30 | Inverted F-plane antenna and antenna device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013179280A JP6241782B2 (en) | 2013-08-30 | 2013-08-30 | Inverted F-plane antenna and antenna device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2015050517A JP2015050517A (en) | 2015-03-16 |
| JP6241782B2 true JP6241782B2 (en) | 2017-12-06 |
Family
ID=52700211
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013179280A Active JP6241782B2 (en) | 2013-08-30 | 2013-08-30 | Inverted F-plane antenna and antenna device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6241782B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU2020237489A1 (en) | 2019-03-12 | 2021-09-30 | Omnifi Inc. | Radically inexpensive and flexible wireless deployment system and method |
| WO2023054734A1 (en) * | 2021-09-28 | 2023-04-06 | 엘지전자 주식회사 | Antenna module disposed in vehicle |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20020126047A1 (en) * | 2001-03-07 | 2002-09-12 | Laureanti Steven J. | Planar inverted-F antenna |
| FI20020396A0 (en) * | 2002-03-01 | 2002-03-01 | Heikki Olavi Ryhaenen | More frequency antenna |
| JP3959396B2 (en) * | 2004-03-02 | 2007-08-15 | 株式会社東芝 | Antenna device and antenna system |
| JP2006319733A (en) * | 2005-05-13 | 2006-11-24 | Alps Electric Co Ltd | Strap with built-in antenna |
| US7450072B2 (en) * | 2006-03-28 | 2008-11-11 | Qualcomm Incorporated | Modified inverted-F antenna for wireless communication |
| JP4863378B2 (en) * | 2006-12-05 | 2012-01-25 | 独立行政法人情報通信研究機構 | Antenna device |
| TWI351787B (en) * | 2008-01-22 | 2011-11-01 | Asustek Comp Inc | Triple band antenna |
| SE533466C2 (en) * | 2009-02-04 | 2010-10-05 | Proant Ab | Antenna |
| US8614650B2 (en) * | 2009-03-31 | 2013-12-24 | Tyco Safety Products Canada Ltd. | Tunable inverted F antenna |
| JP2011176653A (en) * | 2010-02-25 | 2011-09-08 | Fujitsu Component Ltd | Antenna device |
| JP2012231417A (en) * | 2011-04-27 | 2012-11-22 | Fujitsu Component Ltd | Antenna device and electronic apparatus |
-
2013
- 2013-08-30 JP JP2013179280A patent/JP6241782B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2015050517A (en) | 2015-03-16 |
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