JP2008172455A - 帯域阻止フィルタ - Google Patents
帯域阻止フィルタ Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008172455A JP2008172455A JP2007002846A JP2007002846A JP2008172455A JP 2008172455 A JP2008172455 A JP 2008172455A JP 2007002846 A JP2007002846 A JP 2007002846A JP 2007002846 A JP2007002846 A JP 2007002846A JP 2008172455 A JP2008172455 A JP 2008172455A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transmission line
- frequency
- resonator
- microstrip transmission
- circuit board
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
【解決手段】帯域阻止フィルタは、誘電体下面にグランド層が形成された高周波回路基板3と、高周波回路基板3の誘電体上面に形成され、高周波信号を伝送する主マイクロストリップ伝送線路5と、高周波回路基板3の誘電体上面に、主マイクロストリップ伝送線路5に通過中心周波数の1/4波長となるマイクロストリップ伝送線路7aを平行配置して結合線路を形成し、マイクロストリップ伝送線路7aの両端に通過中心周波数の3/4波長となるマイクロストリップ伝送線路7bが電気的に接続された共振器6とを備えてなる。
【選択図】図1
Description
電子情報通信学会エレクトロニクスソサエティ大会C−2−100(2003)124頁
本発明は、上記従来技術の有する問題点に鑑みて創出されたものであり、小型でありながら、急峻な阻止特性と大きな阻止量とを得られる帯域阻止フィルタを提供することを目的とするものである。
すなわち、請求項1に記載の発明は、誘電体下面にグランド層が形成された高周波回路基板と、前記高周波回路基板の誘電体上面に形成され、高周波信号を伝送する主マイクロストリップ伝送線路と、前記高周波回路基板の誘電体上面に、通過中心周波数の1/4波長となるマイクロストリップ伝送線路を前記主マイクロストリップ伝送線路に平行配置して結合線路を形成し、前記マイクロストリップ伝送線路の両端に通過中心周波数の3/4波長となるマイクロストリップ伝送線路を電気的に接続した共振器とを備えてなることを特徴とする。
…式(3)
前記共振器のマイクロストリップ伝送線路の特性インピーダンスはZ、偶モードインピーダンスはZe、奇モードインピーダンスはZo、中心周波数はf0、減衰周波数はfpである。
図1において、本実施形態に係る帯域阻止フィルタ(以下、ノッチフィルタともいう。)は、箱型の金属ケース1を有しており、矩形の高周波回路基板3が複数のネジ4…で固定され、金属ケース1の側面の入出力端子取付孔には入出力端子2が取り付けられている。高周波回路基板3は、図3に示すように、誘電体3aの下面にグランド層3bが形成されている。
また、本実施形態に係るノッチフィルタは、共振器6の伝送線路7の曲部外側が斜めに形成されているので、共振器6の伝送線路7の曲部に高周波信号が滞留するのを防止して、実効行路差が生じないようにできる。
(1.電磁界解析)
まず、ノッチフィルタの周波数特性を電磁界解析した結果について図4を参照して説明する。
図4に、ノッチフィルタの周波数特性を電磁解析した結果を示す。
ここで、横軸に周波数(単位GHz)、縦軸に周波数特性(単位dB)を示している。
なお、共振器6の伝送線路7は長方形であり、高周波回路基板3は、比誘電率εr=2.2,誘電正接tanδ=0.009,誘電体厚b=0.38mm、主伝送線路5及び共振器6の伝送線路7は電解銅箔で厚みt=18μm(両面)、主伝送線路5と共振器6の伝送線路7の幅W=1.1mm,主伝送線路5と伝送線路7との間隔g=0.1mm,中心周波数の1波長λg=54.2mmである。
ノッチフィルタの高周波回路基板3内部の中心面内において電界ベクトルは、減衰周波数4.0537GHzで主伝送線路5に平行する共振器6の伝送線路7を中心に発生し、共振器6の伝送線路7の主伝送線路5側と、その反対側で電界ベクトルの向きが逆向きであり、また、電界ベクトルは、減衰周波数4.3744GHzで主伝送線路5に直交する側の伝送線路7の中間部を中心に発生し、共振器6の伝送線路7の対向する側で電界ベクトルの向きが逆向きであった。すなわち、減衰周波数4.0537GHzでは、電界は主伝送線路5から共振器6の伝送線路7に直角に伝わり、一方、減衰周波数4.3744GHzでは、電界は主伝送線路5から共振器6の伝送線路7に平行に伝わって、減衰周波数4.0537GHzは偶モード、減衰周波数4.3744GHzは奇モードに対応することがわかった。
次に、ノッチフィルタを回路解析して、減衰周波数の設定式を導くまでを説明する。
図5に、共振器6の結合線路となる伝送線路7aの電気長と帰還伝送線路となる伝送線路7bの電気長の関係を示す。
なお、共振器6の伝送線路7の特性インピーダンスをZとする。主伝送線路5と共振器6の伝送線路7の結合は、偶モードインピーダンスZeと奇モードインピーダンスZoによって表される。また、回路解析を容易にするため、結合線路となる伝送線路7aは偶モードと奇モードで電気長に差がないとして偶モード及び奇モードで共に2θとし、回帰伝送線路となる伝送線路7bの電気長を2φとする。
ここで、θとφの間にθ=3φの関係が成立したと仮定し、
ノッチフィルタの減衰周波数が成立する伝達特性S21=0となる条件で、上記のθ=3φを解くと、次の式(2)が得られる。
なお、以下の説明において、Z/Z0=Z´、Ze,o/Z0=Ze,o´、Ze´Zo´=Zp´、Ze´+Zo´=Zs´とする。
上述したように、式(2)は、特性インピーダンスZの2次方程式で、2次の係数は1であり、定数項Zp´(Ze´Zo´)が結合線路構造でのみで決まる。
そこで、式(2)を周波数の式に書き直すと次式(3)が得られ、所望の周波数位置に減衰周波数を設定できる。
次に、上記の減衰周波数の設定式(3)を使ってノッチフィルタを試作し、計算値と実測値との比較結果について説明する。
なお、ノッチフィルタの減衰周波数を5GHzとする。ノッチフィルタ作製に使用した高周波回路基板3は、比誘電率εr=2.2,誘電正接tanδ=0.009,誘電体厚b=0.381mm,導体は電解銅箔で厚みt=18μm(両面)である。結合線路は対称結合線路で、主伝送線路5と共振器6の伝送線路7の幅は同じW=100μmであり、結合線路長はλg/4@5GHzである。主伝送線路5と共振器6の伝送線路7の間隔はg=100μmである。これらの値から偶モードインピーダンスZe=61.806Ω、奇モードインピーダンスZo=38.32Ωとなる。
この式(4)をZ´について解くと次の値となる。
上記結果に基づいて、共振器6の伝送線路7の線路幅を1.16mm(50.1Ω)、線路長を44.1mmに設定してノッチフィルタを試作した。
ここで、横軸に周波数(単位GHz)、縦軸に周波数特性(単位dB)を示している。また、計算結果は減衰量について誘電体損、導体損、放射損が含まれていない。
図6(a)より、設計したノッチフィルタの計算結果では、周波数5GHzのみに減衰が起きていることがわかり、同様に図6(b)より、試作したノッチフィルタの実測結果でも周波数5GHzのみに減衰が見られる。また、試作ノッチフィルタは、実側結果から急峻な周波数特性であることが分かる。更に、設計ノッチフィルタの計算結果は減衰量に誘電体損、導体損、放射損が含まれていないことを考慮すると、減衰量の値は設計ノッチフィルタの計算値と試作ノッチフィルタの実測値とが略一致している。
ノッチフィルタの高周波回路基板3内部の中心面内において電界ベクトルは、減衰周波数4.978GHzで共振器6の正方形の伝送線路7を3角形に分けるように対向する角部を中心に逆向きに発生して、高周波回路基板3の誘電体3aの中に高周波のエネルギーが閉じ込められ外へ洩れにくいことが確認された。
次に、本実施例のノッチフィルタのデユアルモード特性について説明する。
上述したように、ノッチフィルタの減衰周波数が表される式(2)は、共振器6の特性インピーダンスZの2次方程式で、2次の係数は1であり、さらに、定数項Zp´(Ze´Zo´)が結合線路構造でのみで決まる。
図7(a)及び(b)に示すように、ノッチフィルタは、共振器6の特性インピーダンスZの値により減衰周波数が2つに分離したり、分離しなかったりする。例えば、ノッチフィルタは、共振器6の特性インピーダンスZが50Ωで減衰周波数が1つになり、特性インピーダンスZが39〜47Ω、特性インピーダンスZが52〜58Ωで2つに分離した減衰周波数が中心周波数位置と対称な周波数位置に発生する。更に、2つに分離した減衰周波数は、特性インピーダンスZ=50Ωを境に同じ周波数位置に減衰周波数を作る特性インピーダンスZが存在する。
ノッチフィルタが、阻止特性をもつためには、共振器6の正規化インピーダンスZ´が式(2)の2次方程式を満たさなければならない。上述したように、式(2)の2次の係数は1であり、さらに、定数項Zp´(Ze´Zo´)が結合線路構造でのみで決まる。従って、2次方程式の根と係数の関係から、相異なる共振器6の正規化インピーダンスZ´の積はZp´になる。
なお、結合線路は、上述したノッチフィルタの試作の場合と同じ回路とし、偶モードインピーダンスZe=61.806Ω及び奇モードインピーダンスZo=38.32Ωより、Zp´=0.94736となる。
例えば、共振器6の特性インピーダンスZ=42.8Ω(Z´=0.856)のノッチフィルタを作製した場合、減衰周波数は、4.9GHzと5.1GHzになる。Z=42.8Ωのノッチフィルタと同じ減衰周波数になる特性インピーダンスZは、
となる。したがって、Z=55.34Ωのノッチフィルタが、Z=42.8Ωのノッチフィルタと同じ減衰周波数4.9GHzと5.1GHzになると考えられる。図8に特性インピーダンスZ=42.8ΩのノッチフィルタとZ=55.34Ωのノッチフィルタの実測結果を示す。
次に、ノッチフィルタの共振器のQ値解析結果について説明する。
なお、共振器6の中心周波数をf0、中心周波数f0におけるピーク電力値の半値幅を与える周波数をf1、f2とすると、Qの等価式は、Q=f0/(f2−f1)と近似的に表される。これにより、上記周波数f1及びf2を数値解析及びシミュレーションにより算出してQ値を求める。
上述したように、ノッチフィルタの伝達係数S21は、伝送線路7aの電気長2θ、伝送線路7bの電気長2φとして次式(5)で表される。
…式(5)
上記周波数f1及びf2では、|S21|2=1/2が成立つので、α=tanθ、β=tanφ、特性インピーダンスZ0=50Ω、Ze,o´=Ze,o/Z0、Zp´=Ze´Zo´、Zs´=Ze´+Zo´、θ=3φとなる条件で、上記式(5)は、次式(6)で表される。
…式(6)
上記式(6)において、A=(2α2Z´+αβZs´)、B=(2βZp´+αZ´Zs´)、C=(2α2Zp´+αβZ´Zs´)、D=(αZs´+2βZ´)と置換えれば、次式(7)が成り立つ。
(A4−B4)(C4−D4)+4ABCD(AC2+BC2+AD2+BD2)=0
…式(7)
したがって、式(7)を用いて周波数f1及びf2を求めることができる。
ここで、特性インピーダンスZ0=50Ω、奇モードインピーダンスZo=40Ω、偶モードインピーダンスZe=60Ω、Ze,o´=Ze,o/Z0、Z´=Z/Z0=1、Zp´=Ze´Zo´=0.96、Zs´=Ze´+Zo´=2、β=α(3−α2)/(1−α2)として算出したA、B、C、及びDを式(7)に代入して、α=0.99398,1.00867を得られる。これにより、周波数f1及びf2は、
f1=tan−1(0.99398)×5GHz/45°=4.9808、
f2=tan−1(1.00867)×5GHz/45°=5.0275と算出される。
したがって、数値解析によるノッチフィルタのQ値は、Q=f0/(f2−f1)=5GHz/(5.0275GHz−4.9808GHz)=107.07となる。
なお、シミュレーション回路では、中心周波数5GHz、伝送線路7aの電気長90°、伝送線路7bの電気長270°、特性インピーダンスZ0=50Ω、奇モードインピーダンスZo=40Ω、偶モードインピーダンスZe=60Ωとした。
図9において、中心周波数f0は5.00004GHz、周波数f1及びf2は、4.97696GHz及び5.02312GHzとなっている。
したがって、シミュレーションによるノッチフィルタのQ値は、Q=f0/(f2−f1)=5.00004GHz/(5.02312GHz−4.97696GHz)=108.32となって、表1に示すように、数値解析によるQ値107.07と略一致する。
本発明のノッチフィルタは、小型でありながら、急峻な阻止特性と大きな阻止量とを得られるので、携帯電話、ラジオ、テレビ受像器、放送局及び基地局の無線設備等の高周波信号を用いる無線装置に広く利用でき、産業上の利用価値が高い。
3a 誘電体
3b グランド層
5 主マイクロストリップ伝送線路
6 デュアルモードリング共振器
7 マイクロストリップ伝送線路
7a マイクロストリップ伝送線路
7b マイクロストリップ伝送線路
Claims (7)
- 誘電体下面にグランド層が形成された高周波回路基板と、
前記高周波回路基板の誘電体上面に形成され、高周波信号を伝送する主マイクロストリップ伝送線路と、
前記高周波回路基板の誘電体上面に、通過中心周波数の1/4波長となるマイクロストリップ伝送線路を前記主マイクロストリップ伝送線路に平行配置して結合線路を形成し、前記マイクロストリップ伝送線路の両端に通過中心周波数の3/4波長となるマイクロストリップ伝送線路を電気的に接続した共振器とを備えてなる
ことを特徴とする帯域阻止フィルタ。 - 前記共振器は、略正方形のマイクロストリップ伝送線路から構成されていることを特徴とする請求項1に記載の帯域阻止フィルタ。
- 前記主マイクロストリップ伝送線路及び前記共振器のマイクロストリップ伝送線路は対称回路であることを特徴とする請求項1又は2に記載の帯域阻止フィルタ。
- 前記共振器は、デュアルモード共振器であることを特徴とする請求項1ないし3のいずれかに記載の帯域阻止フィルタ。
- 前記高周波回路基板は、PTFE基板、ガラスエポキシ基板またはアルミナ基板であることを特徴とする請求項1ないし4のいずれかに記載の帯域阻止フィルタ。
- 前記共振器の中心周波数f0は、5GHzであることを特徴とする請求項6に記載の帯域阻止フィルタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007002846A JP2008172455A (ja) | 2007-01-10 | 2007-01-10 | 帯域阻止フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007002846A JP2008172455A (ja) | 2007-01-10 | 2007-01-10 | 帯域阻止フィルタ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008172455A true JP2008172455A (ja) | 2008-07-24 |
Family
ID=39700139
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007002846A Pending JP2008172455A (ja) | 2007-01-10 | 2007-01-10 | 帯域阻止フィルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2008172455A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2022174364A1 (en) | 2021-02-18 | 2022-08-25 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Antenna for a wireless communication device and such a device |
CN115411475A (zh) * | 2022-09-02 | 2022-11-29 | 南方海洋科学与工程广东省实验室(湛江) | 一种可调片上毫米波带阻滤波器 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62112402A (ja) * | 1985-11-11 | 1987-05-23 | Murata Mfg Co Ltd | ストリツプラインフイルタ |
JPS62125014U (ja) * | 1986-01-30 | 1987-08-08 | ||
JPH03154432A (ja) * | 1989-11-10 | 1991-07-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波受信装置 |
WO2006022672A1 (en) * | 2004-07-30 | 2006-03-02 | Raytheon Company | Apparatus and methods for split-feed coupled-ring resonator-pair elliptic-function filters |
-
2007
- 2007-01-10 JP JP2007002846A patent/JP2008172455A/ja active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62112402A (ja) * | 1985-11-11 | 1987-05-23 | Murata Mfg Co Ltd | ストリツプラインフイルタ |
JPS62125014U (ja) * | 1986-01-30 | 1987-08-08 | ||
JPH03154432A (ja) * | 1989-11-10 | 1991-07-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波受信装置 |
WO2006022672A1 (en) * | 2004-07-30 | 2006-03-02 | Raytheon Company | Apparatus and methods for split-feed coupled-ring resonator-pair elliptic-function filters |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2022174364A1 (en) | 2021-02-18 | 2022-08-25 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Antenna for a wireless communication device and such a device |
EP4197063A4 (en) * | 2021-02-18 | 2023-10-04 | Huawei Technologies Co., Ltd. | ANTENNA FOR A WIRELESS COMMUNICATION DEVICE AND SUCH DEVICE |
CN115411475A (zh) * | 2022-09-02 | 2022-11-29 | 南方海洋科学与工程广东省实验室(湛江) | 一种可调片上毫米波带阻滤波器 |
CN115411475B (zh) * | 2022-09-02 | 2024-02-13 | 南方海洋科学与工程广东省实验室(湛江) | 一种可调片上毫米波带阻滤波器 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Zaman et al. | Narrow-band microwave filter using high-Q groove gap waveguide resonators with manufacturing flexibility and no sidewalls | |
EP3386027B1 (en) | Cavity type wireless frequency filter having cross-coupling notch structure | |
Chen et al. | Self-packaged millimeter-wave substrate integrated waveguide filter with asymmetric frequency response | |
Li et al. | Bandpass frequency selective structure with wideband spurious rejection | |
US11063330B2 (en) | Filter | |
Karimian et al. | Miniaturized composite right/left-handed stepped-impedance resonator bandpass filter | |
Dong et al. | Substrate integrated gap waveguide bandpass filters with high selectivity and wide stopband | |
JP2005260570A (ja) | マイクロストリップ線路導波管変換器 | |
WO2009067056A1 (en) | A filter for use in a wireless communications network | |
CN112424994B (zh) | 分支线耦合器及有源天线系统 | |
JP2001189612A (ja) | 共振器、共振素子、共振器装置、フィルタ、デュプレクサおよび通信装置 | |
KR100866978B1 (ko) | Te 모드 유전체 듀플렉서 | |
JP4148423B2 (ja) | 誘電体装置 | |
JP6720742B2 (ja) | 誘電体導波管型共振部品およびその特性調整方法 | |
JP2008172455A (ja) | 帯域阻止フィルタ | |
Avinash et al. | Compact dual-mode microstrip bandpass filters with transmission zeros using modified star shaped resonator | |
WO2014132657A1 (ja) | 有極型帯域通過フィルタ | |
Boutejdar et al. | Design and Improvement of Compact Half-Wavelength Band Pass Filter Employing Overlapped Slotted Ground Structure (SGS) and Multilayer Technique. | |
Al-Juboori et al. | Millimeter wave cross-coupled bandpass filter based on groove gap waveguide technology | |
Cheng et al. | Miniature dual-mode bandpass filters using hexagonal open-loop resonators with E-shaped stubs loading | |
KR20080016130A (ko) | 유전체 듀플렉서 | |
JP6239477B2 (ja) | 平面伝送線路・導波管変換装置 | |
JP2020072450A (ja) | 誘電体共振部品 | |
Xiao et al. | Right-angled triangular patch resonator and filter with fractal hole | |
JP2008199076A (ja) | 帯域阻止フィルタ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20091119 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100621 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101116 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110117 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110208 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110802 |