JP2008160450A - Phase synchronizing circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、位相同期ループ(Phase Locked Loop)やクロック・データ復元回路(Clock and Data Recovery Circuit; CDR)の収束を早めるための位相同期回路に関するものである。 The present invention relates to a phase locked loop for speeding up convergence of a phase locked loop and a clock and data recovery circuit (CDR).
近年、ディジタル情報への需要が増大するに伴い、高速かつ大容量データ伝送技術の必要性が急速に高まってきた。このような要求に対して、通信方式が従来のパラレルデータ伝送方式からシリアルデータ伝送方式へ移行している。高速シリアルデータ伝送方式では、受信したデータに同期したクロックを復元するクロック・データ復元回路は、重要な回路要素のひとつである。 In recent years, as the demand for digital information has increased, the need for high-speed and large-capacity data transmission technology has rapidly increased. In response to such a demand, the communication system has shifted from the conventional parallel data transmission system to the serial data transmission system. In the high-speed serial data transmission system, a clock / data restoration circuit that restores a clock synchronized with received data is one of important circuit elements.
下記の非特許文献1は、近年のクロック・データ復元回路の設計技術を提案している。この文献に論じられているクロック・データ復元回路は、電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator; VCO)の負担を軽減するために、Half-Rate 位相検出器(Phase Detector; PD)を用い、電圧制御発振器のコースチューニング(Coarse tuning)を、クロック・データ復元回路の外部から行っている。そして、ファインチューニングをクロック・データ復元回路内部で行うことで、データに同期したクロックを抽出している。 The following Non-Patent Document 1 proposes a design technique for a clock / data restoration circuit in recent years. The clock and data recovery circuit discussed in this document uses a half-rate phase detector (PD) to reduce the burden on the voltage controlled oscillator (VCO), and uses a voltage controlled oscillator (PD). Coarse tuning is performed from outside the clock and data recovery circuit. Then, fine tuning is performed in the clock / data restoration circuit to extract a clock synchronized with the data.
また、下記の非特許文献2では、位相検出器と周波数検出器(Frequency Detector; FD)によりクロック・データ復元回路を構成している。周波数検出器を用いるために、電圧制御発振器を4相クロックが発生可能な構造にしている。この周波数検出器により、コースチューニングを実現している。
コースチューニングを必要とするのは、ランダムデータをサンプリングする位相検出器の構成に基づいている。位相検出器は、入力データと復元したクロックの位相差を検知する回路である。データレートとクロックが同じ周波数の場合は、当然のことながらクロック・データ復元回路は収束するが、それ以外の場合収束しないおそれがある。例えば下記の場合(1)(2)が考えられる。
(1)データレートに対して、クロックが早い場合
データレートに対してクロックが早い場合、データに対する位相の誤差成分が増加しそれを補正するように、クロックの周波数を下げ、収束に向かうおうとする。しかし、クロックがデータレートに対して正の整数倍の場合は、ランダムなデータが入力された場合、クロック・データ復元回路のループはこの整数倍の周波数に収束する可能性がある。これを擬似ロックという。
(2)データレートに対して、クロックが遅い場合
前記(1)と同様にデータに対する位相の誤差成分の増加を補正するように、クロックの周波数を上げ、収束に向かおうとする。クロック・データ復元回路のループフィルタのカットオフ周波数は、ランダムデータに対応して設定する必要があり、ランダムデータ長やジッタ等を考慮して設定される。つまり、クロックに対して、データレートが遅い場合の収束に関しては、クロック・データ復元回路のループの設定が重要になる。
The need for coarse tuning is based on the configuration of a phase detector that samples random data. The phase detector is a circuit that detects the phase difference between the input data and the recovered clock. When the data rate and the clock have the same frequency, the clock / data restoration circuit naturally converges, but otherwise it may not converge. For example, the following cases (1) and (2) can be considered.
(1) When the clock is earlier than the data rate When the clock is earlier than the data rate, the frequency component of the phase with respect to the data is increased and the frequency of the clock is lowered so as to correct it. . However, when the clock is a positive integer multiple with respect to the data rate, if random data is input, the loop of the clock / data recovery circuit may converge to this integer multiple frequency. This is called a pseudo lock.
(2) When the clock is slow with respect to the data rate As in the case of (1), the clock frequency is increased so as to correct the increase in the phase error component with respect to the data, and the convergence is attempted. The cut-off frequency of the loop filter of the clock / data restoration circuit needs to be set corresponding to random data, and is set in consideration of random data length, jitter, and the like. In other words, regarding the convergence when the data rate is low with respect to the clock, it is important to set the loop of the clock / data restoration circuit.
また、クロック・データ復元回路の収束は電圧制御発振器の周波数特性にも大きく依存する。
本発明の目的は、電圧制御発振器を用いたクロック・データ復元回路などにおいて、電圧制御発振器の制御電圧の初期電圧変動や電源変動などがおき、ロックが外れるおそれのある場合でも、電圧制御発振器の周波数特性に依存しないで、速く収束させるためのコースチューニングを行うことができる位相同期回路を提供することにある。
Further, the convergence of the clock / data restoration circuit largely depends on the frequency characteristics of the voltage controlled oscillator.
It is an object of the present invention to provide a voltage-controlled oscillator that uses a voltage-controlled oscillator, such as an initial voltage fluctuation or power supply fluctuation in the control voltage of the voltage-controlled oscillator. An object of the present invention is to provide a phase locked loop circuit that can perform coarse tuning for fast convergence without depending on frequency characteristics.
本発明の位相同期回路は、電圧制御発振器の制御電圧を制御(コースチューニング)する制御電圧リカバリ回路を備えている。
前記制御電圧リカバリ回路は、制御電圧を入力電圧とする第一のシュミットトリガ回路と、前記制御電圧を入力電圧とする第二のシュミットトリガ回路とを有し、前記第一のシュミットトリガ回路の高いほうの論理閾値Vt1,h、低いほうの論理閾値Vt1,lと、第二のシュミットトリガ回路の高いほうの論理閾値Vt2,h、低いほうの論理閾値Vt2,lとの関係が、
Vt2,l<Vt1,l<Vt2,h<Vt1,h
であるものとする。
The phase synchronization circuit of the present invention includes a control voltage recovery circuit that controls (coarse tuning) the control voltage of the voltage controlled oscillator.
The control voltage recovery circuit includes a first Schmitt trigger circuit that uses the control voltage as an input voltage, and a second Schmitt trigger circuit that uses the control voltage as an input voltage, which is higher than the first Schmitt trigger circuit. The relationship between the lower logical threshold Vt1, h, the lower logical threshold Vt1, l, and the higher logical threshold Vt2, h and lower logical threshold Vt2, l of the second Schmitt trigger circuit is
Vt2, l <Vt1, l <Vt2, h <Vt1, h
Suppose that
前記制御電圧リカバリ回路は、制御電圧がVt2,hを下から上に超えた時点で制御を遮断し、制御電圧がVt1,lを上から下に超えた時点で制御を遮断するものである。
前記電圧制御発振器は、制御電圧と周波数との関係が、制御電圧が高いほど周波数が低くなる関係を有するものである場合、周波数がロックする範囲は、Vt2,lとVt1,lとの間に設定されており(請求項1)、前記電圧制御発振器は、制御電圧と周波数との関係が、制御電圧が高いほど周波数が高くなる関係を有するものである場合、周波数がロックする範囲は、Vt2,hとVt1,hとの間に設定されている(請求項2)。
The control voltage recovery circuit cuts off the control when the control voltage exceeds Vt2, h from the bottom to the top, and cuts off the control when the control voltage exceeds Vt1, l from the top to the bottom.
In the voltage controlled oscillator, when the relationship between the control voltage and the frequency is such that the higher the control voltage is, the lower the frequency is, and the frequency lock range is between Vt2, l and Vt1, l. In the voltage controlled oscillator, when the relationship between the control voltage and the frequency is such that the higher the control voltage is, the higher the frequency is, the range in which the frequency is locked is Vt2. , h and Vt1, h (claim 2).
請求項1の構成の場合、図6に収束までのイメージを示す。制御電圧Vctrlの初期値が、ロックする範囲すなわちファインチューニングのみ行われる範囲よりも大きく下がっている場合(Vctrl < Vt2,l)、制御電圧リカバリ回路がループフィルタに電流を供給し、制御電圧Vctrlをロック可能な範囲を超えるVt2,h に達するまで引き上げる(I)。制御電圧VctrlがVt2,hに達したとき、制御電圧リカバリ回路は制御を遮断する。これにより、クロック・データ復元回路CDRから切り離された状態になる。この後、入力データと復元されたクロックとの位相差を最小にするためにクロックの周波数をあげるように帰還がかかるため、Vctrlの電圧は下がる。通常のファインチューニングによるデータのロック可能な範囲に入る(II)。 In the case of the configuration of claim 1, an image until convergence is shown in FIG. When the initial value of the control voltage Vctrl is significantly lower than the locked range, that is, the range where only fine tuning is performed (Vctrl <Vt2, l), the control voltage recovery circuit supplies current to the loop filter, and the control voltage Vctrl Pull up until Vt2, h exceeds the lockable range (I). When the control voltage Vctrl reaches Vt2, h, the control voltage recovery circuit cuts off the control. As a result, the clock / data recovery circuit CDR is disconnected. Thereafter, in order to minimize the phase difference between the input data and the recovered clock, feedback is applied to increase the clock frequency, and thus the voltage of Vctrl decreases. The data can be locked by normal fine tuning (II).
制御電圧Vctrlの初期値が、ロックする範囲よりも大きく上っている場合(Vctrl > Vt1,h)、制御電圧リカバリ回路がループフィルタから電流を引き抜き、制御電圧Vctrlをロック可能な範囲にあるVt1,l に達するまで引き下げる(III)。制御電圧VctrlがVt1,lに達したとき、制御電圧リカバリ回路は制御を遮断する。この後、入力データと復元されたクロックとの位相差を最小にするためにクロックの周波数をあげるように帰還がかかるため、Vctrlの電圧は下がり、通常のファインチューニングによるデータのロック可能範囲に入る(IV)。 When the initial value of the control voltage Vctrl is larger than the lock range (Vctrl> Vt1, h), the control voltage recovery circuit draws the current from the loop filter and Vt1 is in the range where the control voltage Vctrl can be locked , l until it reaches l (III). When the control voltage Vctrl reaches Vt1, l, the control voltage recovery circuit cuts off the control. After this, since feedback is applied to increase the clock frequency to minimize the phase difference between the input data and the recovered clock, the voltage of Vctrl drops and enters the data lockable range by normal fine tuning. (IV).
請求項2の構成の場合、図11に、収束までのイメージを示す。制御電圧Vctrlの初期値が、ロックする範囲すなわちファインチューニングのみ行われる範囲よりも大きく下がっている場合(Vctrl < Vt2,l)、制御電圧リカバリ回路がループフィルタに電流を供給し、制御電圧Vctrlをロック可能な範囲を超えるVt2,h に達するまで引き上げる(V)。制御電圧VctrlがVt2,hに達したとき、制御電圧リカバリ回路は制御を遮断する。これにより、クロック・データ復元回路CDRから切り離された状態になる。この後、入力データと復元されたクロックとの位相差を最小にするためにクロックの周波数をあげるように帰還がかかるため、Vctrlの電圧は上がり、通常のファインチューニングによるデータのロック可能な範囲に入る(VI)。
In the case of the configuration of
制御電圧Vctrlの初期値が、ロックする範囲よりも大きく上っている場合(Vctrl > Vt1,h)は、制御電圧リカバリ回路がループフィルタから電流を引き抜き、制御電圧Vctrlをロック可能な範囲にあるVt1,l に達するまで引き下げる(VII)。制御電圧VctrlがVt1,lに達したとき、制御電圧リカバリ回路は制御を遮断する。この後、入力データと復元されたクロックとの位相差を最小にするためにクロックの周波数をあげるように帰還がかかるため、Vctrlの電圧は上がり、通常のファインチューニングによるデータのロック可能範囲に入る(IV)。 When the initial value of the control voltage Vctrl is larger than the lock range (Vctrl> Vt1, h), the control voltage recovery circuit draws the current from the loop filter and is within the lockable range of the control voltage Vctrl. Pull down until Vt1, l is reached (VII). When the control voltage Vctrl reaches Vt1, l, the control voltage recovery circuit cuts off the control. After this, feedback is applied to increase the clock frequency to minimize the phase difference between the input data and the recovered clock, so the voltage of Vctrl rises and enters the data lockable range by normal fine tuning. (IV).
本発明によれば、クロック・データ復元回路をすばやく所望の周波数に収束させ、所望のクロックを復元することが可能となる。電圧制御発振器の制御端子を少なくすることが可能で、かつ簡易な回路構成で収束範囲を決定する周波数検出器FDの働きをする。
また、データレートが変わる場合においても、想定する最低のデータレートの2倍の周波数を発振する電圧制御発振器の制御電圧以下に論理閾値を設定すれば、データレートが可変になっても収束する。
According to the present invention, it is possible to quickly converge the clock / data restoration circuit to a desired frequency and restore the desired clock. The control terminal of the voltage controlled oscillator can be reduced, and it functions as a frequency detector FD that determines the convergence range with a simple circuit configuration.
Even when the data rate changes, if the logic threshold is set below the control voltage of the voltage controlled oscillator that oscillates twice the assumed minimum data rate, the data rate will converge even if the data rate becomes variable.
本発明は、電子回路や通信回路の分野で、高速通信用の受信回路として利用することができる。 The present invention can be used as a receiving circuit for high-speed communication in the field of electronic circuits and communication circuits.
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図1は、本発明の実施形態に係るクロック・データ復元回路 (Clock and Data Recovery circuit; CDR)の全体構成を示すブロック図である。
クロック・データ復元回路は、ハーフレート位相検出器2(Half-Rate Phase Detector)、チャージポンプ3(Charge Pump; CP)、電圧制御発振器4(Voltage Controlled Oscillator; VCO)、ループフィルタ6(Loop Filter; LF)及びマルチプレクサ5(Multiplexer; MUX)を備えるとともに、本発明に特徴的な制御電圧リカバリ回路7を備えている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a clock and data recovery circuit (CDR) according to an embodiment of the present invention.
The clock and data recovery circuit includes a half-rate phase detector 2 (Charge Pump; CP), a voltage controlled oscillator 4 (Voltage Controlled Oscillator; VCO), and a loop filter 6 (Loop Filter; LF) and a multiplexer 5 (Multiplexer; MUX), and a control
ハーフレート位相検出器2の出力側はチャージポンプ3に接続され、チャージポンプ3の出力端とループフィルタ6と電圧制御発振器4の入力端と制御電圧リカバリ回路7とが配線8によりつながっている。このつながった配線8の電圧を制御電圧Vctrlという。ロック電圧はクロック・データ復元回路が入力データに対してロックしたときの制御電圧(Vctrl)である。電圧制御発振器4の出力クロック信号は、クロック・データ復元回路から取り出されるとともに、マルチプレクサ5に入力される。
The output side of the half-
ハーフレート位相検出器2には、LFSR(Linear Feedback Shift Register)等を用いた擬似ランダムデータストリームの1,0からなる入力信号Dinが入力される。その入力信号速度は限定されないが例えば1〜40Gbpsである。ハーフレート位相検出器2からチャージポンプ3には、位相誤差信号が出力される。このチャージポンプ3は、ファインチューニングを行うための回路であり、位相誤差に応じてコンデンサと抵抗からなるループフィルタ6に電荷を供給する。この電荷によって、前記制御電圧Vctrlが発生する。電圧制御発振器4は、この制御電圧Vctrlに応じた周波数のクロック信号を発生する回路で、電圧−周波数パターンに応じて二種類のタイプがある。これは図3を参照しながら後述する。マルチプレクサ5は、前記電圧制御発振器4から得られるクロック信号に基づいて入力信号をサンプリングする回路である。
The half-
制御電圧リカバリ回路7は、前記配線8に直結しており、ループフィルタ6に電荷を供給したり引き抜いたりすることにより制御電圧Vctrlを制御する。この制御電圧リカバリ回路7の機能を「コースチューニング(coarse tuning)」という。これに対して、チャージポンプ3の制御電圧制御機能を「ファインチューニング(fine tuning)」という。コースチューニングとファインチューニングとの違いは、コースチューニングのほうがファインチューニングよりも、供給される電流が大きく、チューニングスピードが速いことである。
The control
なお、コースチューニングを行う理由は、[発明が解決しようとする課題]の欄で述べたように、データレートに対して2倍以上のクロックで擬似ロックすることを防ぐためである。
図2は、制御電圧リカバリ回路7の回路図を示す。
制御電圧リカバリ回路7は、論理閾値の異なる2種のシュミットトリガ(Schmitt Trigger)回路SThigh,STlowを有し、合計4つの論理閾値を持つ。
The reason for performing the course tuning is to prevent pseudo-locking with a clock twice or more the data rate as described in the section “Problems to be solved by the invention”.
FIG. 2 shows a circuit diagram of the control
The control
ここで、シュミットトリガ回路とは、一般に、不感帯を有し、入出力にヒステリシス特性を持つ回路である。2つの論理閾値の間に入力電圧があるときは、前のそれぞれの論理閾値を越えていた場合の論理を出力する。
制御電圧リカバリ回路7の回路構成は、前記配線8の制御電圧Vctrlを入力とするシュミットトリガ回路SThigh及びシュミットトリガ回路STlow、NAND,AND各回路からなる論理回路、第1のスイッチSW1、これにつながれた第1の電流源11、第2のスイッチSW2、これにつながれた第2の電流源12からなる。すなわち、2つのシュミットトリガ回路の出力に基づいて、前記論理回路を介して、第1のスイッチSW1、第2のスイッチSW2にトリガトリガ信号を供給している。これらの第1のスイッチSW1、第2のスイッチSW2のトリガ電圧を“U1,U2”で示している。第1のスイッチSW1、第2のスイッチSW2の共通接続部は、前記配線8につながる。
Here, the Schmitt trigger circuit is generally a circuit having a dead zone and having hysteresis characteristics at the input and output. When there is an input voltage between two logic thresholds, the logic when the previous logic threshold is exceeded is output.
The circuit configuration of the control
第1のスイッチSW1の動作は、トリガ電圧U1がhigh(例えば5V)の場合オフ、low(例えば0V)の場合オンであり、第2のスイッチSW2の動作は、トリガ電圧U1がhighの場合オン、lowの場合オフである。この関係を表1に示している。 The operation of the first switch SW1 is off when the trigger voltage U1 is high (eg, 5V), and is on when the trigger voltage U1 is low (eg, 0V). The operation of the second switch SW2 is on when the trigger voltage U1 is high. When low, it is off. This relationship is shown in Table 1.
第1のスイッチSW1がオンの場合、第1の電流源11から配線8に電荷が供給される。第2のスイッチSW2がオンの場合、配線8から第2の電流源12に電荷が引き抜かれる。これによりコースチューニングが実施される。第1のスイッチSW1、第2のスイッチSW2ともにオフとなる場合は、電荷の出し入れはなくなる。この場合、チャージポンプ3から電荷が出し入れされることにより、ファインチューニングが実施される。なお、コースチューニング中もファインチューニングが実施されるが、制御電圧リカバリ回路7のチャージポンプ3の電流値は、第1の電流源11、第2の電流源12の電流値よりも少ないので、コースチューニング中のファインチューニングの効果は無視できる。
When the first switch SW <b> 1 is on, electric charge is supplied from the first
シュミットトリガ回路SThigh、シュミットトリガ回路STlowの各出力電圧と、第1のスイッチSW1、第2のスイッチSW2の動作状態との関係は、後に図7〜図10を参照して説明する。
図3は、電圧制御発振器4の周波数特性を示す。電圧制御発振器4は、周波数対制御電圧の傾きが正、負の2つのパターンがある。
The relationship between the output voltages of the Schmitt trigger circuit SThigh and the Schmitt trigger circuit STlow and the operation states of the first switch SW1 and the second switch SW2 will be described later with reference to FIGS.
FIG. 3 shows the frequency characteristics of the voltage controlled
図3(a)は、電圧制御発振器4の制御電圧Vctrlと周波数との関係が、制御電圧が高いほど周波数が低くなる関係を示す。図3(b)は、電圧制御発振器4の制御電圧Vctrlと周波数との関係が、制御電圧が高いほど周波数が高くなる関係を示す。
本発明では、シュミットトリガ回路を2つ組み合わせることとした。すなわち、シュミットトリガ回路SThighの高い論理閾値をVt1,h、低い論理閾値をVt1,lと書き、シュミットトリガ回路STlowの高い論理閾値をVt2,h、低い論理閾値をVt2,lと書く。これらを次の式の関係を満たすように設定する。
FIG. 3A shows the relationship between the control voltage Vctrl of the voltage controlled
In the present invention, two Schmitt trigger circuits are combined. That is, the high logic threshold of the Schmitt trigger circuit SThigh is written as Vt1, h, the low logic threshold is written as Vt1, l, the high logic threshold of the Schmitt trigger circuit STlow is written as Vt2, h, and the low logic threshold is written as Vt2, l. These are set so as to satisfy the relationship of the following expression.
Vt2,l<Vt1,l<Vt2,h<Vt1,h
4つの論理閾値の関係を図示すると、図4、図5のようになる。
ロック範囲は、図3(a)の制御電圧が高いほど周波数が低くなる電圧制御発振器4を用いた場合、図4のように
Vt2,l<Vctrl<Vt1,l
となるようにする。
Vt2, l <Vt1, l <Vt2, h <Vt1, h
The relationship between the four logical threshold values is illustrated in FIGS. 4 and 5.
When the voltage controlled
To be.
なお、図3(b)の制御電圧が高いほど周波数が高くなる電圧制御発振器4を用いた場合、ロック範囲は、図5には示すように、
Vt2,h<Vctrl<Vt1,h
となるようにする。
図4(a)、図5(a)は、電圧がロック電圧よりも低い状態にあり、コースチューニングにより電圧が上昇していく過程を示す。図4(b)、図5(b)は電圧がロック電圧よりも高い状態にあり、電圧がコースチューニングにより下降していく過程を示す。
When the voltage controlled
Vt2, h <Vctrl <Vt1, h
To be.
4 (a) and 5 (a) show a process in which the voltage is lower than the lock voltage and the voltage rises due to coarse tuning. 4 (b) and 5 (b) show a process in which the voltage is higher than the lock voltage and the voltage is lowered by coarse tuning.
図4(a)の場合、電圧が上昇していく過程で制御電圧VctrlがVt2,hに達するとシュミットトリガ回路の出力がlowになる。このときリカバリ回路をOFFすると、制御電圧Vctrlは、入力データと復元されたクロックとの位相差を最小にするためにクロックの周波数をあげるように帰還がかかるため、下降し、ロック範囲であるVt2,lとVt1,lとの間に入っていく。 In the case of FIG. 4A, when the control voltage Vctrl reaches Vt2, h in the process of increasing the voltage, the output of the Schmitt trigger circuit becomes low. At this time, when the recovery circuit is turned OFF, the control voltage Vctrl is lowered to increase the clock frequency in order to minimize the phase difference between the input data and the recovered clock. , l and Vt1, l.
ところが、大きなノイズなどが入って電圧がロック電圧よりも高い状態になると、図4(b)に示すように、電圧が下降してく過程で制御電圧VctrlがVt1,lに達し(このときVt2,hは見えない)、シュミットトリガ回路の出力がhighになる。このときリカバリ回路がOFFされる。制御電圧Vctrlは、Vt2,lとVt1,lとの間に入ることができる。したがって、ロック状態に入ることができる。 However, when a large noise enters and the voltage becomes higher than the lock voltage, the control voltage Vctrl reaches Vt1, l in the process of decreasing the voltage as shown in FIG. 4 (b) (at this time, Vt2, h cannot be seen), and the output of the Schmitt trigger circuit goes high. At this time, the recovery circuit is turned off. The control voltage Vctrl can fall between Vt2, l and Vt1, l. Therefore, the locked state can be entered.
図5(a)の場合、電圧が上昇していく過程で制御電圧VctrlがVt2,hに達するとシュミットトリガ回路の出力がlowになる。このときリカバリ回路をOFFすると、制御電圧Vctrlは、Vt2,hとVt1,hとの間に入る。したがって、ロック状態に入ることができる。
ところが、大きなノイズなどが入って電圧がロック電圧よりも高くなると、図5(b)に示すように、電圧が下降してく過程で制御電圧VctrlがVt1,lに達し(このときVt2,hは見えない)、シュミットトリガ回路の出力がhighになる。このときリカバリ回路がOFFされる。この後、制御電圧Vctrlは、入力データと復元されたクロックとの位相差を最小にするためにクロックの周波数をあげるように帰還がかかるため、Vt1,l付近から上昇し、ロック範囲であるVt2,hとVt1,hとの間に入っていく。
(A)制御電圧Vctrlの挙動(No.1)
以下、図3(a)の電圧制御発振器4の電圧と周波数との関係が、電圧が高いほど周波数が低くなる関係を持った電圧制御発振器4を用い、収束する電圧をVt1,lとVt2,lの間に設定している場合を想定して、制御電圧の挙動を説明する。
In the case of FIG. 5A, when the control voltage Vctrl reaches Vt2, h in the process of increasing the voltage, the output of the Schmitt trigger circuit becomes low. When the recovery circuit is turned off at this time, the control voltage Vctrl enters between Vt2, h and Vt1, h. Therefore, the locked state can be entered.
However, when a large noise or the like enters and the voltage becomes higher than the lock voltage, the control voltage Vctrl reaches Vt1, l as the voltage drops as shown in FIG. 5 (b) (at this time Vt2, h is The output of the Schmitt trigger circuit goes high. At this time, the recovery circuit is turned off. After that, the control voltage Vctrl is fed back so as to increase the frequency of the clock in order to minimize the phase difference between the input data and the recovered clock. , h and Vt1, h.
(A) Behavior of control voltage Vctrl (No.1)
Hereinafter, the voltage-controlled
図6は制御電圧Vctrlの挙動(No.1) を示すグラフである。
(A-1)Initial Vctrl < locked Vctrlの場合(図6(a))
擬似ロックする可能性のある範囲は、Vt2,lの下の範囲であるとする。まず制御電圧Vctrlの初期電圧Initial VctrlがVt2,lよりも十分低い場合、制御電圧Vctrlを持ち上げるために、制御電圧リカバリ回路7からループフィルタ6に電荷を供給し、電圧を上昇させる。これにより擬似ロックを防ぐ。
FIG. 6 is a graph showing the behavior (No. 1) of the control voltage Vctrl.
(A-1) Initial Vctrl <locked Vctrl (Fig. 6 (a))
The range that can be pseudo-locked is the range below Vt2, l. First, when the initial voltage Initial Vctrl of the control voltage Vctrl is sufficiently lower than Vt2,1, charge is supplied from the control
図7は、この電荷を供給している状態を示す制御電圧リカバリ回路7の動作説明図である。シュミットトリガ回路を入力側から見た場合、図7(b)に示すように、その論理閾値はVt2,h とVt1,hとしか見えない。したがって、制御電圧Vctrlはいずれの論理閾値よりも低くなっており、図7(a)に示すように、2つのシュミットトリガ回路の出力はともにhigh状態(実線)になる。よって、第1のスイッチSW1に供給されるトリガ電圧、第2のスイッチSW2に供給されるトリガ電圧はともにlowになり、第1のスイッチSW1はオン、第2のスイッチSW2はオフとなる。したがって、ループフィルタ6に電荷が供給され、電圧は上昇する。
FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the control
図8は、制御電圧VctrlがVt2,hを越えた場合を示す。このときシュミットトリガ回路SThighの出力はhigh状態(実線)であるが、シュミットトリガ回路STlowの出力はlow状態(破線)になる。よって、図8(a)に示すように、第1のスイッチSW1に供給されるトリガ電圧はhigh、第2のスイッチSW2に供給されるトリガ電圧はlowになり、第1のスイッチSW1はオフ、第2のスイッチSW2もオフとなる(つまりリカバリ回路が遮断される。)。リカバリ回路からループフィルタ6への電荷は停止される。その結果、制御電圧Vctrlは、入力データと復元されたクロックとの位相差を最小にするためにクロックの周波数をあげるように帰還がかかるため、下降して、ロック範囲である
Vt2,l<Vctrl<Vt1,l
の中に入り、チャージポンプ3によるファインチューニングのみ行われる。
FIG. 8 shows a case where the control voltage Vctrl exceeds Vt2, h. At this time, the output of the Schmitt trigger circuit SThigh is in the high state (solid line), but the output of the Schmitt trigger circuit STlow is in the low state (broken line). Therefore, as shown in FIG. 8A, the trigger voltage supplied to the first switch SW1 is high, the trigger voltage supplied to the second switch SW2 is low, and the first switch SW1 is off. The second switch SW2 is also turned off (that is, the recovery circuit is shut off). The charge from the recovery circuit to the
Only fine tuning by the
(A-2)Initial Vctrl > locked Vctrlの場合(図6(b))
制御電圧VctrlがVt1,hよりも高い電圧にある場合、リカバリ回路によって、制御電圧Vctrlを下げるためにループフィルタ6の電荷を引き抜く。
図9は、この電荷を引き抜いている状態を示す動作説明図である。シュミットトリガ回路を入力側から見た場合、図9(b)に示すようにその論理閾値はVt2,l とVt1,lとしか見えない。したがって、制御電圧Vctrlはいずれの論理閾値よりも高く、2つのシュミットトリガ回路の出力はlow状態(破線)になる。よって、第1のスイッチSW1に供給されるトリガ電圧、第2のスイッチSW2に供給されるトリガ電圧はともにhighになり、第1のスイッチSW1はオフ、第2のスイッチSW2はオンとなる(図9(a))。よってループフィルタ6から電荷が引き抜かれ、電圧は下降する。
(A-2) Initial Vctrl> locked Vctrl (Fig. 6 (b))
When the control voltage Vctrl is higher than Vt1, h, the recovery circuit pulls out the charge of the
FIG. 9 is an operation explanatory diagram showing a state in which this electric charge is extracted. When the Schmitt trigger circuit is viewed from the input side, as shown in FIG. 9B, the logical thresholds are only visible as Vt2, l and Vt1, l. Therefore, the control voltage Vctrl is higher than any logic threshold value, and the outputs of the two Schmitt trigger circuits are in a low state (broken line). Therefore, the trigger voltage supplied to the first switch SW1 and the trigger voltage supplied to the second switch SW2 are both high, the first switch SW1 is off, and the second switch SW2 is on (FIG. 9 (a)). Accordingly, electric charges are extracted from the
図10は、制御電圧VctrlがVt1,lを下回った場合を示す。このときシュミットトリガ回路SThighの出力はhigh状態(実線)であるが、シュミットトリガ回路STlowの出力はlow状態(破線)になる。よって、第1のスイッチSW1に供給されるトリガ電圧はhigh、第2のスイッチSW2に供給されるトリガ電圧はlowになり、第1のスイッチSW1はオフ、第2のスイッチSW2はオフとなる(図10(a))。リカバリ回路からループフィルタ6への電荷は停止される。その結果、制御電圧Vctrlは、図6(b)のIVに示すように、ロック範囲である
Vt2,l<Vctrl<Vt1,l
の中に入り、ロック状態となりチャージポンプ3によるファインチューニングのみ行われる。
(B)制御電圧Vctrlの挙動(No.2)
以下、図3(b)に示した電圧制御発振器4の電圧と周波数との関係が、電圧が高いほど周波数が高くなる関係を持った電圧制御発振器4を用い、収束する範囲をVt1,hとVt2,hの間に設定している場合を想定して説明する。
FIG. 10 shows a case where the control voltage Vctrl is lower than Vt1, l. At this time, the output of the Schmitt trigger circuit SThigh is in the high state (solid line), but the output of the Schmitt trigger circuit STlow is in the low state (broken line). Therefore, the trigger voltage supplied to the first switch SW1 is high, the trigger voltage supplied to the second switch SW2 is low, the first switch SW1 is off, and the second switch SW2 is off ( FIG. 10 (a)). The charge from the recovery circuit to the
, Enters a locked state, and only fine tuning by the
(B) Behavior of control voltage Vctrl (No. 2)
Hereinafter, the voltage-controlled
図11はこの場合の制御電圧Vctrlの挙動(No.2) を示すグラフである。
(B-1)Initial Vctrl < locked Vctrlの場合(図11(a))
まず制御電圧Vctrlの初期電圧Initial VctrlがVt2,h よりも低い場合、制御電圧Vctrlを持ち上げるために、制御電圧リカバリ回路7からループフィルタ6に電荷を供給し、電圧を上昇させる。
FIG. 11 is a graph showing the behavior (No. 2) of the control voltage Vctrl in this case.
(B-1) Initial Vctrl <locked Vctrl (Fig. 11 (a))
First, when the initial voltage Initial Vctrl of the control voltage Vctrl is lower than Vt2, h, charge is supplied from the control
2つのシュミットトリガ回路の論理閾値はVt1,hとVt2,hしか見えない。したがって、Vt2,hでリカバリ回路がOFFするように、論理回路を設定する。
具体的には、制御電圧Vctrlがいずれの論理閾値よりも低い場合、制御電圧リカバリ回路7の2つのシュミットトリガ回路の出力がhigh状態になるようにする(図12)。よって、第1のスイッチSW1に供給されるトリガ電圧、第2のスイッチSW2に供給されるトリガ電圧はともにlowになり、第1のスイッチSW1はオン、第2のスイッチSW2はオフとなる。ループフィルタ6に電荷が供給され、電圧は上昇する。
The logic thresholds of the two Schmitt trigger circuits are only visible as Vt1, h and Vt2, h. Therefore, the logic circuit is set so that the recovery circuit is turned off at Vt2, h.
Specifically, when the control voltage Vctrl is lower than any logic threshold, the outputs of the two Schmitt trigger circuits of the control
制御電圧VctrlがVt2,hを上回った場合、図13に示すように、シュミットトリガ回路SThighの出力はhigh状態であるが、シュミットトリガ回路STlowの出力はlow状態になる。よって、第1のスイッチSW1に供給されるトリガ電圧はhigh、第2のスイッチSW2に供給されるトリガ電圧はlowになり、第1のスイッチSW1、第2のスイッチSW2ともにオフとなる。リカバリ回路からループフィルタ6への電荷は停止される。その結果、制御電圧Vctrlは、図11(b)のVIに示すように、
Vt2,h<Vctrl<Vt1,h
の中に入り、ロックされ、チャージポンプ3によるファインチューニングのみ行われる。
When the control voltage Vctrl exceeds Vt2, h, as shown in FIG. 13, the output of the Schmitt trigger circuit SThigh is in the high state, but the output of the Schmitt trigger circuit STlow is in the low state. Therefore, the trigger voltage supplied to the first switch SW1 is high, the trigger voltage supplied to the second switch SW2 is low, and both the first switch SW1 and the second switch SW2 are turned off. The charge from the recovery circuit to the
Vt2, h <Vctrl <Vt1, h
And is locked, and only fine tuning by the
(B-2)Initial Vctrl > locked Vctrlの場合(図11(b))
制御電圧VctrlがVt1,lよりも高い電圧にある場合、リカバリ回路によって、制御電圧Vctrlを下げるためにループフィルタ6の電荷を引き抜く。
図14(b)はこの場合の制御電圧Vctrlの挙動(No.2) を示すグラフである。
制御電圧VctrlがVt1,hよりも高い電圧にある場合、リカバリ回路で電圧を下げるわけであるが、シュミットトリガ回路の論理閾値は、Vt1,lとVt2,lしか見えない。
(B-2) Initial Vctrl> locked Vctrl (Figure 11 (b))
When the control voltage Vctrl is higher than Vt1, l, the recovery circuit extracts the charge of the
FIG. 14B is a graph showing the behavior (No. 2) of the control voltage Vctrl in this case.
When the control voltage Vctrl is higher than Vt1, h, the voltage is lowered by the recovery circuit. However, the logic threshold values of the Schmitt trigger circuit are only Vt1, l and Vt2, l.
したがって、制御電圧Vctrlはいずれの論理閾値よりも高く、2つのシュミットトリガ回路の出力はlow状態になる。よって、第1のスイッチSW1に供給されるトリガ電圧、第2のスイッチSW2に供給されるトリガ電圧はともにhighになり、第1のスイッチSW1はオフ、第2のスイッチSW2はオンとなる。よってリカバリ回路は、図14(a)に示すように、制御電圧Vctrlを下げるためにループフィルタ6の電荷を引き抜き、制御電圧Vctrlは下降する。
Therefore, the control voltage Vctrl is higher than any logic threshold, and the outputs of the two Schmitt trigger circuits are in the low state. Therefore, the trigger voltage supplied to the first switch SW1 and the trigger voltage supplied to the second switch SW2 are both high, the first switch SW1 is off, and the second switch SW2 is on. Therefore, as shown in FIG. 14A, the recovery circuit draws out the charge of the
制御電圧VctrlがVt1,lを下回ったとき(図15(a))、シュミットトリガ回路SThighの出力はhigh状態になるが、シュミットトリガ回路STlowの出力はlow状態(破線)のままである。よって、第1のスイッチSW1に供給されるトリガ電圧はhigh、第2のスイッチSW2に供給されるトリガ電圧はlowになり、第1のスイッチSW1はオフ、第2のスイッチSW2はオフとなる(図15(a))。リカバリ回路からループフィルタ6への電荷は停止される。その結果、制御電圧Vctrlは、入力データと復元されたクロックとの位相差を最小にするためにクロックの周波数をあげるように帰還がかかるため、上昇し、図11(b)のVIIIに示すように、ロック範囲である
Vt2,l<Vctrl<Vt1,l
の中に入り、ロック状態となりチャージポンプ3によるファインチューニングのみ行われる。
When the control voltage Vctrl falls below Vt1, l (FIG. 15 (a)), the output of the Schmitt trigger circuit SThigh is in the high state, but the output of the Schmitt trigger circuit STlow remains in the low state (broken line). Therefore, the trigger voltage supplied to the first switch SW1 is high, the trigger voltage supplied to the second switch SW2 is low, the first switch SW1 is off, and the second switch SW2 is off ( FIG. 15 (a)). The charge from the recovery circuit to the
, Enters a locked state, and only fine tuning by the
以上のように、Vt2,l<Vt1,l<Vt2,h<Vt1,hの関係にある4つの閾値と、ロックする範囲(Vt2,lとVt1,lとの間またはVt2,hとVt1,hとの間)との関係を利用して、制御電圧リカバリ回路の制御を遮断することができる。 As described above, the four threshold values in the relationship of Vt2, l <Vt1, l <Vt2, h <Vt1, h and the lock range (between Vt2, l and Vt1, l or Vt2, h and Vt1, l The control of the control voltage recovery circuit can be cut off using the relationship between
2 ハーフレート位相検出器(Half-Rate Phase Detector)
3 チャージポンプ(Charge Pump; CP)
4 電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator; VCO)
5 マルチプレクサ(Multiplexer; MUX)
6 ループフィルタ(Loop Filter)
7 制御電圧リカバリ回路
11 第1の電流源
12 第2の電流源
SW1 第1のスイッチ
SW2 第2のスイッチ
2 Half-Rate Phase Detector
3 Charge Pump (CP)
4 Voltage Controlled Oscillator (VCO)
5 Multiplexer (MUX)
6 Loop Filter
7 Control
Claims (2)
前記電圧制御発振器の制御電圧を制御する制御電圧リカバリ回路を備え、
前記電圧制御発振器は、制御電圧と周波数との関係が、制御電圧が高いほど周波数が低くなる関係を有するものであり、
前記制御電圧リカバリ回路は、
制御電圧を入力電圧とする第一のシュミットトリガ回路と、前記制御電圧を入力電圧とする第二のシュミットトリガ回路とを有し、
前記第一のシュミットトリガ回路の高いほうの論理閾値Vt1,h、低いほうの論理閾値Vt1,lと、第二のシュミットトリガ回路の高いほうの論理閾値Vt2,h、低いほうの論理閾値Vt2,lとの関係が、
Vt2,l<Vt1,l<Vt2,h<Vt1,h
であり、
周波数がロックする範囲は、Vt2,lとVt1,lとの間に設定されており、
前記制御電圧リカバリ回路は、制御電圧がVt2,hを下から上に超えた時点で制御を遮断し、制御電圧がVt1,lを上から下に超えた時点で制御を遮断するものであることを特徴とする位相同期回路。 In a phase synchronization circuit comprising a phase detector and a voltage controlled oscillator,
A control voltage recovery circuit for controlling a control voltage of the voltage controlled oscillator;
The voltage-controlled oscillator has a relationship between the control voltage and the frequency, the higher the control voltage, the lower the frequency,
The control voltage recovery circuit includes:
A first Schmitt trigger circuit having a control voltage as an input voltage, and a second Schmitt trigger circuit having the control voltage as an input voltage,
The first Schmitt trigger circuit has a higher logic threshold Vt1, h, a lower logic threshold Vt1, l, a second Schmitt trigger circuit has a higher logic threshold Vt2, h, and a lower logic threshold Vt2, h. relationship with l
Vt2, l <Vt1, l <Vt2, h <Vt1, h
And
The frequency lock range is set between Vt2, l and Vt1, l,
The control voltage recovery circuit cuts off the control when the control voltage exceeds Vt2, h from the bottom to the top, and cuts off the control when the control voltage exceeds Vt1, l from the top to the bottom. A phase synchronization circuit characterized by the above.
前記電圧制御発振器の制御電圧を制御する制御電圧リカバリ回路を備え、
前記電圧制御発振器は、制御電圧と周波数との関係が、制御電圧が高いほど周波数が高くなる関係を有するものであり、
前記制御電圧リカバリ回路は、
制御電圧を入力電圧とする第一のシュミットトリガ回路と、前記制御電圧を入力電圧とする第二のシュミットトリガ回路とを有し、
前記第一のシュミットトリガ回路の高いほうの論理閾値Vt1,h、低いほうの論理閾値Vt1,lと、第二のシュミットトリガ回路の高いほうの論理閾値Vt2,h、低いほうの論理閾値Vt2,lとの関係が、
Vt2,l<Vt1,l<Vt2,h<Vt1,h
であり、
周波数がロックする範囲は、Vt2,hとVt1,hとの間に設定されており、
前記制御電圧リカバリ回路は、制御電圧がVt2,hを下から上に超えた時点で制御を遮断し、制御電圧がVt1,lを上から下に超えた時点で制御を遮断するものであることを特徴とする位相同期回路。 In a phase synchronization circuit comprising a phase detector and a voltage controlled oscillator,
A control voltage recovery circuit for controlling a control voltage of the voltage controlled oscillator;
The voltage-controlled oscillator has a relationship between the control voltage and the frequency, the higher the control voltage, the higher the frequency,
The control voltage recovery circuit includes:
A first Schmitt trigger circuit having a control voltage as an input voltage, and a second Schmitt trigger circuit having the control voltage as an input voltage,
The first Schmitt trigger circuit has a higher logic threshold Vt1, h, a lower logic threshold Vt1, l, a second Schmitt trigger circuit has a higher logic threshold Vt2, h, and a lower logic threshold Vt2, h. relationship with l
Vt2, l <Vt1, l <Vt2, h <Vt1, h
And
The frequency lock range is set between Vt2, h and Vt1, h.
The control voltage recovery circuit cuts off the control when the control voltage exceeds Vt2, h from the bottom to the top, and cuts off the control when the control voltage exceeds Vt1, l from the top to the bottom. A phase synchronization circuit characterized by the above.
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