JP2008157917A - Circuit for detecting capacity difference - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、MEMS(Micro Electro Mechanical Systems)センサの微小容量変化を検出する容量差検出回路に関する。 The present invention relates to a capacitance difference detection circuit that detects a minute capacitance change of a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) sensor.
従来のMEMSセンサの微小容量変化を検出する容量差検出回路として、例えば、センサ容量を利用した2つのLC発振回路と、その差周波数を生成するミキサ回路と、このミキサ回路出力の周波数を電圧に変換するF/V変換(例えばPLL)回路と、を備えるものがある(例えば、特許文献1参照。)。 As a capacitance difference detection circuit for detecting a minute capacitance change of a conventional MEMS sensor, for example, two LC oscillation circuits using the sensor capacitance, a mixer circuit for generating the difference frequency, and the frequency of the output of the mixer circuit as a voltage An F / V conversion (for example, PLL) circuit for conversion is provided (for example, see Patent Document 1).
上記従来の容量差検出回路は、例えば、PLL回路を用いるため、構成が複雑であり、消費電力も大きいという問題がある。 Since the conventional capacitance difference detection circuit uses, for example, a PLL circuit, there is a problem that the configuration is complicated and the power consumption is large.
また、他の従来の容量差検出回路は、主増幅器と、補償電圧生成回路と、サンプルホールド回路とを設けて微少容量検出回路を構成する。MEMSセンサの2つの可変容量キャパシタを放電クリア状態とし、この状態で、スイッチドキャパシタ回路がオフセット電圧を出力する。そして、補償電圧生成回路が該主増幅器を介して該オフセット電圧を検出しオフセット電圧を零にする補償電圧を生成し、サンプルホールド回路が補償電圧をサンプルホールドする。次に、2つの該可変容量キャパシタの容量差を電圧に変換して該スイッチドキャパシタ回路からの補償電圧で容量差電圧のオフセット電圧成分を除去してノイズやドリフトが抑制された容量差電圧を増幅し出力する(例えば、特許文献2参照。)。 Another conventional capacitance difference detection circuit includes a main amplifier, a compensation voltage generation circuit, and a sample hold circuit to constitute a minute capacitance detection circuit. The two variable capacitors of the MEMS sensor are set in a discharge clear state, and in this state, the switched capacitor circuit outputs an offset voltage. A compensation voltage generation circuit detects the offset voltage via the main amplifier and generates a compensation voltage that makes the offset voltage zero, and a sample hold circuit samples and holds the compensation voltage. Next, the capacitance difference voltage in which noise and drift are suppressed by converting the capacitance difference between the two variable capacitance capacitors into a voltage and removing the offset voltage component of the capacitance difference voltage with the compensation voltage from the switched capacitor circuit. Amplified and output (for example, see Patent Document 2).
上記従来の容量差検出回路は、スイッチドキャパシタ回路での検出ゲインは、ゲインと検出回路側の帰還容量の値で変動し、この帰還容量のばらつきが検出ゲインばらつきとなる。 In the above-described conventional capacitance difference detection circuit, the detection gain in the switched capacitor circuit varies depending on the gain and the value of the feedback capacitance on the detection circuit side, and the variation in the feedback capacitance becomes the detection gain variation.
また、上記従来の容量差検出回路は、可変容量キャパシタの共通端子はスイッチドキャパシタアンプの動作に非常に敏感な反転入力端子(仮想接地点)に接続する必要がある。通常、センサから該反転入力端子までの配線は長くなるため、外乱の影響を非常に受けることになる。また、配線の寄生容量などにより当該アンプが発振し検出が不能となる可能性がある。 In the conventional capacitance difference detection circuit, the common terminal of the variable capacitor needs to be connected to an inverting input terminal (virtual ground point) that is very sensitive to the operation of the switched capacitor amplifier. Usually, since the wiring from the sensor to the inverting input terminal is long, it is extremely affected by disturbance. Further, the amplifier may oscillate due to the parasitic capacitance of the wiring, and detection may be impossible.
また、上記従来の容量差検出回路は、スイッチドキャパシタアンプの帰還路スイッチの寄生容量によるオフセットを低減するためにセンサ入力側に多くのスイッチ部品を配置する。このため、スイッチのオン抵抗のばらつきやスイッチング時間のばらつきが大きなオフセットを生じる可能性がある。
本発明は、消費電流を低減しつつ、微小な容量変化をより高速かつ高精度で検出することが可能な容量差検出回路を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a capacitance difference detection circuit capable of detecting a minute capacitance change at higher speed and higher accuracy while reducing current consumption.
本発明の一態様に係る実施例に従った容量差検出回路は、
その容量値の和が一定となる第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した信号を出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第1、第2の可変容量キャパシタに充電電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第1、第2の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第1の可変容量キャパシタに充電された第1の充電電圧、および第2の可変容量キャパシタに充電された第2の充電電圧を検出するチョッパ型アンプと、
前記チョッパ型アンプの出力に接続され、前記第1の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドする第1のサンプルホールド回路と、
前記チョッパ型アンプの出力に接続され、前記第2の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドする第2のサンプルホールド回路と、
前記第1のサンプルホールド回路の出力が反転入力端子に入力されるとともに、前記第2のサンプルホールド回路の出力が非反転入力端子に入力され、信号を前記出力端子に出力する差動増幅回路と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第1の可変容量キャパシタに前記第1の充電電圧が充電されている期間中にこの第1の充電電圧を検出するとともに前記第2の可変容量キャパシタに前記第2の充電電圧が充電されている期間中にこの第2の充電電圧を検出するように、前記チョッパ型アンプを制御するゲートパルス信号を出力し、
前記第1の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第1のサンプルホールド回路を制御する第1のサンプルパルス信号を出力し、
前記第2の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第2のサンプルホールド回路を制御する第2のサンプルパルス信号を出力することを特徴とする。
A capacitance difference detection circuit according to an embodiment of one aspect of the present invention includes:
Capacitors for detecting the voltages charged to the first variable capacitor and the second variable capacitor whose sum of the capacitance values is constant, and outputting signals corresponding to these voltages to the output terminals, respectively. A difference detection circuit,
A current source for supplying a charging current to the first and second variable capacitors;
The current source is connected between the current source and the first and second variable capacitors, and the current output from the current source is supplied complementarily to the first variable capacitor and the second variable capacitor. A current changeover switch circuit that performs a changeover operation to
A chopper type amplifier for detecting a first charging voltage charged in the first variable capacitor and a second charging voltage charged in the second variable capacitor;
A first sample-and-hold circuit connected to the output of the chopper-type amplifier and sampling and holding an output signal of the chopper-type amplifier corresponding to the first charging voltage;
A second sample and hold circuit connected to the output of the chopper type amplifier and sampling and holding the output signal of the chopper type amplifier corresponding to the second charging voltage;
A differential amplifying circuit in which an output of the first sample and hold circuit is input to an inverting input terminal, an output of the second sample and hold circuit is input to a non-inverting input terminal, and a signal is output to the output terminal; ,
A timing generator that outputs a signal based on an input clock signal,
The timing generator is
Outputting a current switching pulse signal for controlling the switching operation of the current switching circuit;
The first charging voltage is detected while the first variable capacitor is charged with the first charging voltage, and the second charging capacitor is charged with the second charging voltage. Outputting a gate pulse signal for controlling the chopper amplifier so as to detect the second charging voltage during a period of time,
Outputting a first sample pulse signal for controlling the first sample and hold circuit so as to sample and hold the output signal of the chopper amplifier during a period of detecting the first charging voltage;
A second sample pulse signal for controlling the second sample and hold circuit is output so as to sample and hold the output signal of the chopper amplifier during a period of detecting the second charging voltage. .
本発明の他の態様に係る実施例に従った容量差検出回路は、
その容量値の和が一定となる第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した差動信号を第1の出力端子、第2の出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第1、第2の可変容量キャパシタに電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第1、第2の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第1の可変容量キャパシタに充電された第1の充電電圧、および第2の可変容量キャパシタに充電された第2の充電電圧を検出するチョッパ型アンプと、
前記チョッパ型アンプの出力に一端が接続された第1のサンプルホールド用スイッチ回路と、前記第1のチョッパ用スイッチ回路の他端と接地との間に接続された第1のキャパシタとを有し、前記第1の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力を、電圧として前記第1のキャパシタに充電することにより、サンプルホールドする第1のサンプルホールド回路と、
前記チョッパ型アンプの出力に一端が接続された第2のサンプルホールド用スイッチ回路と、前記第2のサンプルホールド用スイッチ回路の他端と前記接地との間に接続された第2のキャパシタとを有し、前記第2の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力を、電圧として前記第2のキャパシタに充電することにより、サンプルホールドする第2のサンプルホールド回路と、
前記第1のキャパシタの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を前記第1の出力端子に出力する第1の差動増幅回路と、
前記第2のキャパシタの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を前記第2の出力端子に出力する第2の差動増幅回路と、
前記第1の差動増幅回路の出力と反転入力端子との間に接続された第1の抵抗と、
前記第1の差動増幅回路の反転入力端子に一端が接続された第2の抵抗と、
前記第2の差動増幅回路の出力と反転入力端子との間に接続され、前記第1の抵抗と同じ抵抗値を有する第3の抵抗と、
前記第2の差動増幅回路の反転入力端子と前記第2の抵抗の他端との間に接続され、前記第2の抵抗と同じ抵抗値を有する第4の抵抗と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、
前記第2の抵抗と前記第4の抵抗との間の電圧を積分増幅して前記電流源を制御する制御増幅器と、
を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第1の可変容量キャパシタに前記第1の充電電圧が充電されている期間中にこの第1の充電電圧を検出するとともに前記第2の可変容量キャパシタに前記第2の充電電圧が充電されている期間中にこの第2の充電電圧を検出するように、前記チョッパ型アンプを制御するゲートパルス信号を出力し、
前記第1の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第1のサンプルホールド回路の第1のサンプルホールド用スイッチ回路を制御する第1のサンプルパルス信号を出力し、
前記第2の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第2のサンプルホールド回路の第2のサンプルホールド用スイッチ回路を制御する第2のサンプルパルス信号を出力し、
前記制御増幅器は、
前記第2の抵抗と前記第4の抵抗との間の電圧が一定の基準値になるように前記電流源の前記充電電流を制御することを特徴とする。
A capacitance difference detection circuit according to an embodiment according to another aspect of the present invention includes:
The respective voltages charged to the first variable capacitor and the second variable capacitor whose sum of the capacitance values is constant are detected, and a differential signal corresponding to these voltages is output to the first output terminal. A capacitance difference detection circuit that outputs to each of the second output terminals,
A current source for supplying current to the first and second variable capacitors;
The current source is connected between the current source and the first and second variable capacitors, and the current output from the current source is supplied complementarily to the first variable capacitor and the second variable capacitor. A current changeover switch circuit that performs a changeover operation to
A chopper type amplifier for detecting a first charging voltage charged in the first variable capacitor and a second charging voltage charged in the second variable capacitor;
A first sample-and-hold switch circuit having one end connected to the output of the chopper type amplifier, and a first capacitor connected between the other end of the first chopper switch circuit and the ground. A first sample-and-hold circuit that samples and holds the output of the chopper amplifier corresponding to the first charging voltage by charging the first capacitor as a voltage;
A second sample-and-hold switch circuit having one end connected to the output of the chopper-type amplifier, and a second capacitor connected between the other end of the second sample-and-hold switch circuit and the ground. A second sample-and-hold circuit that samples and holds the output of the chopper amplifier corresponding to the second charging voltage by charging the second capacitor as a voltage;
A first differential amplifier circuit in which a voltage of the first capacitor is input to a non-inverting input terminal and a signal is output to the first output terminal;
A second differential amplifier circuit in which a voltage of the second capacitor is input to a non-inverting input terminal and a signal is output to the second output terminal;
A first resistor connected between an output of the first differential amplifier circuit and an inverting input terminal;
A second resistor having one end connected to the inverting input terminal of the first differential amplifier circuit;
A third resistor connected between an output of the second differential amplifier circuit and an inverting input terminal and having the same resistance value as the first resistor;
A fourth resistor connected between the inverting input terminal of the second differential amplifier circuit and the other end of the second resistor, and having the same resistance value as the second resistor;
A timing generator that outputs a signal based on an input clock signal;
A control amplifier for controlling the current source by integrating and amplifying the voltage between the second resistor and the fourth resistor;
With
The timing generator is
Outputting a current switching pulse signal for controlling the switching operation of the current switching circuit;
The first charging voltage is detected while the first variable capacitor is charged with the first charging voltage, and the second charging capacitor is charged with the second charging voltage. Outputting a gate pulse signal for controlling the chopper amplifier so as to detect the second charging voltage during a period of time,
A first sample pulse for controlling a first sample and hold switch circuit of the first sample and hold circuit so as to sample and hold an output signal of the chopper amplifier during a period of detecting the first charging voltage. Output signal,
A second sample pulse for controlling a second sample and hold switch circuit of the second sample and hold circuit so as to sample and hold the output signal of the chopper amplifier during a period of detecting the second charging voltage; Output signal,
The control amplifier is
The charging current of the current source is controlled so that a voltage between the second resistor and the fourth resistor becomes a constant reference value.
本発明のさらに他の態様に係る実施例に従った容量差検出回路は、
その容量値の和が一定となる第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した信号を出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第1、第2の可変容量キャパシタに充電電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第1、第2の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第1の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドする第1のサンプルホールド回路と、
前記第2の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドする第2のサンプルホールド回路と、
前記第1のサンプルホールド回路の出力が反転入力端子に入力されるとともに、前記第2のサンプルホールド回路の出力が非反転入力端子に入力され、信号を前記出力端子に出力する差動増幅回路と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、
前記第1のサンプルホールド回路の出力と前記第2のサンプルホールド回路の出力とを加算し、その加算結果を増幅する加算増幅器と、
前記加算増幅器の出力が一定の基準値になるように、前記加算増幅器の出力を積分増幅した制御電圧を前記電流源に出力することにより前記充電電流を制御する制御増幅器と、を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第1の可変容量キャパシタに前記第1の充電電圧が充電されている期間中に、前記第1の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドするように、前記第1のサンプルホールド回路を制御する第1のサンプルパルス信号を出力し、
前記第2の可変容量キャパシタに前記第2の充電電圧が充電されている期間中に、前記第2の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドするように、前記第2のサンプルホールド回路を制御する第2のサンプルパルス信号を出力する
ことを特徴とする。
A capacitance difference detection circuit according to an embodiment according to still another aspect of the present invention includes:
Capacitors for detecting the voltages charged to the first variable capacitor and the second variable capacitor whose sum of the capacitance values is constant, and outputting signals corresponding to these voltages to the output terminals, respectively. A difference detection circuit,
A current source for supplying a charging current to the first and second variable capacitors;
The current source is connected between the current source and the first and second variable capacitors, and the current output from the current source is supplied complementarily to the first variable capacitor and the second variable capacitor. A current changeover switch circuit that performs a changeover operation to
A first sample-and-hold circuit that samples and holds a signal corresponding to the first charging voltage;
A second sample and hold circuit that samples and holds a signal corresponding to the second charging voltage;
A differential amplifying circuit in which an output of the first sample and hold circuit is input to an inverting input terminal, an output of the second sample and hold circuit is input to a non-inverting input terminal, and a signal is output to the output terminal; ,
A timing generator that outputs a signal based on an input clock signal;
A summing amplifier for adding the output of the first sample and hold circuit and the output of the second sample and hold circuit and amplifying the addition result;
A control amplifier for controlling the charging current by outputting a control voltage obtained by integrating and amplifying the output of the summing amplifier to the current source so that the output of the summing amplifier becomes a constant reference value;
The timing generator is
Outputting a current switching pulse signal for controlling the switching operation of the current switching circuit;
Controlling the first sample and hold circuit so as to sample and hold a signal corresponding to the first charging voltage during a period in which the first charging capacitor is charged with the first charging voltage; Outputting a first sample pulse signal;
Controlling the second sample and hold circuit so as to sample and hold a signal corresponding to the second charging voltage during a period in which the second charging capacitor is charged in the second variable capacitor; A second sample pulse signal is output.
本発明に係る容量差検出回路によれば、消費電流を低減しつつ、微小な容量変化をより高速かつ高精度で検出することができる。 According to the capacitance difference detection circuit of the present invention, it is possible to detect a minute capacitance change at higher speed and higher accuracy while reducing current consumption.
以下、本発明に係る実施例について図面に基づいて説明する。 Embodiments according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
図1は、本発明の一態様である実施例1に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。 FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a main part of a capacitance difference detection circuit according to a first embodiment which is an aspect of the present invention.
図1に示すように、容量差検出回路100は、MEMSセンサ1を構成する、その容量値の和が一定となる第1の可変容量キャパシタ2と第2の可変容量キャパシタ3に対して充電されるそれぞれの電圧を検出する。そして、容量差検出回路100は、検出したこれらの電圧に対応した信号を出力端子4にそれぞれ出力する。
As shown in FIG. 1, the capacitance
この容量差検出回路100は、第1、第2の可変容量キャパシタ2、3に充電電流を供給する電流源5と、この電流源5と第1、第2の可変容量キャパシタ2、3との間に接続された電流切換スイッチ回路6と、を備える。
The capacitance
電流源5は、ここでは、定電流源である。
Here, the
電流切換スイッチ回路6は、電流源5から出力される充電電流Icを、第1の可変容量キャパシタ2と第2の可変容量キャパシタ3に相補的に供給するための切換動作をする。
The current
また、容量差検出回路100は、第1の可変容量キャパシタ2に充電された第1の充電電圧V1、および第2の可変容量キャパシタ3に充電された第2の充電電圧V2を検出するチョッパ型アンプ7と、このチョッパ型アンプ7の出力に接続された第1のサンプルホールド回路8と、チョッパ型アンプ7の出力に接続された第2のサンプルホールド回路9と、を備える。
Further, the capacitance
チョッパ型アンプ7は、第1の可変容量キャパシタ2に一端が接続された第1のチョッパ用スイッチ回路7aと、第2の可変容量キャパシタ3に接続された第2のチョッパ用スイッチ回路7bと、を有する。
The
さらに、チョッパ型アンプ7は、第1のチョッパ用スイッチ回路7aの他端および第2のチョッパ用スイッチ回路7bの他端に入力が接続され、入力された信号を増幅し、第1のサンプルホールド回路8および第2のサンプルホールド回路9に出力する演算増幅回路7c、を有する。
Further, the
なお、ここでは、演算増幅回路7cのゲインをK0とする。
Here, it is assumed that the gain of the
また、第1のサンプルホールド回路8は、第1の充電電圧V1に対応するチョッパ型アンプ7の出力信号をサンプルホールドするようになっている。
The first sample and hold
すなわち、この第1のサンプルホールド回路8は、式(1)で表されるピーク電圧Vp1(第1の充電電圧V1)を保持する。なお、電流源の出力電流をIo、第1、第2の可変容量キャパシタの充電期間をTo、通常時の容量をCo、この容量の微少変化量をΔCとする。また、式(1)において、ΔP=ΔC/Co、ΔP≪1と近似する。
Vp1(V1)=IcTo/(Co+ΔC) ≒IcTo(1−ΔP)/Co・・・式(1)
That is, the first sample and hold
Vp1 (V1) = IcTo / (Co + ΔC) ≈IcTo (1−ΔP) / Co (1)
また、第2のサンプルホールド回路9は、第2の充電電圧V2に対応するチョッパ型アンプ7の出力信号をサンプルホールドするようになっている。
The second sample and hold
すなわち、この第2のサンプルホールド回路9は、式(2)で表されるピーク電圧Vp2(第2の充電電圧V2)を保持する。なお、式(2)において、式(1)の場合と同様に、ΔP=ΔC/Co、ΔP≪1とする。
Vp2(V2)=IcTo/(Co−ΔC) ≒IcTo(1+ΔP)/Co・・・式(2)
That is, the second sample and hold
Vp2 (V2) = IcTo / (Co−ΔC) ≈IcTo (1 + ΔP) / Co (2)
また、容量差検出回路100は、第1のサンプルホールド回路8の出力が反転入力端子に入力されるとともに、第2のサンプルホールド回路9の出力が非反転入力端子に入力され、信号を出力端子4に出力する差動増幅回路10を備える。
Further, in the capacitance
また、容量差検出回路100は、第1の可変容量キャパシタ2と接地との間に接続された第1のリセットスイッチ回路11と、第2の可変容量キャパシタ3と接地との間に接続された第2のリセットスイッチ回路12と、を備える。
The capacitance
なお、ここでは、差動増幅回路10のゲインをK1とする。この差動増幅回路10の出力(すなわち、容量差検出回路100の出力Vo)は、式(1)および式(2)から、式(3)のように表される。
Vo=K0K1(−V1+V2)≒2IcToΔPK0K1/Co・・・式(3)
Here, the gain of the
Vo = K0K1 (−V1 + V2) ≈2IcToΔPK0K1 / Co Equation (3)
第1のリセットスイッチ回路11は、オンすることにより、第1の可変容量キャパシタ2と接地とを導通させて、この第1の可変容量キャパシタ2に充電された電荷を放電させるようになっている。
When the first
第2のリセットスイッチ回路12は、オンすることにより、第2の可変容量キャパシタ3と接地とを導通させて、この第2の可変容量キャパシタ3に充電された電荷を放電させるようになっている。
When the second
また、容量差検出回路100は、クロック信号入力端子13を介して入力されるクロック信号に基づいて、各回路構成を制御するための信号を出力するタイミングジェネレータ14を備える。
Further, the capacitance
このタイミングジェネレータ14は、電流切換スイッチ回路6の切換動作を制御する電流切換パルス信号P1を出力するようになっている。
The
また、タイミングジェネレータ14は、第1の可変容量キャパシタ2に第1の充電電圧V1が充電されている期間中にこの第1の充電電圧V1を検出するように、チョッパ型アンプ7を制御するゲートパルス信号P4を出力するようになっている。すなわち、タイミングジェネレータ14は、第1の可変容量キャパシタ2に第1の充電電圧V1が充電されている期間中に、第1のチョッパ用スイッチ回路7aをオンするように制御する第1のゲートパルス信号P4を出力する。
Further, the
さらに、タイミングジェネレータ14は、第2の可変容量キャパシタ3に第2の充電電圧V2が充電されている期間中にこの第2の充電電圧V2を検出するように、チョッパ型アンプ7を制御するゲートパルス信号P5を出力するようになっている。すなわち、タイミングジェネレータ14は、第2の可変容量キャパシタ2に第2の充電電圧V2が充電されている期間中に、第2のチョッパ用スイッチ回路7bをオンするように制御する第2のゲートパルス信号P5を出力する。
Further, the
また、タイミングジェネレータ14は、第1の充電電圧V1を検出する期間中に、チョッパ型アンプ7の出力信号をサンプルホールドするように、第1のサンプルホールド回路8を制御する第1のサンプルパルス信号P6を出力するようになっている。
In addition, the
さらに、タイミングジェネレータ14は、第2の充電電圧V2を検出する期間中にチョッパ型アンプ7の出力信号をサンプルホールドするように、第2のサンプルホールド回路9を制御する第2のサンプルパルス信号P7を出力するようになっている。
Further, the
ここで、以上のような構成を有する容量差検出回路100の動作について説明する。
Here, the operation of the capacitance
図2は、図1のタイミングジェネレータが出力するパルス信号の波形、および第1、第2の可変容量キャパシタの電圧の波形の一例を示す図である。 FIG. 2 is a diagram showing an example of the waveform of the pulse signal output from the timing generator of FIG. 1 and the waveform of the voltage of the first and second variable capacitors.
図2に示すように、時間t1で、電流切換パルス信号P1が“Low”から“High”になり電流切換スイッチ回路6が切換られて、第1の可変容量キャパシタ2に充電電流Icが流れる。さらに、第1のリセットパルス信号P2が“High”から“Low”になり、第1のリセットスイッチ回路11がオフする。これにより、第1の可変容量キャパシタ2の充電が開始されて第1の可変容量キャパシタ2の端子電圧が上昇する。
As shown in FIG. 2, at time t <b> 1, the current switching pulse signal P <b> 1 changes from “Low” to “High”, the current
また、時間t1で、第2のゲートパルス信号P5が“Low”から“High”になり、第2のチョッパ用スイッチ回路7bがオンして、演算増幅回路7cに第2の充電電圧V2が供給される。そして、第2のサンプルパルス信号P7が“Low”から“High”になることにより、第2のサンプルホールド回路9が第2の充電電圧V2をサンプルホールドする。
At time t1, the second gate pulse signal P5 changes from “Low” to “High”, the second
次に、時間t2で、第2のリセットパルス信号P3が“Low”から“High”になり、第2のリセットスイッチ回路12がオンする。これにより、第2の可変容量キャパシタ3が放電し、第2の可変容量キャパシタ3の端子電圧が接地VSSになる。
Next, at time t2, the second reset pulse signal P3 changes from “Low” to “High”, and the second
また、時間t2で、第2のゲートパルス信号P5が“High”から“Low”になり、第2のチョッパ用スイッチ回路7bがオフする。さらに、第2のサンプルパルス信号P7が“High”から“Low”になり、第2の充電電圧V2のサンプルホールドを終了する。
Further, at time t2, the second gate pulse signal P5 changes from “High” to “Low”, and the second
次に、時間t3で、電流切換パルス信号P1が“High”から“Low”になり電流切換スイッチ回路6が切換られて第2の可変容量キャパシタ3に充電電流Icが流れる。さらに、第2のリセットパルス信号P3が“High”から“Low”になり、第2のリセットスイッチ回路12がオフする。これにより、第2の可変容量キャパシタ3の充電が開始されて第2の可変容量キャパシタ3の端子電圧が上昇する。
Next, at
また、時間t3で、第1のゲートパルス信号P4が“Low”から“High”になり、第1のチョッパ用スイッチ回路7aがオンして、演算増幅回路7cに第1の充電電圧V1が供給される。そして、第1のサンプルパルス信号P6が“Low”から“High”になることにより、第1のサンプルホールド回路8が第1の充電電圧V1をサンプルホールドする。
At time t3, the first gate pulse signal P4 changes from “Low” to “High”, the first
次に、時間t4で、第1のリセットパルス信号P2が“Low”から“High”になり、第1のリセットスイッチ回路11がオンする。これにより、第1の可変容量キャパシタ2が放電し、第1の可変容量キャパシタ2の端子電圧が接地VSSになる。
Next, at time t4, the first reset pulse signal P2 changes from “Low” to “High”, and the first
また、時間t4で、第1のゲートパルス信号P4が“High”から“Low”になり、第1のチョッパ用スイッチ回路7aがオフする。さらに、第1のサンプルパルス信号P6が“High”から“Low”になり、第1の充電電圧V1のサンプルホールドを終了する。
At time t4, the first gate pulse signal P4 changes from “High” to “Low”, and the first
次の時間t5以降は、時間t1以降と同様の動作が実施される。 After the next time t5, the same operation as that after time t1 is performed.
なお、タイミングジェネレータ14は、電流源5から充電電流Icを供給して第1の可変容量キャパシタ2を充電する期間(時間t1〜時間t3)と、電流源5から充電電流Icを供給して第2の可変容量キャパシタ3を充電する期間(時間t3〜時間t5)と、が同じになるように、電流切換パルス信号P1を電流切換スイッチ回路6に出力する。
The
このように、差動構成された可変容量キャパシタに所望の期間交互に微小電流で充放電を行う。そして、可変容量キャパシタの各端子に鋸波を生成してその波高値を交互にサンプリングして同一アンプで増幅する。その後、この増幅出力から交互に2つのサンプルホールド回路で信号を独立に検出して差分演算する。これにより、微小容量変化を電圧に変換する。 In this way, charging and discharging are performed with a minute current alternately for a desired period of time on the differentially configured variable capacitor. Then, a sawtooth wave is generated at each terminal of the variable capacitor, and the peak value is alternately sampled and amplified by the same amplifier. After that, signals are alternately detected by the two sample hold circuits alternately from the amplified output, and the difference is calculated. Thereby, a minute capacitance change is converted into a voltage.
初段の演算増幅回路を共用することにより、検出出力のオフセットを除去することができる。 By sharing the first stage operational amplifier circuit, the offset of the detection output can be removed.
以上のように、本実施例に係る容量差検出回路によれば、微小な容量変化を、より高速かつ高精度で検出することができる。 As described above, according to the capacitance difference detection circuit according to the present embodiment, a minute capacitance change can be detected at higher speed and with higher accuracy.
なお、第1のゲートパルス信号P4と第1のサンプルパルス信号P6は、同じ信号であってもよい。また、同様に、第2のゲートパルス信号P5と第1のサンプルパルス信号P7は、同じ信号であってもよい。 The first gate pulse signal P4 and the first sample pulse signal P6 may be the same signal. Similarly, the second gate pulse signal P5 and the first sample pulse signal P7 may be the same signal.
実施例1では、可変容量キャパシタに電流を供給する電流源は、定電流源として説明した。 In the first embodiment, the current source that supplies current to the variable capacitor is described as a constant current source.
本実施例では、容量差検出回路の出力が一定の基準値になるように、電流源の電流を調整する構成について述べる。 In the present embodiment, a configuration for adjusting the current of the current source so that the output of the capacitance difference detection circuit becomes a constant reference value will be described.
図3は、本発明の一態様である実施例2に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。なお、図中、実施例1の図1と同じ符号を付された構成は、実施例1と同様の構成を示す。 FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a main part of the capacitance difference detection circuit according to the second embodiment which is an aspect of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 1 of the first embodiment denote the same structures as in the first embodiment.
図3に示すように、容量差検出回路200は、実施例1と比較して、第1のサンプルホールド回路8の出力と第2のサンプルホールド回路9の出力とを加算し、この加算値を積分増幅して制御電圧Vcntを電流源25に出力する制御増幅器15をさらに備える。電流源25は、ここでは、可変電流源である。
As shown in FIG. 3, the capacitance
制御増幅器15は、サンプルホールド出力V1’とサンプルホールド出力V2’との加算値が一定の基準値になるように(下記のように、基準電圧Vrを基準として演算されるため、該加算値が基準電圧Vrになるように)、電流源25の充電電流Icを制御する。なお、ここでは、基準電圧Vrをゼロとする。
The
ここで、第1の充電電圧V1は、式(4)で表される。
V1=Vr−ΔPVr・・・式(4)
Here, the 1st charging voltage V1 is represented by Formula (4).
V1 = Vr−ΔPVr (4)
また、第2の充電電圧V2は、式(5)で表される。
V2=Vr+ΔPVr・・・式(5)
In addition, the second charging voltage V2 is expressed by Expression (5).
V2 = Vr + ΔPVr (5)
したがって、容量差検出回路200の出力Voは、式(6)で表される。
Vo=K0K1(−V1+V2)=2K0K1ΔPVr・・・式(6)
Therefore, the output Vo of the capacitance
Vo = K0K1 (−V1 + V2) = 2K0K1ΔPVr (6)
このように、容量差検出回路200は、出力の加算値が一定値になるように充電電流Icを制御してMEMSセンサに起因する出力のばらつきを補正する。
Thus, the capacitance
さらに、この加算値を一定値に制御することで、微小変化の割合が正規化されMEMSセンサのばらつきを自動補正する。 Further, by controlling the added value to a constant value, the minute change rate is normalized, and the variation of the MEMS sensor is automatically corrected.
なお、容量差検出回路200の動作は、該加算値により充電電流Icを制御する動作以外は、実施例1と同様である。
The operation of the capacitance
以上のように、本実施例に係る容量差検出回路によれば、出力のばらつきを自動補正しつつ、微小な容量変化を、より高速かつ高精度で検出することができる。 As described above, according to the capacitance difference detection circuit according to the present embodiment, it is possible to detect a minute capacitance change at higher speed and higher accuracy while automatically correcting variations in output.
実施例2では、容量差検出回路の出力が一定の基準値になるように、電流源の電流を調整する構成の一例について説明した。 In the second embodiment, an example of the configuration for adjusting the current of the current source so that the output of the capacitance difference detection circuit becomes a constant reference value has been described.
本実施例では、容量差検出回路の出力が一定の基準値になるように、電流源の電流を調整する他の構成について述べる。 In this embodiment, another configuration for adjusting the current of the current source so that the output of the capacitance difference detection circuit becomes a constant reference value will be described.
図4は、本発明の一態様である実施例3に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。なお、図4に示す容量差検出回路300において、実施例2の図3の容量差検出回路200と比較して異なる第1、第2のサンプルホールド回路、演算増幅回路および制御増幅器に相当する構成以外は、同様であるため省略している。
FIG. 4 is a diagram illustrating the configuration of the main part of the capacitance difference detection circuit according to the third embodiment which is an aspect of the present invention. In the capacitance
図4に示すように、容量差検出回路300は、その容量値の和が一定となる第1の可変容量キャパシタ2と第2の可変容量キャパシタ3に対して充電されるそれぞれの第1、第2の充電電圧V1、V2を検出し、これらの第1、第2の充電電圧V1、V2に対応した差動信号Vo、−Voを第1の出力端子34a、第2の出力端子34bにそれぞれ出力する。
As shown in FIG. 4, the capacitance
容量差検出回路300は、図4において省略された既述の構成以外に、第1のサンプルホールド回路28と、第2のサンプルホールド29と、制御増幅器215と、を備える。
The capacitance
第1のサンプルホールド回路28は、チョッパ型アンプ7の出力に一端が接続された第1のサンプルホールド用スイッチ回路28aと、この第1のサンプルホールド用スイッチ回路28aの他端と接地VSSとの間に接続された第1のキャパシタ28bとを有する。
The first sample-and-
この第1のサンプルホールド回路28は、第1の充電電圧V1に対応するチョッパ型アンプ7の出力を、電圧として第1のキャパシタ28bに充電することにより、サンプルホールドするようになっている。
The first
第2のサンプルホールド回路29は、チョッパ型アンプ7の出力に一端が接続された第2のサンプルホールド用スイッチ回路29aと、この第2のサンプルホールド用スイッチ回路29aの他端と接地VSSとの間に接続された第2のキャパシタ29bとを有する。
The second sample and hold
この第2のサンプルホールド回路29は、第2の充電電圧V2に対応するチョッパ型アンプ7の出力を、電圧として第2のキャパシタ29bに充電することにより、サンプルホールドするようになっている。
The second sample and hold
また、容量差検出回路300は、第1のキャパシタ28bの電圧が非反転入力端子に入力され、信号Voを第1の出力端子34aに出力する第1の差動増幅回路16aと、第2のキャパシタ29bの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を第2の出力端子34bに出力する第2の差動増幅回路16bと、を備える。
The capacitance
また、容量差検出回路300は、第1の差動増幅回路16aの出力と反転入力端子との間に接続された第1の抵抗17と、第1の差動増幅回路16aの反転入力端子に一端が接続された第2の抵抗18と、第2の差動増幅回路16bの出力と反転入力端子との間に接続され、第1の抵抗17と同じ抵抗値R2を有する第3の抵抗19と、第2の差動増幅回路16bの反転入力端子と第2の抵抗18の他端との間に接続され、第2の抵抗18と同じ抵抗値R1を有する第4の抵抗20と、を備える。
In addition, the capacitance
タイミングジェネレータ14(図3に示すものと同様)は、第1の充電電圧V1を検出する期間中にチョッパ型アンプ7の出力信号をサンプルホールドするように、第1のサンプルホールド用スイッチ回路28aを制御する第1のサンプルパルス信号P6を出力するようになっている。
The timing generator 14 (similar to that shown in FIG. 3) sets the first sample and hold
また、タイミングジェネレータ14は、第2の充電電圧V2を検出する期間中にチョッパ型アンプ7の出力信号をサンプルホールドするように、第2のサンプルホールド用スイッチ回路29aを制御する第2のサンプルパルス信号P7を出力するようになっている。
Further, the
ここで、制御増幅器215は、第2の抵抗18と第4の抵抗20との間の電圧を積分増幅して電流源25を制御するようになっている。この制御増幅器215は、サンプルホールド出力V1’とサンプルホールド出力V2’との加算値が一定の基準値(ここではゼロ)になるように、すなわち、基準電圧Vrを基準として演算されるためその加算値が基準電圧Vrになるように電流源25の充電電流Icを制御するようになっている。
Here, the
ここで、容量差検出回路300の出力Voは、式(7)で表される。
Vo=R2/R1(Vp1−Vp2)・・・式(7)
Here, the output Vo of the capacitance
Vo = R2 / R1 (Vp1-Vp2) (7)
このように、容量差検出回路300は、演算増幅回路を含む構成を、インスツルメンテーションアンプ構成とすることにより、第1、第2のサンプルホールド回路28、29は第1、第2のサンプルホールド用スイッチ回路28a、29aと第1、第2のキャパシタのみで構成できる。すなわち、サンプルホールド回路の構成を簡略化することができる。
As described above, the capacitance
なお、容量差検出回路300の動作は、実施例2と同様である。
The operation of the capacitance
以上のように、本実施例に係る容量差検出回路によれば、出力のばらつきを補正しつつ、微小な容量変化を、より高速かつ高精度で検出することができる。 As described above, according to the capacitance difference detection circuit according to the present embodiment, it is possible to detect a minute capacitance change at higher speed and higher accuracy while correcting output variations.
本実施例2では、容量差検出回路の出力が一定の基準値になるように、電流源の電流を調整する構成について述べた。 In the second embodiment, the configuration in which the current of the current source is adjusted so that the output of the capacitance difference detection circuit becomes a constant reference value has been described.
本実施例4では、MEMSセンサの容量変化に対する容量差検出回路の出力変化の線形性を向上するように、電流源の電流を調整する他の構成例について述べる。 In the fourth embodiment, another configuration example for adjusting the current of the current source so as to improve the linearity of the output change of the capacitance difference detection circuit with respect to the capacitance change of the MEMS sensor will be described.
図5は、本発明の一態様である実施例4に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。なお、図中、実施例2の図2と同じ符号を付された構成は、実施例2と同様の構成を示す。 FIG. 5 is a diagram illustrating the configuration of the main part of the capacitance difference detection circuit according to the fourth embodiment which is an aspect of the present invention. In the drawing, the same reference numerals as those in FIG. 2 of the second embodiment denote the same structures as in the second embodiment.
図5に示すように、容量差検出回路400は、MEMSセンサ1を構成する、その容量値の和が一定となる第1の可変容量キャパシタ2と第2の可変容量キャパシタ3に対して充電されるそれぞれの電圧を検出する。そして、容量差検出回路400は、検出したこれらの電圧に対応した信号を出力端子4にそれぞれ出力する。
As shown in FIG. 5, the capacitance
この容量差検出回路400は、第1、第2の可変容量キャパシタ2、3に充電電流Icを供給する電流源25と、この電流源25と第1、第2の可変容量キャパシタ2、3との間に接続された電流切換スイッチ回路6と、を備える。
The capacitance
電流源25は、ここでは、可変電流源である。
Here, the
電流切換スイッチ回路6は、電流源25から出力される充電電流Icを、第1の可変容量キャパシタ2と第2の可変容量キャパシタ3に相補的に供給するための切換動作をする。
The current
また、容量差検出回路400は、第1の可変容量キャパシタ2に入力が接続された第1のサンプルホールド回路8を備える。この第1のサンプルホールド回路8は、第1のサンプルパルス信号P6に応じて、第1の可変容量キャパシタ2に充電された第1の充電電圧V1をサンプルホールドする。
The capacitance
また、容量差検出回路400は、第2の可変容量キャパシタ3に入力が接続された第2のサンプルホールド回路9を備える。この第2のサンプルホールド回路9は、第2のサンプルパルス信号P7に応じて、第2の可変容量キャパシタ2に充電された第2の充電電圧V2をサンプルホールドする。
Further, the capacitance
上述のように、第1のサンプルホールド回路8は、第1の充電電圧V1に対応する信号をサンプルホールドするようになっている。すなわち、この第1のサンプルホールド回路8は、既述の式(1)で表されるピーク電圧Vp1(第1の充電電圧V1)を保持する。
As described above, the first
また、第2のサンプルホールド回路9は、第2の充電電圧V2に対応する信号をサンプルホールドするようになっている。すなわち、この第2のサンプルホールド回路9は、既述の式(2)で表されるピーク電圧Vp2(第2の充電電圧V2)を保持する。
The second sample and hold
また、容量差検出回路400は、第1のサンプルホールド回路8の出力が反転入力端子に入力されるとともに、第2のサンプルホールド回路9の出力が非反転入力端子に入力され、信号を出力端子4に出力する差動増幅回路10を備える。
Further, in the capacitance
なお、ここでは、差動増幅回路10のゲインをK1とする。この差動増幅回路10の出力(すなわち、容量差検出回路400の出力Vo)は、式(8)のように表される。
Vo=K1(−V1+V2)・・・式(8)
Here, the gain of the
Vo = K1 (−V1 + V2) (8)
また、容量差検出回路400は、第1の可変容量キャパシタ2と接地との間に接続された第1のリセットスイッチ回路11と、第2の可変容量キャパシタ3と接地との間に接続された第2のリセットスイッチ回路12と、を備える。
The capacitance
第1のリセットスイッチ回路11は、オンすることにより、第1の可変容量キャパシタ2と接地とを導通させて、この第1の可変容量キャパシタ2に充電された電荷を放電させるようになっている。
When the first
第2のリセットスイッチ回路12は、オンすることにより、第2の可変容量キャパシタ3と接地とを導通させて、この第2の可変容量キャパシタ3に充電された電荷を放電させるようになっている。
When the second
また、容量差検出回路400は、クロック信号入力端子13を介して入力されるクロック信号に基づいて、各回路構成を制御するための信号を出力するタイミングジェネレータ14を備える。
Further, the capacitance
このタイミングジェネレータ14は、電流切換スイッチ回路6の切換動作を制御する電流切換パルス信号P1を出力するようになっている。
The
また、タイミングジェネレータ14は、第1の可変容量キャパシタ2に第1の充電電圧V1が充電されている期間中に、この第1の充電電圧V1に対応する信号をサンプルホールドするように、第1のサンプルホールド回路8を制御する第1のサンプルパルス信号P6を出力するようになっている。
In addition, the
さらに、タイミングジェネレータ14は、第2の可変容量キャパシタ3に第2の充電電圧V2が充電されている期間中にこの第2の充電電圧V2に対応する信号をサンプルホールドするように、第2のサンプルホールド回路9を制御する第2のサンプルパルス信号P7を出力するようになっている。
Further, the
また、容量差検出回路400は、第1のサンプルホールド回路8の出力と第2のサンプルホールド回路9の出力とを加算し、この加算値を増幅して電圧Vcを出力する加算増幅器401をさらに備える。この加算増幅器401のゲインK2は、ここでは、例えば、0.5に設定される。
Further, the capacitance
また、容量差検出回路400は、加算増幅器401が出力した電圧Vcと設定電圧Vsとを比較し、電圧Vcと設定電圧Vsとが等しくなるように電流源25を制御する制御増幅器415を備える。
The capacitance
この制御増幅器415は、サンプルホールド出力V1’(第1の充電電圧V1)とサンプルホールド出力V2’ (第2の充電電圧V2)との加算値(加算増幅器401の出力)が一定の基準値になるように、加算増幅器401の出力を積分増幅して得られた制御電圧Vcntを電流源25に出力する。これにより、制御増幅器415は、充電電流Icを制御する。ここでは、例えば、制御増幅器415は、該加算値の1/2が設定電圧Vsになるように、電流源の充電電流Icを制御する。
In this
ここで、以上のような構成を有する容量差検出回路400の動作について説明する。
Here, the operation of the capacitance
図6は、図5のタイミングジェネレータが出力するパルス信号の波形、および第1、第2の可変容量キャパシタの電圧の波形の一例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the waveform of the pulse signal output from the timing generator of FIG. 5 and the waveform of the voltage of the first and second variable capacitors.
図6に示すように、時間t1で、電流切換パルス信号P1が“Low”から“High”になり電流切換スイッチ回路6が切換られて、第1の可変容量キャパシタ2に充電電流Icが流れる。さらに、第1のリセットパルス信号P2が“High”から“Low”になり、第1のリセットスイッチ回路11がオフする。これにより、第1の可変容量キャパシタ2の充電が開始されて第1の可変容量キャパシタ2の端子電圧が上昇する。
As shown in FIG. 6, at time t <b> 1, the current switching pulse signal P <b> 1 changes from “Low” to “High” and the
また、時間t1で、第2のサンプルパルス信号P7が“Low”から“High”になることにより、第2のサンプルホールド回路9が第2の充電電圧V2をサンプルホールドする。
At time t1, the second sample pulse signal P7 changes from “Low” to “High”, so that the second
次に、時間t2で、第2のリセットパルス信号P3が“Low”から“High”になり、第2のリセットスイッチ回路12がオンする。これにより、第2の可変容量キャパシタ3が放電し、第2の可変容量キャパシタ3の端子電圧が接地VSSになる。
Next, at time t2, the second reset pulse signal P3 changes from “Low” to “High”, and the second
また、時間t2で、第2のサンプルパルス信号P7が“High”から“Low”になり、第2の充電電圧V2のサンプルホールドを終了する。 Further, at time t2, the second sample pulse signal P7 changes from “High” to “Low”, and the sampling and holding of the second charging voltage V2 is completed.
次に、時間t3で、電流切換パルス信号P1が“High”から“Low”になり電流切換スイッチ回路6が切換られて第2の可変容量キャパシタ3に充電電流Icが流れる。さらに、第2のリセットパルス信号P3が“High”から“Low”になり、第2のリセットスイッチ回路12がオフする。これにより、第2の可変容量キャパシタ3の充電が開始されて第2の可変容量キャパシタ3の端子電圧が上昇する。
Next, at
また、時間t3で、第1のサンプルパルス信号P6が“Low”から“High”になることにより、第1のサンプルホールド回路8が第1の充電電圧V1をサンプルホールドする。
At time t3, the first sample pulse signal P6 changes from “Low” to “High”, so that the first
次に、時間t4で、第1のリセットパルス信号P2が“Low”から“High”になり、第1のリセットスイッチ回路11がオンする。これにより、第1の可変容量キャパシタ2が放電し、第1の可変容量キャパシタ2の端子電圧が接地VSSになる。
Next, at time t4, the first reset pulse signal P2 changes from “Low” to “High”, and the first
また、時間t4で、第1のサンプルパルス信号P6が“High”から“Low”になり、第1の充電電圧V1のサンプルホールドを終了する。 Further, at time t4, the first sample pulse signal P6 changes from “High” to “Low”, and the sampling and holding of the first charging voltage V1 is completed.
次の時間t5以降は、時間t1以降と同様の動作が実施される。 After the next time t5, the same operation as that after time t1 is performed.
なお、タイミングジェネレータ14は、電流源25から充電電流Icを供給して第1の可変容量キャパシタ2を充電する期間(時間t1〜時間t3)と、電流源25から充電電流Icを供給して第2の可変容量キャパシタ3を充電する期間(時間t3〜時間t5)と、が同じになるように、電流切換パルス信号P1を電流切換スイッチ回路6に出力する。
The
このように、差動構成された可変容量キャパシタに所望の期間交互に微小電流で充放電を行う。そして、可変容量キャパシタの各端子に鋸波を生成してその波高値を交互にサンプリングして同一アンプで増幅する。その後、この増幅出力から交互に2つのサンプルホールド回路で信号を独立に検出して差分演算する。これにより、微小容量変化を電圧に変換する。 In this way, charging and discharging are performed with a minute current alternately for a desired period of time on the differentially configured variable capacitor. Then, a sawtooth wave is generated at each terminal of the variable capacitor, and the peak value is alternately sampled and amplified by the same amplifier. After that, signals are alternately detected by the two sample hold circuits alternately from the amplified output, and the difference is calculated. Thereby, a minute capacitance change is converted into a voltage.
ここで、以上のような構成・機能を有する容量差検出回路400の特性について検討する。
Here, the characteristics of the capacitance
先ず、比較のため、従来の容量差検出回路の特性について検討する。なお、従来の容量差検出回路の充電電流を供給する電流源は定電流源である。 First, for comparison, the characteristics of a conventional capacitance difference detection circuit are examined. Note that the current source that supplies the charging current of the conventional capacitance difference detection circuit is a constant current source.
図7は、従来の容量差検出回路の各電圧とMEMSセンサの可変容量キャパシタの容量変化率との関係を示す図である。図7に示すように、充電電流が一定であるため、可変容量キャパシタの容量変化率が大きくなると、容量差検出回路の充電電圧V1、V2と出力Voとの間において非線形性が顕著になる。 FIG. 7 is a diagram showing the relationship between each voltage of the conventional capacitance difference detection circuit and the capacitance change rate of the variable capacitance capacitor of the MEMS sensor. As shown in FIG. 7, since the charging current is constant, when the capacitance change rate of the variable capacitor increases, nonlinearity becomes significant between the charging voltages V1 and V2 of the capacitance difference detection circuit and the output Vo.
すなわち、従来の容量差検出回路では、可変容量キャパシタの容量変化が大きくなると、正確な容量差の検出が困難になる。 That is, in the conventional capacitance difference detection circuit, when the capacitance change of the variable capacitor increases, it becomes difficult to accurately detect the capacitance difference.
次に、本実施例に係る容量差検出回路400の特性について検討する。図8は、容量差検出回路の各電圧とMEMSセンサの可変容量キャパシタの容量変化率との関係を示す図である。
Next, the characteristics of the capacitance
充電電流をIc、充電期間をTcとして、各検出電圧は
V1=IcTc/ ・・・(9)
V2=IcTc/(C−ΔC) ・・・(10)
加算電圧Vcは、
Vc=K2(V1+V2)
=2K2IcTcC/((C+ΔC)(C−ΔC))
Assuming that the charging current is Ic and the charging period is Tc, each detection voltage is V1 = IcTc / (9)
V2 = IcTc / (C−ΔC) (10)
The added voltage Vc is
Vc = K2 (V1 + V2)
= 2K2IcTcC / ((C + ΔC) (C−ΔC))
既述のように、制御増幅器415の充電電流Icの制御によりVc=Vsが維持されれば、 加算増幅器401の出力Vcは、式(9)が成立する。
Vs=Vc=2K2IcTcC/((C+ΔC)(C−ΔC))・・・式(11)
制御される充電電流Icは、Vs=1,K2=0.5とすると
Ic=−((C+ΔC)(C−ΔC)/TcC) ・・・式(12)
検出電圧V1は、式(9)、(12)より式(13)で表される。
V1=(C−ΔC)/C ・・・式(13)
検出電圧V2は、式(10)、(12)より式(14)で表される。
V2=(C+ΔC)/C ・・・式(14)
As described above, if Vc = Vs is maintained by the control of the charging current Ic of the
Vs = Vc = 2K2IcTcC / ((C + ΔC) (C−ΔC)) (11)
The charging current Ic to be controlled is assumed that Vs = 1 and K2 = 0.5. Ic = − ((C + ΔC) (C−ΔC) / TcC) (12)
The detection voltage V1 is expressed by Expression (13) from Expressions (9) and (12).
V1 = (C−ΔC) / C (13)
The detection voltage V2 is expressed by Expression (14) from Expressions (10) and (12).
V2 = (C + ΔC) / C (14)
したがって、容量差検出回路400の出力Voは、式(13)、(14)より、式(15)で表されΔCに比例した電圧出力となる。
Vo=V1+V2
=−2ΔC ・・・式(15)
Therefore, the output Vo of the capacitance
Vo = V1 + V2
= -2ΔC Expression (15)
すなわち、制御増幅器415の充電電流Icの制御によりVc=Vsが維持されれば、容量差検出回路400の出力Voと充電電圧V1、V2と間の線形性が実現される。
That is, if Vc = Vs is maintained by controlling the charging current Ic of the
このように、容量差検出回路400は、サンプルホールド出力の加算値が一定値になるように充電電流Icを制御して、出力Voと充電電圧V1、V2との線形性が向上される。
In this way, the capacitance
したがって、本実施例に係る容量差検出回路400は、従来の容量差検出回路と比較して、可変容量キャパシタの容量変化が大きくなっても、より正確な容量差の検出ができる。
Therefore, the capacitance
以上のように、本実施例に係る容量差検出回路によれば、容量変化を、より高速かつ高精度で検出することができる。 As described above, according to the capacitance difference detection circuit according to the present embodiment, the capacitance change can be detected at higher speed and with higher accuracy.
なお、本実施例に対して、実施例1、2に示すチョッパ型アンプを適用してもよい。この場合、さらに、実施例3に示すインスツルメンテーションアンプ構成の適用も可能である。 Note that the chopper type amplifier shown in the first and second embodiments may be applied to the present embodiment. In this case, it is also possible to apply the instrumentation amplifier configuration shown in the third embodiment.
1 MEMSセンサ
2 第1の可変容量キャパシタ
3 第2の可変容量キャパシタ
4 出力端子
5、25 電流源
6 電流切換スイッチ回路
7 チョッパ型アンプ
7a 第1のチョッパ用スイッチ回路
7b 第2のチョッパ用スイッチ回路
7c 演算増幅回路
8、28 第1のサンプルホールド回路
9、29 第2のサンプルホールド回路
10 差動増幅回路
11 第1のリセット用スイッチ回路
12 第2のリセット用スイッチ回路
13 クロック信号入力端子
14 タイミングジェネレータ
15、215、415 制御増幅器
16a 第1の差動増幅回路
16b 第2の差動増幅回路
17 第1の抵抗
18 第2の抵抗
19 第3の抵抗
20 第4の抵抗
28a 第1のサンプルホールド用スイッチ回路
28b 第1のキャパシタ
29a 第2のサンプルホールド用スイッチ回路
29b 第2のキャパシタ
34a 第1の出力端子
34b 第2の出力端子
100、200、300 容量差検出回路
401 加算増幅器
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記第1、第2の可変容量キャパシタに充電電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第1、第2の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第1の可変容量キャパシタに充電された第1の充電電圧、および第2の可変容量キャパシタに充電された第2の充電電圧を検出するチョッパ型アンプと、
前記チョッパ型アンプの出力に接続され、前記第1の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドする第1のサンプルホールド回路と、
前記チョッパ型アンプの出力に接続され、前記第2の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドする第2のサンプルホールド回路と、
前記第1のサンプルホールド回路の出力が反転入力端子に入力されるとともに、前記第2のサンプルホールド回路の出力が非反転入力端子に入力され、信号を前記出力端子に出力する差動増幅回路と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第1の可変容量キャパシタに前記第1の充電電圧が充電されている期間中にこの第1の充電電圧を検出するとともに前記第2の可変容量キャパシタに前記第2の充電電圧が充電されている期間中にこの第2の充電電圧を検出するように、前記チョッパ型アンプを制御するゲートパルス信号を出力し、
前記第1の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第1のサンプルホールド回路を制御する第1のサンプルパルス信号を出力し、
前記第2の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第2のサンプルホールド回路を制御する第2のサンプルパルス信号を出力する
ことを特徴とする容量差検出回路。 Capacitors for detecting the voltages charged to the first variable capacitor and the second variable capacitor whose sum of the capacitance values is constant, and outputting signals corresponding to these voltages to the output terminals, respectively. A difference detection circuit,
A current source for supplying a charging current to the first and second variable capacitors;
The current source is connected between the current source and the first and second variable capacitors, and the current output from the current source is supplied complementarily to the first variable capacitor and the second variable capacitor. A current changeover switch circuit that performs a changeover operation to
A chopper type amplifier for detecting a first charging voltage charged in the first variable capacitor and a second charging voltage charged in the second variable capacitor;
A first sample-and-hold circuit connected to the output of the chopper-type amplifier and sampling and holding an output signal of the chopper-type amplifier corresponding to the first charging voltage;
A second sample and hold circuit connected to the output of the chopper type amplifier and sampling and holding the output signal of the chopper type amplifier corresponding to the second charging voltage;
A differential amplifying circuit in which an output of the first sample and hold circuit is input to an inverting input terminal, an output of the second sample and hold circuit is input to a non-inverting input terminal, and a signal is output to the output terminal; ,
A timing generator that outputs a signal based on an input clock signal,
The timing generator is
Outputting a current switching pulse signal for controlling the switching operation of the current switching circuit;
The first charging voltage is detected while the first variable capacitor is charged with the first charging voltage, and the second charging capacitor is charged with the second charging voltage. Outputting a gate pulse signal for controlling the chopper amplifier so as to detect the second charging voltage during a period of time,
Outputting a first sample pulse signal for controlling the first sample and hold circuit so as to sample and hold the output signal of the chopper amplifier during a period of detecting the first charging voltage;
Outputting a second sample pulse signal for controlling the second sample and hold circuit so as to sample and hold the output signal of the chopper type amplifier during a period of detecting the second charge voltage. Capacitance difference detection circuit.
前記電流源は、前記加算値が一定の基準値になるように前記充電電流を制御する
ことを特徴とする請求項1に記載の容量差検出回路。 A control amplifier for adding the output of the first sample and hold circuit and the output of the second sample and hold circuit, and integrating and amplifying the added value to control the current source;
The capacity difference detection circuit according to claim 1, wherein the current source controls the charging current so that the added value becomes a constant reference value.
ことを特徴とする請求項2に記載の容量差検出回路。 The timing generator supplies the charging current from the current source to charge the first variable capacitor, and supplies the charging current from the current source to charge the second variable capacitor. The capacitance difference detection circuit according to claim 2, wherein a current switching pulse signal is output to the current switching circuit so that the period is the same.
前記第1の可変容量キャパシタに一端が接続され、前記タイミングジェネレータにより制御される第1のチョッパ用スイッチ回路と、
前記第2の可変容量キャパシタに接続され、前記タイミングジェネレータにより制御される第2のチョッパ用スイッチ回路と、前記第1のチョッパ用スイッチ回路の他端および前記第2のチョッパ用スイッチ回路の他端に入力が接続され、入力された信号を増幅し、前記第1のサンプルホールド回路および前記第2のサンプルホールド回路に出力する演算増幅回路と、を有し、
前記タイミングジェネレータは、
前記第1の可変容量キャパシタに前記第1の充電電圧が充電されている期間中に、前記第1のチョッパ用スイッチ回路をオンする第1のゲートパルス信号を出力し、
前記第2の可変容量キャパシタに前記第2の充電電圧が充電されている期間中に、前記第2のチョッパ用スイッチ回路をオンする第2のゲートパルス信号を出力する
ことを特徴とする請求項1ないし3の何れかに記載の容量差検出回路。 The chopper amplifier is
A first chopper switch circuit having one end connected to the first variable capacitor and controlled by the timing generator;
A second chopper switch circuit connected to the second variable capacitor and controlled by the timing generator; the other end of the first chopper switch circuit; and the other end of the second chopper switch circuit And an operational amplifier circuit that amplifies the input signal and outputs the amplified signal to the first sample hold circuit and the second sample hold circuit,
The timing generator is
Outputting a first gate pulse signal for turning on the first chopper switch circuit during a period when the first charging voltage is charged in the first variable capacitor;
The second gate pulse signal for turning on the second chopper switch circuit is output during a period when the second charging voltage is charged in the second variable capacitor. 4. The capacitance difference detection circuit according to any one of 1 to 3.
前記第1、第2の可変容量キャパシタに電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第1、第2の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第1の可変容量キャパシタに充電された第1の充電電圧、および第2の可変容量キャパシタに充電された第2の充電電圧を検出するチョッパ型アンプと、
前記チョッパ型アンプの出力に一端が接続された第1のサンプルホールド用スイッチ回路と、前記第1のチョッパ用スイッチ回路の他端と接地との間に接続された第1のキャパシタとを有し、前記第1の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力を、電圧として前記第1のキャパシタに充電することにより、サンプルホールドする第1のサンプルホールド回路と、
前記チョッパ型アンプの出力に一端が接続された第2のサンプルホールド用スイッチ回路と、前記第2のサンプルホールド用スイッチ回路の他端と前記接地との間に接続された第2のキャパシタとを有し、前記第2の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力を、電圧として前記第2のキャパシタに充電することにより、サンプルホールドする第2のサンプルホールド回路と、
前記第1のキャパシタの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を前記第1の出力端子に出力する第1の差動増幅回路と、
前記第2のキャパシタの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を前記第2の出力端子に出力する第2の差動増幅回路と、
前記第1の差動増幅回路の出力と反転入力端子との間に接続された第1の抵抗と、
前記第1の差動増幅回路の反転入力端子に一端が接続された第2の抵抗と、
前記第2の差動増幅回路の出力と反転入力端子との間に接続され、前記第1の抵抗と同じ抵抗値を有する第3の抵抗と、
前記第2の差動増幅回路の反転入力端子と前記第2の抵抗の他端との間に接続され、前記第2の抵抗と同じ抵抗値を有する第4の抵抗と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、
前記第2の抵抗と前記第4の抵抗との間の電圧を積分増幅して前記電流源を制御する制御増幅器と、
を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第1の可変容量キャパシタに前記第1の充電電圧が充電されている期間中にこの第1の充電電圧を検出するとともに前記第2の可変容量キャパシタに前記第2の充電電圧が充電されている期間中にこの第2の充電電圧を検出するように、前記チョッパ型アンプを制御するゲートパルス信号を出力し、
前記第1の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第1のサンプルホールド回路の第1のサンプルホールド用スイッチ回路を制御する第1のサンプルパルス信号を出力し、
前記第2の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第2のサンプルホールド回路の第2のサンプルホールド用スイッチ回路を制御する第2のサンプルパルス信号を出力し、
前記制御増幅器は、
前記第2の抵抗と前記第4の抵抗との間の電圧が一定の基準値になるように前記電流源の前記充電電流を制御する
ことを特徴とする容量差検出回路。 The respective voltages charged to the first variable capacitor and the second variable capacitor whose sum of the capacitance values is constant are detected, and a differential signal corresponding to these voltages is output to the first output terminal. A capacitance difference detection circuit that outputs to each of the second output terminals,
A current source for supplying current to the first and second variable capacitors;
The current source is connected between the current source and the first and second variable capacitors, and the current output from the current source is supplied complementarily to the first variable capacitor and the second variable capacitor. A current changeover switch circuit that performs a changeover operation to
A chopper type amplifier for detecting a first charging voltage charged in the first variable capacitor and a second charging voltage charged in the second variable capacitor;
A first sample-and-hold switch circuit having one end connected to the output of the chopper type amplifier, and a first capacitor connected between the other end of the first chopper switch circuit and the ground. A first sample-and-hold circuit that samples and holds the output of the chopper amplifier corresponding to the first charging voltage by charging the first capacitor as a voltage;
A second sample-and-hold switch circuit having one end connected to the output of the chopper-type amplifier, and a second capacitor connected between the other end of the second sample-and-hold switch circuit and the ground. A second sample-and-hold circuit that samples and holds the output of the chopper amplifier corresponding to the second charging voltage by charging the second capacitor as a voltage;
A first differential amplifier circuit in which a voltage of the first capacitor is input to a non-inverting input terminal and a signal is output to the first output terminal;
A second differential amplifier circuit in which a voltage of the second capacitor is input to a non-inverting input terminal and a signal is output to the second output terminal;
A first resistor connected between an output of the first differential amplifier circuit and an inverting input terminal;
A second resistor having one end connected to the inverting input terminal of the first differential amplifier circuit;
A third resistor connected between an output of the second differential amplifier circuit and an inverting input terminal and having the same resistance value as the first resistor;
A fourth resistor connected between the inverting input terminal of the second differential amplifier circuit and the other end of the second resistor, and having the same resistance value as the second resistor;
A timing generator that outputs a signal based on an input clock signal;
A control amplifier for controlling the current source by integrating and amplifying the voltage between the second resistor and the fourth resistor;
With
The timing generator is
Outputting a current switching pulse signal for controlling the switching operation of the current switching circuit;
The first charging voltage is detected while the first variable capacitor is charged with the first charging voltage, and the second charging capacitor is charged with the second charging voltage. Outputting a gate pulse signal for controlling the chopper amplifier so as to detect the second charging voltage during a period of time,
A first sample pulse for controlling a first sample and hold switch circuit of the first sample and hold circuit so as to sample and hold an output signal of the chopper amplifier during a period of detecting the first charging voltage. Output signal,
A second sample pulse for controlling a second sample and hold switch circuit of the second sample and hold circuit so as to sample and hold the output signal of the chopper amplifier during a period of detecting the second charging voltage; Output signal,
The control amplifier is
The capacitance difference detection circuit characterized by controlling the charging current of the current source so that a voltage between the second resistor and the fourth resistor becomes a constant reference value.
前記第1、第2の可変容量キャパシタに充電電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第1、第2の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第1の可変容量キャパシタと第2の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第1の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドする第1のサンプルホールド回路と、
前記第2の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドする第2のサンプルホールド回路と、
前記第1のサンプルホールド回路の出力が反転入力端子に入力されるとともに、前記第2のサンプルホールド回路の出力が非反転入力端子に入力され、信号を前記出力端子に出力する差動増幅回路と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、
前記第1のサンプルホールド回路の出力と前記第2のサンプルホールド回路の出力とを加算し、その加算結果を増幅する加算増幅器と、
前記加算増幅器の出力が一定の基準値になるように、前記加算増幅器の出力を積分増幅した制御電圧を前記電流源に出力することにより前記充電電流を制御する制御増幅器と、を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第1の可変容量キャパシタに前記第1の充電電圧が充電されている期間中に、前記第1の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドするように、前記第1のサンプルホールド回路を制御する第1のサンプルパルス信号を出力し、
前記第2の可変容量キャパシタに前記第2の充電電圧が充電されている期間中に、前記第2の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドするように、前記第2のサンプルホールド回路を制御する第2のサンプルパルス信号を出力する
ことを特徴とする容量差検出回路。 Capacitors for detecting the voltages charged to the first variable capacitor and the second variable capacitor whose sum of the capacitance values is constant, and outputting signals corresponding to these voltages to the output terminals, respectively. A difference detection circuit,
A current source for supplying a charging current to the first and second variable capacitors;
The current source is connected between the current source and the first and second variable capacitors, and the current output from the current source is supplied complementarily to the first variable capacitor and the second variable capacitor. A current changeover switch circuit that performs a changeover operation to
A first sample-and-hold circuit that samples and holds a signal corresponding to the first charging voltage;
A second sample and hold circuit that samples and holds a signal corresponding to the second charging voltage;
A differential amplifying circuit in which an output of the first sample and hold circuit is input to an inverting input terminal, an output of the second sample and hold circuit is input to a non-inverting input terminal, and a signal is output to the output terminal; ,
A timing generator that outputs a signal based on an input clock signal;
A summing amplifier for adding the output of the first sample and hold circuit and the output of the second sample and hold circuit and amplifying the addition result;
A control amplifier for controlling the charging current by outputting a control voltage obtained by integrating and amplifying the output of the summing amplifier to the current source so that the output of the summing amplifier becomes a constant reference value;
The timing generator is
Outputting a current switching pulse signal for controlling the switching operation of the current switching circuit;
Controlling the first sample and hold circuit so as to sample and hold a signal corresponding to the first charging voltage during a period in which the first charging capacitor is charged with the first charging voltage; Outputting a first sample pulse signal;
Controlling the second sample and hold circuit so as to sample and hold a signal corresponding to the second charging voltage during a period in which the second charging capacitor is charged in the second variable capacitor; A capacitance difference detection circuit characterized by outputting a second sample pulse signal.
ことを特徴とする請求項1ないし6に記載の容量差検出回路。 The capacitance difference detection circuit according to claim 1, wherein the first variable capacitor and the second variable capacitor constitute a MEMS sensor.
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