JP2008098731A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】可変周波数範囲を大きくするために設けたコンデンサがフローティング状態になることを防止して、発振周波数近傍の位相ノイズの悪化を改善できるようにする。
【解決手段】可変周波数範囲を大きくするために設けた並列コンデンサＣ３に対して並列に第２のスイッチングトランジスタＰ１を設け、周波数切り替えのために並列コンデンサＣ３に対して直列に接続された第１のスイッチングトランジスタＮ２がオフにされたときに、第２のスイッチングトランジスタＰ１がオンとなるようにすることにより、第１のスイッチングトランジスタＮ２がオフにされたときは、第２のスイッチングトランジスタＰ１のパスによって短絡されるようにして、並列コンデンサＣ３がフローティング状態になることを防ぐことができるようにする。
【選択図】 図１

Description

本発明は電圧制御発振器に関し、特に、発振周波数の切り替え機能を有する電圧制御発振器に用いて好適なものである。

ラジオ受信機やテレビ受像機などの無線通信装置に代表される多くのアプリケーションでは、発振器が同調可能なこと、すなわち、発振周波数を制御電圧によって切り替え可能であることが要求される。そのための発振器として、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）が用いられる。例えば、発振周波数の高周波化に容易に対応でき、かつ周波数帯域を切り替えることができるようにした電圧制御発振器が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００３−１７９３６号公報

図２は、従来の電圧制御発振器の構成例を示す図である。図２において、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１，Ｃ２およびトランジスタＮ１により周知のコルピッツ発振回路が構成されている。このコルピッツ発振回路に対して可変容量ダイオード（バリキャップ）ＶＣを接続することで、電圧制御発振器として利用できるようになる。

また、図２の例では、可変周波数範囲を大きくするために、可変容量ダイオードＶＣに対してコンデンサＣ３が並列に接続され、当該コンデンサＣ３とグランド電位との間に、共振周波数帯域を切り替えるための制御信号ＣＯＮＴ１が供給されるスイッチングトランジスタＮ２が接続されている。上述の特許文献１に記載の技術もこれと同様の構成を有している。

図２の構成において、スイッチングトランジスタＮ２をオンにした場合、並列コンデンサＣ３はスイッチングトランジスタＮ２を介してグランドに接続される。しかしながら、スイッチングトランジスタＮ２をオフにすると、並列コンデンサＣ３はフローティングの状態になる。そのため、発振周波数近傍の位相ノイズが悪化してしまうという問題があった。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、コルピッツ発振回路を用いた電圧制御発振器において、可変周波数範囲を大きくするために設けたコンデンサがフローティング状態になることを防止して、発振周波数近傍の位相ノイズの悪化を改善できるようにすることを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明では、可変周波数範囲を大きくするために設けた並列コンデンサに対して並列に第２のスイッチングトランジスタを設け、周波数切り替えのために並列コンデンサに対して直列に接続された第１のスイッチングトランジスタがオフにされたときに、第２のスイッチングトランジスタがオンとなるようにしている。

上記のように構成した本発明によれば、第１のスイッチングトランジスタがオフにされたときは、並列コンデンサに対して並列に接続された第２のスイッチングトランジスタがオンとなり、当該第２のスイッチングトランジスタのパスによって短絡されるので、並列コンデンサがフローティング状態になることを防ぐことができる。これにより、発振周波数近傍の位相ノイズの悪化を抑止することができるようになる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態による電圧制御発振器の構成例を示す図である。図１において、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１，Ｃ２およびトランジスタＮ１によりコルピッツ発振回路が構成されている。このコルピッツ発振回路のコンデンサＣ１，Ｃ２に対して可変容量ダイオードＶＣが並列に接続されている。なお、ここでは可変容量ダイオードＶＣを用いているが、これ以外の可変容量素子を用いても良い。

また、図１の例では、可変周波数範囲を大きくするために、可変容量ダイオードＶＣに対してコンデンサＣ３が並列に接続されている。また、可変容量ダイオードＶＣに対して並列に、かつ並列コンデンサＣ３に対して直列に、共振周波数帯域を切り替えるための第１の制御信号ＣＯＮＴ１がゲートに供給される第１のスイッチングトランジスタＮ２が接続されている。すなわち、第１のスイッチングトランジスタＮ２は、並列コンデンサＣ３とグランド電位との間に接続されている。

本実施形態ではさらに、並列コンデンサＣ３に対して並列に、第２の制御信号ＣＯＮＴ２がゲートに供給される第２のスイッチングトランジスタＰ１が接続されている。ここで、第１のスイッチングトランジスタＮ２はｎＭＯＳトランジスタで構成され、第２のスイッチングトランジスタＰ１はｐＭＯＳトランジスタで構成されている。そして、第１のスイッチングトランジスタＮ２がオフのときに、第２のスイッチングトランジスタＰ１がオンとなるように制御する。

以上に示した本実施形態の電圧制御発振器は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスまたはＢｉ−ＣＭＯＳ（Bipolar-CMOS）プロセスによって１つのＩＣチップに集積化されている。

ここで、上記のように構成した本実施形態による電圧制御発振器の動作を説明する。第１のスイッチングトランジスタＮ２のゲートに供給される第１の制御信号ＣＯＮＴ１がＬｏｗレベルのとき、第１のスイッチングトランジスタＮ２はオフとなり、並列コンデンサＣ３は可変容量ダイオードＶＣに対して並列接続された状態にはならない。このとき、第２の制御信号ＣＯＮＴ２をＬｏｗレベルにして、第２のスイッチングトランジスタＰ１をオンとする。

このようにすることにより、第２のスイッチングトランジスタＰ１を通るパスによって短絡されるので、並列コンデンサＣ３がフローティング状態になることを防ぐことができる。これにより、発振周波数近傍の位相ノイズの悪化を抑止することができるようになる。シミュレーションしたところ、発振周波数からのオフセット周波数Δｆが１０ｋＨｚのときの位相ノイズを１０ｄＢ以上改善することができた。

なお、上記実施形態では、第１のスイッチングトランジスタＮ２としてｎＭＯＳトランジスタ、第２のスイッチングトランジスタＰ１としてｐＭＯＳトランジスタを用いる例について説明しているが、これは単なる一例に過ぎない。ただし、このように構成すると、第１の制御信号ＣＯＮＴ１と第２の制御信号ＣＯＮＴ２とを同じ信号とすることができ、制御系を簡素化することができる。

また、上記実施形態では、可変容量ダイオードＶＣに対して１組のコンデンサＣ３および第１のスイッチングトランジスタＮ２を並列に接続する例について説明したが、可変容量ダイオードＶＣに対して複数組のコンデンサおよび第１のスイッチングトランジスタをそれぞれ並列に接続するようにしても良い。この場合、第２のスイッチングトランジスタは、例えば、複数の並列コンデンサに対してそれぞれ並列に接続する。

その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明は、コルピッツ発振回路を用いた電圧制御発振器において、発振周波数の切り替え機能を有するものに有用である。

本実施形態による電圧制御発振器の構成例を示す図である。 従来の電圧制御発振器の構成例を示す図である。

符号の説明

Ｃ１，Ｃ２ コルピッツ発振回路を構成するコンデンサ
ＶＣ 可変容量ダイオード
Ｃ３ 並列コンデンサ
Ｎ２ 第１のスイッチングトランジスタ
Ｐ１ 第２のスイッチングトランジスタ

Claims (2)

1. コルピッツ発振回路と、
   上記コルピッツ発振回路のコンデンサに対して並列に接続された可変容量素子と、
   上記可変容量素子に対して並列に接続された並列コンデンサと、
   上記可変容量素子に対して並列に、かつ上記並列コンデンサに対して直列に接続された第１のスイッチングトランジスタと、
   上記並列コンデンサに対して並列に接続された第２のスイッチングトランジスタとを備え、
   上記第１のスイッチングトランジスタがオフのときに、上記第２のスイッチングトランジスタがオンとなるようにしたことを特徴とする電圧制御発振器。
2. 上記第１のスイッチングトランジスタはｎＭＯＳトランジスタで構成され、上記第２のスイッチングトランジスタはｐＭＯＳトランジスタで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。