JP2008079487A - Ac power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、複数の高周波電力変換器（インバータ）を並列に接続して運転する交流電源装置に関し、特に、スパッタ等のプロセスを用いて半導体や液晶基板等を製造するスパッタリング装置や誘導加熱装置等の分野において、それぞれのインバータからの出力電流のバラツキを抑える交流電源装置に関する。 The present invention relates to an AC power supply device that operates by connecting a plurality of high-frequency power converters (inverters) in parallel, and in particular, a sputtering device, an induction heating device, or the like that manufactures a semiconductor, a liquid crystal substrate, or the like using a process such as sputtering. In this field, the present invention relates to an AC power supply device that suppresses variations in output current from each inverter.
一般に、スパッタリング装置は、電源装置が高電圧の直流電源または交流電源を装置内の電極へ印加することにより、プラズマ放電を発生させ、スパッタリングプロセスを実現するものである。 In general, a sputtering apparatus generates a plasma discharge by applying a high-voltage DC power supply or an AC power supply to an electrode in the apparatus to realize a sputtering process.
図６は、スパッタリング装置の電極へ交流電源を印加する交流電源装置の構成を示すブロック図である。この従来の交流電源装置１００は、並列に接続された２つの電源系統から構成され、第１の電源系統が、整流器１０１−１、平滑用コンデンサ１０２−１、高周波電力変換器１０３−１、直列共振回路１０４−１、及び絶縁トランス１０７−１を備え、第２の電源系統が、整流器１０１−２、平滑用コンデンサ１０２−２、高周波電力変換器１０３−２、直列共振回路１０４−２、及び絶縁トランス１０７−２を備えている。すなわち、交流電源装置１００は、２つの電源系統を並列運転させ、２つの交流電力を合成することにより、その合成した交流電力をスパッタリング装置２００のカソード電極２０１−１，２へ印加する。
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of an AC power supply apparatus that applies an AC power supply to the electrodes of the sputtering apparatus. This conventional AC
整流器１０１−１は、整流素子、例えばダイオードを用いた３相全波整流回路から成り、商用交流電源（図示せず）から３相交流電力を入力し、３相交流電力を整流し、得られる直流電力を平滑用コンデンサ１０２−１に出力する。整流器１０１−１は、出力正極端子が平滑用コンデンサ１０２−１の一端に接続され、出力負極端子が平滑用コンデンサ１０２−１の他端に接続される。 The rectifier 101-1 includes a three-phase full-wave rectifier circuit using a rectifier element, for example, a diode, and is obtained by inputting three-phase AC power from a commercial AC power supply (not shown) and rectifying the three-phase AC power. DC power is output to the smoothing capacitor 102-1. Rectifier 101-1 has an output positive terminal connected to one end of smoothing capacitor 102-1 and an output negative terminal connected to the other end of smoothing capacitor 102-1.
平滑用コンデンサ１０２−１は、整流器１０１−１から直流電力を入力し、直流電圧を平滑にし、得られる直流電力を高周波電力変換器１０３−１に出力する。平滑用コンデンサ１０２−１は、一端が高周波電力変換器１０３−１の入力正極端子に接続され、他端が高周波電力変換器１０３−１の入力負極端子に接続される。 Smoothing capacitor 102-1 receives DC power from rectifier 101-1, smoothes the DC voltage, and outputs the obtained DC power to high-frequency power converter 103-1. One end of smoothing capacitor 102-1 is connected to the input positive terminal of high-frequency power converter 103-1, and the other end is connected to the input negative terminal of high-frequency power converter 103-1.
高周波電力変換器１０３−１は、電圧型のインバータ回路から成り、相対向する２対の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Ｑ１及びＱ４スイッチ）及びＩＧＢＴ（Ｑ２及びＱ３スイッチ）の対（以下、スイッチング素子という。）が、スイッチング素子のゲートに入力される制御信号（図示せず）により、コレクターエミッタ間の導通／遮断を制御する。すなわち、高周波電力変換器１０３−１は、スイッチング素子が、交互にオン／オフ動作を繰り返し、平滑用コンデンサ１０２−１により平滑された波形の電圧を有する直流電力を、略矩形波交流波形の電圧を有する交流電力に変換する回路である。高周波電力変換器１０３−１は、平滑用コンデンサ１０２から直流電力を入力し、内在するスイッチング素子のゲートを制御信号（図示せず）によりオン／オフ動作させ、直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を直列共振回路１０４−１を介して絶縁トランス１０７−１に出力する。 The high-frequency power converter 103-1 is composed of a voltage-type inverter circuit, and two pairs of semiconductor switching elements facing each other, for example, a pair of IGBTs (Q1 and Q4 switches) and IGBTs (Q2 and Q3 switches) (hereinafter referred to as switching elements). ) Controls the conduction / cutoff between the collector and the emitter by a control signal (not shown) input to the gate of the switching element. In other words, the high-frequency power converter 103-1 converts the DC power having the waveform voltage smoothed by the smoothing capacitor 102-1 into the voltage of the substantially rectangular wave AC waveform, with the switching elements alternately repeating on / off operations. It is the circuit which converts into the alternating current power which has. The high-frequency power converter 103-1 receives DC power from the smoothing capacitor 102, turns on / off the gate of the inherent switching element by a control signal (not shown), converts the DC power to AC power, The AC power is output to the insulation transformer 107-1 via the series resonance circuit 104-1.
直列共振回路１０４−１は、コイル１０５−１及びコンデンサ１０６−１を備えている。高周波電力変換器１０３−１内の接続点Ｐ１０１−１と接続点Ｐ１０２−１との間には、コイル１０５−１、コンデンサ１０６−１及び絶縁トランス１０７−１の１次巻線が直列に接続され、これらコイル１０５−１及びコンデンサ１０６−１が直列共振回路を構成する。 The series resonance circuit 104-1 includes a coil 105-1 and a capacitor 106-1. Between the connection point P101-1 and the connection point P102-1 in the high-frequency power converter 103-1, the primary windings of the coil 105-1, the capacitor 106-1, and the insulation transformer 107-1 are connected in series. The coil 105-1 and the capacitor 106-1 constitute a series resonance circuit.
絶縁トランス１０７−１は、相互に電磁結合された１次巻線及び２次巻線からなる変圧器であり、高周波電力変換器１０３−１から出力された高周波の交流電力に対する安全性及び環境等を配慮するために設置されている。絶縁トランス１０７−１は、１次巻線に交流電圧を入力し、１次巻線と２次巻線との巻数比に比例した交流電圧を２次巻線に発生させる。絶縁トランス１０７−１の１次巻線は、巻き始めが直列共振回路１０４−１のコンデンサ１０６−１に接続され、巻き終りが高周波電力変換器１０３−１のスイッチング素子Ｑ２のエミッタ及びＱ４のコレクタに接続される。絶縁トランス１０７−１の２次巻線は、スパッタリング装置２００のカソード電極２０１−１，２に接続される。すなわち、絶縁トランス１０７−１は、交流電力を入力し、この交流電力と電気的に絶縁させた交流電力に変換して出力する。このように、絶縁トランス１０７−１は、入力の商用電源と出力の交流電力とを絶縁する。
The insulation transformer 107-1 is a transformer composed of a primary winding and a secondary winding that are electromagnetically coupled to each other, and safety and environment for high-frequency AC power output from the high-frequency power converter 103-1. It is installed to take into account. Insulation transformer 107-1 inputs an AC voltage to the primary winding, and generates an AC voltage in the secondary winding that is proportional to the turn ratio of the primary winding and the secondary winding. The primary winding of the insulating transformer 107-1 is connected to the capacitor 106-1 of the series resonance circuit 104-1 at the beginning of winding, and the emitter of the switching element Q2 and the collector of Q4 of the high frequency power converter 103-1 at the end of winding. Connected to. The secondary winding of the insulating transformer 107-1 is connected to the cathode electrodes 201-1 and 201-2 of the sputtering
第２の電源系統も第１の電源系統と同様の機能を有する。つまり、第２の電源系統の整流器１０１−２、平滑用コンデンサ１０２−２、高周波電力変換器１０３−２、コイル１０５−２及びコンデンサ１０６−２を備えた直列共振回路１０４−２、及び絶縁トランス１０７−２は、第１の電源系統の整流器１０１−１、平滑用コンデンサ１０２−１、高周波電力変換器１０３−１、コイル１０５−１及びコンデンサ１０６−１を備えた直列共振回路１０４−１、及び絶縁トランス１０７−１とそれぞれ同等の機能を有する。 The second power supply system also has the same function as the first power supply system. That is, the rectifier 101-2 of the second power supply system, the smoothing capacitor 102-2, the high frequency power converter 103-2, the series resonance circuit 104-2 including the coil 105-2 and the capacitor 106-2, and the insulating transformer 107-2 is a series resonance circuit 104-1 including a rectifier 101-1, a smoothing capacitor 102-1, a high-frequency power converter 103-1, a coil 105-1, and a capacitor 106-1, in the first power supply system. The insulating transformer 107-1 has the same function.
絶縁トランス１０７−１により出力された交流電力と絶縁トランス１０７−２により出力された交流電力とが合成され、合成された交流電力は、スパッタリング装置２００のカソード電極２０１−１，２に供給される。
The AC power output from the insulating transformer 107-1 and the AC power output from the insulating transformer 107-2 are combined, and the combined AC power is supplied to the cathode electrodes 201-1 and 201-2 of the
一般に、交流電源装置の周波数仕様が２０〜１００ｋＨｚの場合、インバータが１対（２個）のスイッチング素子（Ｑ１及びＱ３、またはＱ２及びＱ４）により構成されるときは、その容量として２０〜２５ｋＷが限界である。このときは、スパッタリング装置に対して２０〜２５ｋＷの交流電力しか供給することができないことになる。これに対し、５０ｋＷ、１００ｋＷのような大容量の電力を供給する場合には、インバータを構成する１対のスイッチング素子を複数設けて並列に接続するか、または、図６に示した高周波電力変換器１０３−１，２のように、２対（４個）のスイッチング素子から成るインバータ自体を並列に接続する必要がある。 Generally, when the frequency specification of the AC power supply device is 20 to 100 kHz, when the inverter is composed of a pair (two) of switching elements (Q1 and Q3, or Q2 and Q4), the capacity is 20 to 25 kW. It is a limit. At this time, only AC power of 20 to 25 kW can be supplied to the sputtering apparatus. On the other hand, when supplying a large amount of power such as 50 kW or 100 kW, a plurality of a pair of switching elements constituting an inverter are provided and connected in parallel, or the high-frequency power conversion shown in FIG. As in the units 103-1 and 103-2, it is necessary to connect the inverters composed of two pairs (four) of switching elements in parallel.
この場合、１対のスイッチング素子を複数設けて並列に接続して構成したときは、素子におけるオン電圧のバラツキ、配線インピーダンスの違い及び配置の影響を受け、スイッチング素子における電流分担のバランスがとり難くなる。一方、図６に示したように、２対のスイッチング素子から成るインバータ自体を並列に接続して構成したときは、５０ｋＷや１００ｋＷ等自由に容量を組み上げることができる。したがって、一般には、図６に示したような後者の構成が用いられる。この場合、図６に示したように、高周波電力変換器１０３−１，２に対して直列共振回路１０４−１，２が、それぞれ並列接続される。 In this case, when a plurality of pairs of switching elements are provided and connected in parallel, the current sharing in the switching elements is difficult to balance due to the effects of on-voltage variations, wiring impedance differences, and arrangement in the elements. Become. On the other hand, as shown in FIG. 6, when the inverters composed of two pairs of switching elements are connected in parallel, the capacity can be freely set to 50 kW or 100 kW. Therefore, in general, the latter configuration as shown in FIG. 6 is used. In this case, as shown in FIG. 6, series resonant circuits 104-1 and 104-2 are connected in parallel to high-frequency power converters 103-1 and 103-2, respectively.
ここで、直列共振回路１０４−１，２は、高周波電力変換器１０３−１，２が共振周波数に近い周波数の交流電圧を出力することにより、当該回路が共振し、無効電力をコイル１０５−１，２とコンデンサ１０６−１，２との間で循環させる。これにより、高周波電力変換器１０３−１，２は、絶縁トランス１０７−１，２を介してスパッタリング装置２００へ出力して消費される有効電力分のみを供給すれば良く、高周波電力変換器１０３−１，２出力の高力率化を実現することができる。つまり、直列共振回路１０４−１，２により、スパッタリング装置２００へ交流電力を出力する交流電源装置１００において、商用交流電源から入力した３相交流電力を、スパッタリング装置２００へ出力する交流電力に変換する際の効率化を実現することができる。
Here, the series resonant circuits 104-1 and 104-2 are such that when the high-frequency power converters 103-1 and 103-2 output an alternating voltage having a frequency close to the resonant frequency, the circuit resonates and the reactive power is transferred to the coil 105-1. , 2 and capacitors 106-1 and 106-2. As a result, the high frequency power converters 103-1 and 103-2 need only supply the effective power consumed by being output to the sputtering
また、実際上、図６において、交流電源装置１００は、整流器１０１−１，２と平滑用コンデンサ１０２−１，２との間にＤＣ−ＤＣ電力変換器（図示せず）例えば、一般的に知られているチョッパ装置をそれぞれ備える。チョッパ装置は、高周波電力変換器１０３−１，２の入力側の直流電圧を調整するものである。これにより、交流電源装置１００は、商用交流電源（図示せず）から３相交流電力を入力し、３相交流電力を整流し、得られる直流電力をチョッパ装置及び高周波電力変換器１０３−１，２によって、負荷であるスパッタリング装置２００の所望電力に応じた交流電力をＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によりスパッタリング装置２００へ供給することができる。
Further, in practice, in FIG. 6, the AC
さらに、高周波電力変換器１０３−１，２は、いずれも同一の制御信号で直流電圧を交流電圧に変換するインバータを備える。これにより、交流電源装置１００は、各高周波電力変換器１０３−１，２におけるスイッチング素子のゲートをオンオフするためのオンオフ信号を同一にすることができ、各高周波電力変換器１０３−１，２による出力電圧をそれぞれ同期した形で生成することができる。
Further, each of the high-frequency power converters 103-1 and 103-2 includes an inverter that converts a DC voltage into an AC voltage using the same control signal. Thereby, the AC
このような直列共振回路を用いたインバータの例として、特許文献１に記載のものがある。特許文献１の交流電源装置は、並列に接続されたインバータと直列共振回路との間にフェライトコアを介挿することにより、Ｕ，Ｖ相の分担電流を等しくするものである。
As an example of an inverter using such a series resonant circuit, there is one described in
前述のように、図６に示した従来の交流電源装置１００において、高周波電力変換器１０３−１，２にそれぞれ接続された直列共振回路１０４−１，２により、スパッタリング装置２００へ交流電力を出力する際の電力変換における効率化を実現することができる。
As described above, in the conventional AC
しかしながら、従来の交流電源装置１００では、高周波電力変換器１０３−１，２を構成するスイッチング素子のオン電圧値の違い、及び直列共振回路１０４−１，２のインピーダンスのバラツキが原因となって、第１の電源系統における電流値（高周波電力変換器１０３−１内の接続点Ｐ１０１−１から直列共振回路１０４−１、絶縁トランス１０７−１の１次巻線を経て接続点Ｐ１０２−１までの経路に流れる電流値）と第２の電源系統における電流値（高周波電力変換器１０３−２内の接続点Ｐ１０１−２から直列共振回路１０４−２、絶縁トランス１０７−２の１次巻線を経て接続点Ｐ１０２−２までの経路に流れる電流値）との間に差が生じてしまう。すなわち、電源系統間の電流分担に影響を与えてしまう。この場合、高周波電力変換器１０３−１，２のスイッチング素子、直列共振回路１０４−１，２のコイル１０５−１，２及びコンデンサ１０６−１，２の容量を超えて電流が流れると、これらの素子等が発熱し、破損する可能性がある。
However, in the conventional AC
また、従来の交流電源装置１００では、高周波電力変換器１０３−１，２の出力周波数に応じて直列共振回路１０４−１，２の定数（コイル１０５−１，２のインダクタンスの値及びコンデンサ１０６−１，２のキャパシタンスの値）を変更する必要がある。これは、直列共振回路１０４−１，２は、インピーダンスの変化の影響を少なくするために、共振の鋭さを示すＱ値が小さくなるように設定されており、このＱ値を変えないようにするためである。このため、周波数に応じてコイル及びコンデンサを切り替えて使用する必要があることから、周波数の種類に応じた数の部品を予め備えておく必要があり、スペース及びコストの面で不利になる。
Further, in the conventional AC
そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数の高周波電力変換器を並列運転させる交流電源装置において、各電源系統で分担する電流値の差を小さくし、均等な電流分担を実現可能な交流電源装置を提供することにある。 Therefore, the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to reduce the difference in current value shared by each power supply system in an AC power supply apparatus that operates a plurality of high-frequency power converters in parallel. It is another object of the present invention to provide an AC power supply device that can realize equal current sharing.
上記目的を達成するために、本発明による交流電源装置は、交流電力を生成する複数の高周波電力変換器、及び、該高周波電力変換器の出力側にそれぞれ接続された直列共振回路を備え、前記高周波電力変換器により生成された交流電力を、直列共振回路を介して負荷装置へ供給する交流電源装置において、前記複数の高周波電力変換器の出力側にそれぞれ接続された直列共振回路は、コイル及びコンデンサを備え、前記コンデンサが、他の直列共振回路との間で共用されていることを特徴とする。 In order to achieve the above object, an AC power supply apparatus according to the present invention includes a plurality of high-frequency power converters that generate AC power, and a series resonant circuit connected to the output side of each of the high-frequency power converters, In an AC power supply apparatus that supplies AC power generated by a high-frequency power converter to a load device via a series resonant circuit, the series resonant circuit respectively connected to the output side of the plurality of high-frequency power converters includes a coil and A capacitor is provided, and the capacitor is shared with other series resonant circuits.
また、本発明による交流電源装置は、前記コンデンサが、全ての直列共振回路で共用される１個で構成されていることを特徴とする。 Moreover, the AC power supply device according to the present invention is characterized in that the capacitor is constituted by one shared by all series resonant circuits.
また、本発明による交流電源装置は、前記負荷装置をスパッタリング装置とし、前記高周波電力変換器により生成された交流電力を、前記コンデンサを共用する直列共振回路を介して、前記スパッタリング装置の電極へ供給することを特徴とする。 In the AC power supply device according to the present invention, the load device is a sputtering device, and the AC power generated by the high-frequency power converter is supplied to the electrode of the sputtering device via a series resonant circuit that shares the capacitor. It is characterized by doing.
以上説明したように、本発明によれば、それぞれの高周波電力変換器からの出力電流のバラツキを抑えることができ、均等な電流分担を実現することができる。これにより、設計により予め設定された許容量を超える電流が流れることがないから、素子や部品等の発熱を抑えると共にそれらの破損を防ぐことが可能となる。 As described above, according to the present invention, variation in output current from each high-frequency power converter can be suppressed, and uniform current sharing can be realized. As a result, a current exceeding an allowable amount set in advance by design does not flow, so that it is possible to suppress heat generation of the elements and components and to prevent them from being damaged.
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
〔構成〕
図１は、本発明の実施の形態による交流電源装置１の構成を説明するブロック図である。この交流電源装置１は、並列に接続された２つの電源系統から構成され、第１の電源系統が、整流器１０１−１、平滑用コンデンサ１０２−１、高周波電力変換器１０３−１、直列共振回路２−１、及び絶縁トランス１０７−１を備え、第２の電源系統が、整流器１０１−２、平滑用コンデンサ１０２−２、高周波電力変換器１０３−２、直列共振回路２−２、及び絶縁トランス１０７−２を備えている。すなわち、交流電源装置１は、２つの電源系統を並列運転させ、２つの交流電力を合成することにより、その合成した交流電力をスパッタリング装置２００のカソード電極２０１−１，２へ印加する。
The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
〔Constitution〕
FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of an AC
図６に示した従来の交流電源装置１００と図１に示す交流電源装置１とを比較すると、整流器１０１−１，２、平滑用コンデンサ１０２−１，２、高周波電力変換器１０３−１，２、及び絶縁トランス１０７−１，２は同一である。これに対し、従来の交流電源装置１００では、直列共振回路１０４−１，２が電源系統に並列にかつ独立して設けられており、交流電源装置１では、直列共振回路２−１に備えたコンデンサ４−１と直列共振回路２−２に備えたコンデンサ４−２とが２つの電源系統において共用されている点、直列共振回路２−１，２が独立して設けられていない点で相違する。
When the conventional AC
整流器１０１−１，２、平滑用コンデンサ１０２−１，２、高周波電力変換器１０３−１，２、及び絶縁トランス１０７−１，２は、図６に示した交流電源装置１００の構成と同一であるので、ここでは説明を省略する。
The rectifiers 101-1 and 101, the smoothing capacitors 102-1 and 102, the high-frequency power converters 103-1 and 103-2, and the insulating transformers 107-1 and 107-2 have the same configuration as that of the AC
直列共振回路２−１は、コイル３−１及びコンデンサ４−１，２を備えている。高周波電力変換器１０３−１内の接続点１−１と接続点２−１との間には、コイル３−１、並列に接続されたコンデンサ４−１，２、及び絶縁トランス１０７−１の１次巻線が直列に接続され、これらコイル３−１及び並列に接続されたコンデンサ４−１，２が実質的な直列共振回路を構成する。 The series resonance circuit 2-1 includes a coil 3-1 and capacitors 4-1, 2. Between the connection point 1-1 and the connection point 2-1 in the high-frequency power converter 103-1, there are a coil 3-1, capacitors 4-1, 2 connected in parallel, and an insulation transformer 107-1. The primary winding is connected in series, and the coil 3-1 and the capacitors 4-1, 2 connected in parallel constitute a substantial series resonance circuit.
また、直列共振回路２−２は、コイル３−２及びコンデンサ４−１，２を備えている。高周波電力変換器１０３−２内の接続点Ｐ１−２と接続点Ｐ２−２との間には、コイル３−２、並列に接続されたコンデンサ４−１，２、及び絶縁トランス１０７−２の１次巻線が直列に接続され、これらコイル３−２及び並列に接続されたコンデンサ４−１，２が実質的な直列共振回路を構成する。 The series resonance circuit 2-2 includes a coil 3-2 and capacitors 4-1, 2. Between the connection point P1-2 and the connection point P2-2 in the high-frequency power converter 103-2, there are a coil 3-2, capacitors 4-1, 2 connected in parallel, and an insulation transformer 107-2. The primary winding is connected in series, and the coil 3-2 and the capacitors 4-1, 2 connected in parallel constitute a substantial series resonance circuit.
このように、図１に示した交流電源装置１によれば、直列共振回路２−１，２が、２つの電源系統において、コンデンサ４−１，２を共用してそれぞれ構成するようにした。例えば、図６に示した従来の交流電源装置１００において、コンデンサ１０６−１，２のキャパシタンスに僅差がある場合は、コンデンサ１０６−１が第１の電源系統の電流値に直接影響を与え、コンデンサ１０６−２が第２の電源系統の電流値に直接影響を与えるから、そのキャパシタンスの僅差がそれぞれの電源系統の電流差に直接影響を与えることになる。
As described above, according to the AC
これに対し、図１に示した交流電源装置１では、コンデンサ４−１，２を共用しているから、コンデンサ４−１が第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値に影響を与え、コンデンサ４−２が同様に第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値に影響を与える。つまり、そのキャパタンスの僅差により生じるそれぞれの電源系統の電流差は、お互いに打ち消される。したがって、キャパシタンスの僅差による影響は、共用したコンデンサ４−１，２により吸収され、それぞれの電源系統の電流差への影響を抑えることができる。
On the other hand, in the AC
また、例えば、図６に示した従来の交流電源装置１００において、コイル１０５−１，２のインダクタンスに僅差がある場合は、コイル１０５−１が第１の電源系統の電流値に直接影響を与え、コイル１０５−２が第２の電源系統の電流値に直接影響を与えるから、そのインダクタンスの僅差がそれぞれの電源系統の電流差に直接影響を与えることになる。
Further, for example, in the conventional AC
これに対し、図１に示した交流電源装置１では、コンデンサ４−１，２を共用しているから、コイル３−１が第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値に影響を与え、コイル３−２が同様に第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値に影響を与える。つまり、コイル３−１の絶縁トランス１０７−１側における電流及びコイル３−２の絶縁トランス１０７−２側における電流が、２つのコンデンサ４−１，２にそれぞれ分配されるから、電源系統の電流差はお互いに打ち消される。したがって、インダクタンスの僅差による影響は、共用したコンデンサ４−１，２により吸収され、それぞれの電源系統の電流差への影響を抑えることができる。
On the other hand, in the AC
図５は、図１に示した直列共振回路２−１，２の等価回路を示す図であり、コイル３−１，２のインダクタンスに僅差（α）がある場合を示している。この等価回路によれば、直列共振回路２−１は、コイル３−１（インダクタンスはＬ０）とコンデンサ４−１，２（キャパシタンス２Ｃ０：コンデンサ４−１，２のキャパシタンスをそれぞれＣ０とした場合の合成容量）とが直列に接続されて構成されており、直列共振回路２−２は、コイル３−２（インダクタンスはＬ０＋α）とコンデンサ４−１，２（２Ｃ０：コンデンサ４−１，２のキャパシタンスをそれぞれＣ０とした場合の合成容量）とが直列に接続されて構成されていることになる。 FIG. 5 is a diagram showing an equivalent circuit of the series resonant circuits 2-1 and 2 shown in FIG. 1, and shows a case where there is a slight difference (α) in the inductances of the coils 3-1 and 2. According to this equivalent circuit, the series resonant circuit 2-1 includes a coil 3-1 (inductance is L 0 ) and capacitors 4-1, 2 (capacitance 2C 0 : the capacitances of the capacitors 4-1, 2 are respectively set to C 0 . In this case, the series resonance circuit 2-2 includes a coil 3-2 (inductance is L 0 + α) and capacitors 4-1, 2 (2C 0 : capacitor 4). 1,2 of capacitance combined capacitance) and in the case where the C 0 respectively is that it is constituted by connecting in series.
この等価回路から、以下の（１）〜（５）式を導き出すことができる。
図５のループ（Ａ）の式を以下に示す。
The equation for loop (A) in FIG. 5 is shown below.
（１）式及び（２）式から、以下の式を導くことができる
したがって、（ｉ１＋ｉ２）／２を平均とすると、
つまり、この等価回路にキルヒホッフの法則を適用した論理式によれば、電源系統の電流差を示すバラツキは、以下のようになる。
１＋α／２Ｌ０
ここで、ｉ１はコイル３−１を流れる電流値、ｉ２はコイル３−２を流れる電流値、αはＬ０の１０％程度とする。この場合、後述する図２Ａに示すように、コイル３−１のＬ０＝９μＨ、コイル３−１のＬ０＋α＝１０μＨ（この場合αはＬ０の１０％、α＝１μＨ）とすると、前述のバラツキの式は１．０５となり、電流ｉ１，ｉ２のバラツキは５％となる。
That is, according to a logical expression in which Kirchhoff's law is applied to this equivalent circuit, the variation indicating the current difference in the power supply system is as follows.
1 + α / 2L 0
Here, i 1 is a current value flowing through the coil 3-1, i 2 is a current value flowing through the coil 3-2, and α is about 10% of L 0 . In this case, as shown in FIG. 2A described later, if L 0 of the coil 3-1 is 9 μH and L 0 + α of the coil 3-1 is 10 μH (where α is 10% of L 0 and α = 1 μH), The above equation of variation is 1.05, and the variation of the currents i 1 and i 2 is 5%.
〔シュミレーション結果〕
次に、図１に示した本発明の実施の形態による交流電源装置１及び図６に示した従来の交流電源装置１００によるシュミレーション結果について説明する。まず、従来の交流電源装置１００によるシュミレーション結果について説明する。図３Ａ及び図３Ｂは、従来の交流電源装置１００において、直列共振回路１０４−１，２のコイル１０５−１，２のインダクタンスに僅差がある場合のシュミレーションの条件及び結果を示す図である。図３Ａにおいて、直列共振回路１０４−１は、コイル１０５−１のインダクタンスが９μＨ、コンデンサ１０６−１のキャパシタンスが２．４μＦであり、直列共振回路１０４−２は、コイル１０５−２のインダクタンスが１０μＨ、コンデンサ１０６−２のキャパシタンスが２．４μＦである。
[Simulation results]
Next, a simulation result by the AC
図３Ｂにおいて、（ａ）は電源系統１，２の合成電流（Ｌ１に流れる電流）の波形であり、（ｂ）は電源系統１の電流（コイル１０５−１に流れる電流）の波形であり、（ｃ）は電源系統２の電流（コイル１０５−２に流れる電流）の波形である。図３Ｂから、コイル１０５−１，２のインダクタンスに僅差がある場合は、電源系統１の電流値と電源系統２の電流値と間の電流分担に影響を与えていることがわかる。すなわち、電源系統１の電流値の方が電源系統２の電流値よりも大きくなっており、バラツキがあることがわかる。具体的には、電源系統１，２の電流の最大値はそれぞれ１５３Ａ，８７Ａであり、その平均電流値は１２０Ａである。この場合の電流値のバラツキは、±２７％となる。
In FIG. 3B, (a) is a waveform of the combined current (current flowing through L1) of the
図４Ａ及び図４Ｂは、従来の交流電源装置１００において、直列共振回路１０４−１，２のコンデンサ１０６−１，２のキャパシタンスに僅差がある場合のシュミレーションの条件及び結果を示す図である。図４Ａにおいて、直列共振回路１０４−１は、コイル１０５−１のインダクタンスが９μＨ、コンデンサ１０６−１のキャパシタンスが２．４μＦであり、直列共振回路１０４−２は、コイル１０５−２のインダクタンスが９μＨ、コンデンサ１０６−２のキャパシタンスが２．６４μＦである。
4A and 4B are diagrams illustrating simulation conditions and results in the case where there is a slight difference in the capacitances of the capacitors 106-1 and 106-2 of the series resonant circuits 104-1 and 104-2 in the conventional AC
図４Ｂにおいて、（ａ）は電源系統１，２の合成電流（Ｌ１に流れる電流）の波形であり、（ｂ）は電源系統１の電流（コイル１０５−１に流れる電流）の波形であり、（ｃ）は電源系統２の電流（コイル１０５−２に流れる電流）の波形である。図４Ｂから、コンデンサ１０６−１，２のキャパシタンスに僅差がある場合は、電源系統１の電流値と電源系統２の電流値と間の電流分担に影響を与えていることがわかる。すなわち、電源系統１の電流値の方が電源系統２の電流値よりも大きくなっており、バラツキがあることがわかる。具体的には、電源系統１，２の電流の最大値はそれぞれ１４５Ａ，９５Ａであり、その平均電流値は１２０Ａである。この場合の電流値のバラツキは、±２１％となる。
4B, (a) is a waveform of the combined current (current flowing through L1) of the
図２Ａ及び図２Ｂは、本発明の実施の形態による交流電源装置１（コンデンサ４−１，２を共用した交流電源装置１）において、直列共振回路２−１，２のコイル３−１，２のインダクタンスに僅差がある場合のシュミレーションの条件及び結果を示す図である。図２Ａにおいて、直列共振回路２−１は、コイル３−１のインダクタンスが９μＨ、コンデンサ４−１のキャパシタンスが２．４μＦであり、直列共振回路２−２は、コイル３−２のインダクタンスが１０μＨ、コンデンサ４−２のキャパシタンスが２．４μＦである。これは、図３Ａに示した従来の交流電源装置１００によるシュミレーションの条件における値と同一である。
2A and 2B show the coils 3-1 and 2 of the series resonant circuits 2-1 and 2 in the
図２Ｂにおいて、（ａ）は電源系統１，２の合成電流（Ｌ１に流れる電流）の波形であり、（ｂ）は電源系統１の電流（コイル３−１に流れる電流）の波形であり、（ｃ）は電源系統２の電流（コイル３−２に流れる電流）の波形である。図２Ｂから、コンデンサ４−１，２を共用した場合は、コイル３−１，２のインダクタンスに僅差があったとしても、電源系統１の電流値と電源系統２の電流値と間の電流値のバラツキが、図３Ｂ，４Ｂに示した従来の場合に比べて少なくなっていることがわかる。すなわち、電源系統１の電流値の方が電源系統２の電流値よりも大きいが、その差は図３Ｂ，４Ｂに示した従来の場合よりも小さくなっていることがわかる。具体的には、電源系統１，２の電流の最大値はそれぞれ１２７Ａ，１１３Ａであり、その平均電流値は１２０Ａである。この場合の電流値のバラツキは、±６％となる。これは、図５に示した等価回路において計算したバラツキと同じ値となり、同等の結果となっていることがわかる。
2B, (a) is a waveform of the combined current (current flowing through L1) of the
以上のように、本発明の実施の形態による交流電源装置１によれば、直列共振回路２−１，２が、２つの電源系統において、コンデンサ４−１，２を共用してそれぞれ構成するようにした。これにより、高周波電力変換器１０３−１，２を構成するスイッチング素子のオン電圧値の違い、または直列共振回路１０４−１，２のインピーダンスのバラツキ（コイル３−１，２のインダクタンスの僅差、コンデンサ４−１，２のキャパシタンスの僅差）がある場合であっても、これらは、第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値の両方に影響を与えるから、その影響により電源系統の電流差は互いに打ち消される。したがって、スイッチング素子のオン電圧値の違いや直列共振回路１０４−１，２のインピーダンスのバラツキは、共用したコンデンサ４−１，２により吸収され、それぞれの電源系統の電流差への影響を抑えることができる。つまり、各電源系統で分担する電流値の差を小さくし、均等な電流分担を実現することが可能となる。そして、設計により予め設定された許容量を超える電流が流れることがないから、素子や部品等の発熱を抑えると共に破損を防ぐことが可能となる。
As described above, according to AC
また、交流電源装置１によれば、直列共振回路２−１，２はコンデンサ４−１，２を共用して構成されるから、２個のコンデンサ４−１，２を１個のコンデンサに代用することができる。具体的には、図１において、交流電源装置１は、並列接続された２個のコンデンサ４−１，２の代わりに１個のコンデンサを備え、直列共振回路２−１のコイル３−１の一端がその１個のコンデンサの一端に接続される。また、直列共振回路２−１のコイル３−２の一端がその１個のコンデンサの一端に同様に接続される。ここで、２個の出力周波数（共振周波数）の種類に応じてコンデンサを設ける場合には、例えば、従来の交流電源装置１００では、４種類の出力周波数（共振周波数）に応じて１μＦ，２μＦ，３μＦ及び４μＦのように、２つの電源系統にて合計８個のコンデンサが必要となる。これに対し、交流電源装置１では、２μＦ，４μＦ，６μＦ及び８μＦのように、２つの電源系統にて４個のコンデンサが必要となる。したがって、コンデンサの数が少なくて済むから、スペース及びコストの面で有利になる。
Also, according to the AC
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、上記実施の形態では、２つの電源系統を有する場合について説明したが、必ずしも２つに限定されるのではなく、２以上の電源系統にも適用することができる。この場合、全ての直列共振回路のコンデンサを共用するように構成することになる。 The present invention has been described with reference to the embodiment. However, the present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications can be made without departing from the technical idea thereof. For example, in the above embodiment, the case of having two power supply systems has been described. However, the present invention is not necessarily limited to two, and can be applied to two or more power supply systems. In this case, the capacitors of all series resonance circuits are configured to be shared.
また、上記実施の形態では、交流電源装置１が交流電力をスパッタリング装置２００に供給する例を示したが、スパッタリング装置２００に限定されるものではなく、例えば、誘導加熱装置にも適用することができる。
Moreover, in the said embodiment, although the example in which the alternating current
１，１００ 交流電源装置
２，１０４ 直列共振回路
３，１０５ コイル
４，１０６ コンデンサ
１０１ 整流器
１０２ 平滑用コンデンサ
１０３ 高周波電力変換器
１０７ 絶縁トランス
２００ スパッタリング装置
２０１ カソード電極
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ１０１，Ｐ１０２ 接続点
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,100 AC power supply device 2,104 Series resonance circuit 3,105 Coil 4,106 Capacitor 101 Rectifier 102 Smoothing capacitor 103 High frequency power converter 107
Claims (3)
前記複数の高周波電力変換器の出力側にそれぞれ接続された直列共振回路は、コイル及びコンデンサを備え、
前記コンデンサが、他の直列共振回路との間で共用されていることを特徴とする交流電源装置。 A plurality of high-frequency power converters that generate AC power, and a series resonance circuit connected to the output side of each of the high-frequency power converters, the AC power generated by the high-frequency power converter In the AC power supply device that supplies the load device via
The series resonant circuit connected to the output side of each of the plurality of high frequency power converters includes a coil and a capacitor,
The AC power supply device, wherein the capacitor is shared with another series resonant circuit.
前記コンデンサが、全ての直列共振回路で共用される１個で構成されていることを特徴とする交流電源装置。 The AC power supply device according to claim 1,
2. The AC power supply device according to claim 1, wherein the capacitor is composed of one capacitor shared by all series resonant circuits.
前記負荷装置をスパッタリング装置とし、
前記高周波電力変換器により生成された交流電力を、前記コンデンサを共用する直列共振回路を介して、前記スパッタリング装置の電極へ供給することを特徴とする交流電源装置。 In the alternating current power supply device according to claim 1 or 2,
The load device is a sputtering device,
An AC power supply apparatus that supplies AC power generated by the high-frequency power converter to an electrode of the sputtering apparatus via a series resonance circuit that shares the capacitor.
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